请参阅图1，图1为应用于无线接收机的公知前端电路10的功能方块示 意图。如图1所示，一射频输入信号RF_in先由一低噪声放大器(low noisc amplifier，LNA)11放大，再经由一混频器12降频成为一中频或基频信号， 其中混频器12经由混频一本地振荡电路(local oscillator，LO)14所产 生的本地振荡源以及该射频输入信号来实现降频的操作。前端电路10的工作 频率范围受限于低噪声放大器11的带宽(bandwidth)以及耦合于低噪声放 大器11与混频器12之间的匹配电路，而低噪声放大器11的带宽又与负载电 路13有极高的相关性，这是因为负载电路13系提供低噪声放大器11所需的 负载阻抗(load impedance)，所以负载电路13也可以用来匹配低噪声放大 器11与混频器12。
请参与图2，图2为应用于无线通信发射机的公知前端电路15的功能方 块示意图。如图2所示，一中频或基频信号先经由一调制器16升频，其中调 制器16混频一本地振荡电路20所产生的本地振荡源与该中频或基频信号来 执行升频。接着，再经由一前端放大器17将该升频信号放大以产生一射频输 出信号RF_out。与图1所示的前端电路10相似的是，前端电路15的工作频 率范围受限于调制器16以及前端放大器17的带宽，也就是说前端电路15的 工作频率范围取决于混频负载电路18以及放大负载电路19，由此可知，一 射频电路的负载电路不仅与发射机的增益值有关，也与该发射机的频率以及 工作频率范围有关。
请参阅图3，图3为公知负载电路21的示意图。负载电路21用来在晶 体管22的工作频率下提供晶体管22所需的负载阻抗，负载电路21包含有一 电感23以及一电阻24(可随意加入)，其并联于一电压端VCC与一节点A之 间，其中，节点A电连接晶体管22的输出端与一第二电路。
请继续参阅图4，图4为图3所示的负载电路21的频率响应(frequency response)图。如图4所示，第一曲线30所描绘的频率响具有较高的Q值， 这是因为第一曲线30所对应的负载电路并不包含有电阻24，或者第一曲线 30所对应的负载电路所设置的电阻24具有一高阻值。第一曲线30的中心频 率fC1上有一最高增益值G2，这是因为当信号由晶体管22传递到该第二电路 时，负载电路21只会吸收少量的能量，而大部分的能量都会传递给该第二电 路，然而，高增益值G2只会在频率为fC1时出现，当频率上下改变时，增益值 便会快速下降。现今的无线通信装置通常都是在一频率范围内工作，因此， 该无线通信装置必须在一较大的频率范围下维持相同的增益值，亦即有较大 的工作带宽(operating bandwidth)，如这一来，单一个无线收发机就可以 在一较宽广的频率范围下工作，因此，便必须利用电阻24来增加负载电路 21的工作带宽。如图4所示，第二曲线31所描绘的频率响应具有低Q值， 这是因为其所对应的负载电路21包含有一阻值较低的电阻24来增加其工作 带宽。相对地，负载电路21上整体的增益亦会因此而衰减。除此之外，由于 从晶体管22传递到第二电路的能量不同，所以负载电路21在整个工作带宽 上的增益也不尽相同。
请参阅图5，图5为公知第一种电子控制式负载电路40的示意图。公知 技术利用电子信号来控制负载电路40的中心频率，以使得一第一电路与一第 二电路间的能量转移在多个不同的工作频率上均可达到最佳化。如图5所示， 电子控制式负载电路40包含有多个个电容C1、…CN，多个开关元件S1、…SN， 一电感41以及一电阻42(可随意加入)。第一开关元件S1与第一电容C1为彼 此串联，然后，电连接于一电源端VCC与一节点A之间，其中节点A用来电 连接到该第一电路与该第二电路。剩下的开关元件与相对应的电容也是两两 串联，然后，同样电连接到电源端VCC与节点A之间。开关元件S1、…SN系 分别依据数字控制信号CNTR1、…CNTRN来决定是否导通其相对应的电容至电 源端VCC。因此，可以经由并联不同的电容到负载电路40上来改变负载电路 40的中心频率，以进一步扩大负载电路40的工作带宽。
请参阅图6，图6为图5所示的电子控制式负载电路40的频率响应图。 当开关元件S1、…SN中有任一个开关元件导通(turn on)时，该导通的开关 元件即产生一有限的等效阻值，且并联在负载电路40上，同时，这一等效阻 值也会影响负载电路的Q值大小。如图所示，当电子控制式负载电路40的第 一开关元件S1导通时，其对应的频率响应曲线为具有中心频率为fC1的第一 曲线50；当电子控制式负载电路40的第二开关元件S2导通时，其对应的频 率响应曲线为具有中心频率为fC2的第二曲线51。由此可知，电子控制式负载 电路40的中心频率随着每一开关元件依序导通而逐渐减小，直到第N开关元 件SN导通时，其对应的频率响应曲线便是具有中心频率为fCN的第N曲线52。 当每一开关元件S1、…SN都为非导通(turn off)时，电容C1、…CN便与电 源端形成断路(disconnect)，亦即自负载电路40中移除，虽然开关元件 S1、…SN都为断路，但开关元件S1、…SN的寄生电容依然会对负载电路40造 成影响，由于这些寄生电容的电容值比电容C1、…CN要小得多，所以负载电 路40的频率响应曲线53会平移到一个新的中心频率fc。除此之外，该开关 元件断路时所产生的小电电容值与高阻值会在新的中心频率fc附近形成一 高Q值的频率响应曲线。由此可知，于负载电路40的工作带宽中，随着频率 的改变会产生偏移一理想高增益值的增益值。
请参阅图7，图7为公知第二种电子控制式负载电路60的示意图。电子 控制式负载电路60用来确保一第一电路与一第二电路之间的能量转移在多 个工作频率上都能达到最佳化。电子控制式负载电路60包含有一电容63、 一第一开关元件64、一电阻65、一第二开关元件66、一电感67以及一反相 器68。如图7所示，第一开关元件64与电容63串联，并电连接到一电源端 VCC与一节点A之间。控制信号CNTR用来控制第一开关元件64是否导通， 以决定电容63与电源端VCC是否电连接，因此，控制信号CNTR可以经由控 制第一开关元件64来选择是否将电容63并联到第二负载电路60，以进一步 影响第二负载电路60的中心频率，此外，当第一开关元件不导通时，第二开 关元件66则会受控于反相器68的输出信号而成为通路来导通电阻65与电源 端VCC，以补偿高Q值的频率响应，其中反相器68的输出信号为控制信号CNTR 的反相信号。由此可知，公知技术使用多个可切换的电容以及其相对应的可 切换的电阻，来延展该负载电路的工作带宽，同时确保在所有频率上都可维 持一定的增益值。
请参阅图8，图8为图7所示的电子控制式负载电路60的频率响应图。 如图8所示，一第一曲线70用来描绘中心频率为fC2的频率响应曲线，此时 负载电路60中的第一开关元件64为导通，而第二开关元件66为非导通。与 图5所示的负载电路40相似的是，当第二开关元件66不导通时也会发生寄 生电容的现象。当第一开关元件64为非导通而第二开关元件66为导通时， 负载电路60会产生新的中心频率fC1并且经由并联电阻65来补偿高Q值的 频率响应，如这一来，该二中心频率fC1、fC2上就会具有相同的增益值G1。虽 然依据公知技术来使用多个可切换的电容与相对应的电阻可以在工作带宽上 产生较平坦的频率响应，但是由于每一并联于负载电路60的电阻都会降低系 统的增益值，所以，当第一电路传递能量给第二电路时，该第二电路真正接 收到的能量就会因此而减少。

因此，本发明的主要目的的一在于提供一种可电子控制其工作频率的负 载电路来最佳化一第一电路与一第二电路间的能量转移，以解决上述该第一 电路与该第二电路在不同中心频率下的能量转移率不同的问题。
依据本发明，其公开一种电子控制式负载电路，用来最佳化一第一电路 与一第二电路间的能量转移。该电子控制式负载电路包含有一第一电感或电 阻，其包含有一第一端点，电连接到一第一节点，一第二端点，电连接到一 电源端或是一交流接地端，其中该第一节点为该第一电路与该第二电路的连 接上一第一接点；以及一第一可变电容，其包含有一第一端点，电连接到该 第一节点，以及一第二端点，电连接到一控制信号。
依据本发明，其还公开一种最佳化一第一电路与一第二电路间的能量转 移的方法。该方法包含有：提供一第一电感或电阻，其包含有一第一端点， 电连接到一第一节点，一第二端点，电连接到一电源端或是一交流接地端， 其中该第一节点为该第一电路与该第二电路的连接上一第一接点；提供一第 一可变电容，其包含有一第一端点，电连接到该第一节点；以及调整该第一 可变电容的电容值以最佳化该第一电路与该第二电路间的能量转移。
依据本发明，其还公开一种电子控制式阻抗匹配电路。该电子控制式阻 抗匹配电路包含有一第一电感或电阻，其包含有一第一端点，电连接到一第 一节点，一第二端点，电连接到一电源端或是一交流接地端，其中该第一节 点为一第一电路与一第二电路的连接上一第一接点；以及一第一可变电容， 其包含有一第一端点，电连接到该第一节点，以及一第二端点，电连接到一 控制信号。
附图说明
图1为无线接收机的公知前端电路的功能方块示意图。
图2为无线发射机的公知前端电路的功能方块示意图。
图3为公知用来提供一晶体管在工作频率下所需的负载阻抗的负载电路 的示意图。
图4为图3所示的负载电路的频率响应图。
图5为公知第一种电子控制式负载电路的示意图。
图6为图5所示的电子控制式负载电路的频率响应图。
图7为公知第二种电子控制式负载电路的示意图。
图8为图7所示的电子控制式负载电路的频率响应图。
图9为本发明的第一实施例中所述的第一种电子控制式负载电路的示意 图。
图10为图9所示的电子控制式负载电路的频率响应图。
图11为本发明的第二实施例中所述的第二种电子控制式负载电路的示 意图。
图12为图11所示的电子控制式负载电路的频率响应图。
图13为图9所示的控制信号发生器的示意图。
图14为根据本发明第一实施例而以差动方式来升频一差动同相输入信 号以及一差动正交相输入信号的无线发射机的简单示意图。
附图符号说明
10、15         前端电路      11               低噪声放大器
12、16、111    混频器        13、18、19、21   负载电路
14、20         本地振荡电路  17               前端放大器
22、64、66     晶体管        23、41、67、83、 电感
                             114、115
24、42、65、152电阻          40、60、80、113、电子控制式负载
                             150              电路
63             电容          68               反相器
84、154、116、 可变电容      85、118、156     控制信号发生器
117
110    无线发射机        112    驱动器

请参阅图9，图9为本发明的第一实施例所提出的第一种电子控制式负 载电路80的示意图。电子控制式负载电路80用来确保一第一电路与一第二 电路间的能量转移达到最佳化。电子控制式负载电路80包含有一电感83、 一可变电容84以及一控制信号发生器85。当电子控制式负载电路80用来提 供负载时，电感83的一端电连接到一电源端VCC(亦即节点B)，另一端则电 连接到一节点A，其中，节点A为连接该第一电路与该第二电路的接点。另 一方面，当负载电路80用来实施一匹配电路时，电感83的一端电连接到一 交流接地端(节点B)，而另一端则依旧电连接到节点A。此外，可变电容84 的负极电连接到节点A，正极则电连接到一控制信号A_CNTR，而控制信号 A_CNTR由控制信号发生器85依据负载电路80所需要的工作频率FC_CNTR所产 生。当可变电容84工作在反相偏压的模式之下，会依据可变电容84上的电 压(亦即该反相偏压)来决定其电容值大小，因此，当控制信号A_CNTR改 变时，可变电容84的电容值也会随的改变。由于负载电路80的工作频率由 电感83的电感值与可变电容84的电容值来决定，所以，本发明利用控制信 号A_CNTR来改变可变电容84的电容值，以调整负载电路80的工作频率以及 中心频率。除此之外，在一般集成电路中，一典型可变电容的Q值约为60-150， 其远高于电感的Q值(约为8-18)，因此，由于可变电容具有高Q值的特性， 所以当容质改变时不会明显降低整体的Q值，换句话说，在切换频率的过程 中，该放大器或是混频器的增益值可以保持稳定，并同时维持在一较高的数 值。
请参阅图10，图10为图9所示的电子控制式负载电路80的频率响应图。 当可变电容84的电容值下降时，其中心频率便会增加；而当可变电容84的 电容值增加时，则中心频率便会降低。图10所示的第一曲线92用来描绘电 子控制式负载电路80的频率响应具有一第一中心频率fC1，且第一中心频率 fC1为工作带宽的上限；而第N曲线91为描绘电子控制式负载电路80的频率 响应具有一第N中心频率fCN，且该第N中心频率fCN为工作带宽的下限。虽然 可变电容84的Q值会随着控制电压而改变，但在整个控制范围下，其Q值与 电感的Q值相比仍然要高得多，所以其相对应的频率响应并不会有明显的差 异。此外，本发明的第一实施例并不需要在可变电容84旁并联额外的电阻， 这是因为负载电路80的Q值主要取决于电感83的Q值。所以，第一中心频 率fC1与第N中心频率fCN的Q值相差很小，也就是说，其相对应的第一增益 值G1与第N增益值GN几乎相同，也因为可变电容84不会明显降低负载电路 的Q值，所以与公知技术相比，本发明负载电路80的增益值可维持在较高的 数值。
请参阅图11，图11为本发明的第二实施例所提出的第二种电子控制式 负载电路150的示意图。电子控制式负载电路150用来确保一低频信号在一 第一电路与一第二电路间的能量转移达到最佳化。电子控制式负载电路150 包含有一电阻152、一可变电容154以及一控制信号发生器156。电阻152的 一端电连接到一电源端VCC或是一交流接地端(节点B)，而另一端电连接到 一节点A，其中节点A为连接该第一电路与该第二电路的接点。可变电容154 的负极电连接到节点A，正极则电连接到一控制信号A_CNTR，其中控制信号 A_CNTR由控制信号发生器156依据负载电路150所需要的截止频率(cut off frequency)FC_CUT所产生。可变电容154工作在一反相偏压之下，并且依据其 电压来决定可变电容154的电容值。由于电路150的低通带宽由可变电容154 的电容值所决定，因此，本发明系经由控制信号A_CNTR来改变可变电容154 的电容值，以进一步调整负载电路的工作带宽大小。
请参阅图12，图12为图11所示的电子控制式负载电路150的频率响 应图。当可变电容154的电容值增加时，其频率响应曲线所对到应的带宽则 会缩减；而当可变电容154的电容值降低时，其频率响应曲线所对到应的带 宽则会增加。如图12所示，一第一曲线160具有一第一低通截止频率fC， 其表示可变电容154此时系具有较小的电容值，而第N曲线162表示电子控 制式负载电路150的频率响应具有一第N低通截止频率fCN，表示此时可变电 容154的电容值较大，所以便对应到较小的带宽。
请参阅图13，图13为图9所示的控制信号发生器85的示意图。控制信 号发生器85可依据可变电容84的C-V(电容值相对于电压)特性曲线，随 意产生所需的控制信号A_CNTR，再依据控制信号A_CNTR来调整可变电容84 的电容值，以进一步最佳化该负载或匹配电路的带宽。控制信号发生器85的 结构类似一数字模拟转换器(digital to analog converter，DAC)，其包含 有多个串联的电阻R1、…R17电连接到电源端VCC与接地端之间。多个传输 门G1、…G16分别电连接到电阻R1、…R17与控制信号A_CNTR，且由控制信 号Con1、…Con16来分别地控制。由此可知，这一结构的控制信号发生器85 可在电子控制式负载电路80上产生16个不同的中心频率，为了满足设计上 的需求，也可以使用更多的电阻与传输门以得到数量更多且级距更小的中心 频率。然而，可变电容84的电容值与电压并非呈一线性函数，亦即当反相偏 压逼近VCC时，可变电容84的电容值会呈指数增加，所以，控制信号发生器 85与典型数字模拟转换器不同的是电阻R1、…R17的阻值并非以等差方式递 减，所以为了使负载电路80的每一中心频率之间距都相同，每一电阻的阻值 都必须依据可变电容的C-V曲线而有所改变。举例来说，图10所示的曲线 92的第一中心频率fC1为启用(enable)第一传输门G1所造成，依此类推， 为了产生第N中心频率fCN的频率响应则必须启用第N传输门GN。
请参阅图14，图14为本发明无线发射机110的简化示意图。无线发射 机110依据本发明第一实施例的电路结构将其负载电路变化为差动电路的形 式，用来升频(up conversion)一差动同相输入信号IN_I+、IN_I-，以及 一差动正交相输入信号IN_Q+、IN_Q-。无线发射机110包含有一混频器111、 一驱动器112以及一电子控制式负载电路113。如图14所示，负载电路113 为一差动电路，其包含有一第一电感114、一第二电感115、一第一可变电容 116、一第二可变电容117以及一控制信号发生器118。如本领域所公知的， 差动电路具有较佳的抗噪声能力，且常被应用于高速集成电路的环境中。混 频器111为一公知吉尔伯特混频器(Gilbert mixer)，用来分别混频一差动 同相本地振荡信号LOI+、LOI-与差动同相输入信号IN_I+、IN_I-，以及混频 一差动正交相本地振荡信号LOQ+、LOQ-与差动正交相输入信号IN_Q+、IN_Q-， 由于吉尔伯特混频器为一本领域所公知的技术，故不在此赘述其操作方式及 结构。请注意，电子控制式负载电路113中的第一电感114与第二电感115 可利用一具有中心抽头的电感来实施，并且将其中心端电连接到电源端VCC。
此外，混频器111的差动输出端分别电连接到驱动器112与电子控制式 负载电路113。控制信号发生器118用来接收一数字控制信号，其中该数字 控制信号对应于负载电路113所需要的中心频率以及该同相与正交相本地振 荡信号的频率，且控制信号发生器118另依据该数字控制信号来产生一控制 信号A_CNTR以适当设定第一可变电容116与第二可变电容117的反相偏压， 并决定负载电路113的中心频率。因此，当无线发射机110改变工作频率时， 该同相与正交相本地振荡信号以及对应至中心频率的数字控制信号就会跟着 改变，所以，控制信号发生器118亦会调整控制信号A_CNTR，以适当地偏压 第一可变电容116与第二可变电容117，并且借此更新负载电路113的中心 频率。如这一来，电子控制式负载电路113就可将混频器111与驱动器112 间的能量转移最佳化，同时拥有较宽的工作频率与高增益值。
本发明并不限于无线发射机的应用范畴，任何一种需要在一第一电路与 一第二电路间作能量转移的应用皆可利用本发明所公开的技术，以使能量转 移达到最佳化。除此之外，本发明电子控制式负载电路亦可应用于其他可电 子控制的阻抗匹配电路上，例如，图1所示的混频器12，其输入阻抗与低噪 声放大器11的输出阻抗不同而产生的反射波便可以经由调整控制信号 A_CNTR来加以消除。
相较于公知技术，本发明经由一可变电容来调整该负载电路的电容值， 以最佳化一第一电路与一第二电路间的能量转移，因此可得到一较大且具有 高增益值的工作带宽，利用一控制信号发生器，来调整一模拟控制信号以控 制该可变电容的电容值。当应用于无线发射机时，相较于公知技术利用可切 换的电容与电阻，本发明电子控制式负载电路系提供较高的增益值，且其频 率范围亦较公知技术为广。
以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求所进行的等效 变化与修改，皆应属本发明的涵盖范围。