用于放大通信信号的放大系统 |
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| 申请号 | CN201480083632.7 | 申请日 | 2014-12-02 | 公开(公告)号 | CN107005201A | 公开(公告)日 | 2017-08-01 |
| 申请人 | 华为技术有限公司; | 发明人 | 詹姆士·王; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及用于放大通信 信号 的放大系统(100)，所述放大系统(100)包括处理器(101)，被配置为比较所述通信信号的幅值和预定 阈值 ，并且基于所述预定阈值将所述通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，其中，所述下部分通信信号指示低于所述预定阈值的所述通信信号的幅值，以及其中所述上部分通信信号指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值；多尔蒂 放大器 (103)，包括主放大器(105)、次放大器(107)和另一次放大器(109)，所述多尔蒂放大器(103)被配置为放大从所述下部分通信信号得到的第一放大器信号，以获得放大的下部分通信信号；辅放大器(111)，被配置为放大从所述上部分通信信号得到的第二放大器信号，以获得放大的上部分通信信号；以及合成器(113)，被配置为合成所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号，以获得放大的通信信号。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于放大通信信号的放大系统(100)，所述放大系统(100)包括： |
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| 说明书全文 | 用于放大通信信号的放大系统技术领域[0001] 本发明涉及通信信号放大领域。 背景技术[0002] 现代无线通信网络越来越多地被设计为向无线通信网络内的移动设备提供高数据速率和完善的数据处理能力。新近的增加数据速率和提高数据处理能力的方法是基于采用具有增大的峰均功率比(peak-to-average power ratio，PAR)和/或增大的工作带宽的通信信号。 [0003] 为了放大通信信号，可以采用不同类型的放大器。例如，多尔蒂(Doherty)放大器可以用于放大通信信号，其中，多尔蒂放大器可以视为改进的B类放大器。然而，当放大具有高峰均功率比(PAR)和/或高工作带宽的通信信号时，当前类型的放大器可能会遭受效率降低之苦。 发明内容[0004] 本发明的目的是提供用于放大通信信号的有效概念(efficient concept)。 [0006] 本发明是基于以下发现：多尔蒂放大器和辅放大器可以用于放大通信信号，其中，所述多尔蒂放大器和所述辅放大器协同操作。 [0007] 要放大的通信信号可以被分解为指示低于预定阈值的所述通信信号的幅值的下部分通信信号，和指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值的上部分通信信号，其中，所述多尔蒂放大器可以被配置为基于所述下部分通信信号进行放大，所述辅放大器被配置为基于所述上部分通信信号进行放大。为了提供放大的通信信号，可以采用例如定向耦合器来合成放大的下部分通信信号和放大的上部分通信信号。 [0008] 该概念可以应用于放大任何通信信号。具体地，该概念可以应用于放大具有高峰均功率比(PAR)和/或高工作带宽的通信信号，诸如在长期演进(LTE)无线通信网络中使用的多载波通信信号。 [0009] 根据第一方面，本发明涉及一种用于放大通信信号的放大系统，所述放大系统包括处理器，被配置为比较所述通信信号的幅值和预定阈值，并且基于所述预定阈值将所述通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，其中，所述下部分通信信号指示低于所述预定阈值的所述通信信号的幅值，以及其中所述上部分通信信号指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值；多尔蒂放大器，包括主放大器、次放大器和另一次放大器，所述多尔蒂放大器被配置为放大从所述下部分通信信号得到的第一放大器信号，以获得放大的下部分通信信号；辅放大器，被配置为放大从所述上部分通信信号得到的第二放大器信号，以获得放大的上部分通信信号；以及合成器，被配置为合成所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号，以获得放大的通信信号。因此，可以实现用于放大通信信号的有效概念。 [0010] 所述多尔蒂放大器可以是三路(three-way)多尔蒂放大器。为了在所述多尔蒂放大器内提供阻抗变换，所述多尔蒂放大器可以包括多个四分之一波长传输线。所述多尔蒂放大器和所述辅放大器可以是射频(radio frequency，RF)放大器。 [0011] 所述通信信号、所述下部分通信信号和所述上部分通信信号可以是基带信号。所述第一放大器信号、所述第二放大器信号、所述放大的下部分通信信号、所述放大的上部分通信信号和所述放大的通信信号可以是射频(RF)信号。 [0012] 所述通信信号的所述幅值可以基于预定幅值区间归一化，例如，区间[0；1]。所述预定阈值可以是实数，例如，0.3或0.7。 [0013] 根据第一方面所述的放大系统，在所述放大系统的第一种实现形式中，所述处理器被配置为基于所述多尔蒂放大器的传递函数过滤所述下部分通信信号，以获得过滤的下部分通信信号，将所述下部分通信信号减去所述过滤的下部分通信信号，以获得误差信号，并将所述误差信号加至所述上部分通信信号。因此，可以实现基于所述多尔蒂放大器的所述传递函数对所述上部分通信信号的补偿。 [0014] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现形式所述的放大系统，在第二种实现形式中，所述放大系统还包括辅定向耦合器，被配置为从所述放大的通信信号得到参考信号，其中，所述处理器被配置为比较所述上部分通信信号和从所述参考信号得到的比较信号，以确定所述上部分通信信号和所述比较信号之间的时间延迟，并基于所述时间延迟，在时间上延迟所述上部分通信信号。因此，可以实现所述上部分通信信号和所述放大的通信信号的峰值在时间上的对准。 [0015] 所述比较信号可以是基带信号。所述参考信号可以是射频(RF)信号。所述时间延迟可以例如，基于所述上部分通信信号和所述比较信号之间的互相关来确定。 [0016] 根据第一方面的第二种实现形式所述的放大系统，在第三种实现形式中，所述放大系统还包括本地振荡器和辅混合器，其中，所述本地振荡器被配置为生成载波信号，以及其中所述辅混合器被配置为将所述参考信号乘以所述载波信号，以获得所述比较信号。因此，可以实现所述参考信号的向下混合(down-mixing)。 [0017] 所述本地振荡器可以包括锁相环(phase-locked loop，PLL)。所述载波信号可以是射频(RF)信号。 [0018] 所述辅混合器可以包括辅镜像抑制滤波器。所述参考信号乘以所述载波信号可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括模数转换器(analogue-to-digital converter，ADC)，用于将所述比较信号从所述模拟信号域转换到数字信号域。 [0019] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现形式所述的放大系统，在第四种实现形式中，所述处理器被配置为基于所述多尔蒂放大器的传递函数和/或所述辅放大器的传递函数，对所述上部分通信信号进行逆滤波。因此，可以实现数字预失真(digital pre-distortion，DPD)。 [0020] 可以组合所述多尔蒂放大器的所述传递函数和所述辅放大器的所述传递函数，以用于进行所述逆滤波。 [0021] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第五种实现形式中，所述处理器被配置为启动所述主放大器、所述次放大器、所述另一次放大器和/或所述辅放大器的电源电压的降低。因此，可以限制所述主放大器、所述次放大器、所述另一个次放大器和/或所述辅放大器的输出功率。 [0022] 上述降低电源电压可以例如应用于业务量减小的情况。 [0023] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第六种实现形式中，所述处理器被配置为启动所述主放大器和/或所述辅放大器的去激活。因此，所述放大系统可以作为两路(two-way)多尔蒂放大器工作。 [0024] 在业务量减小的情况下，所述主放大器和/或所述辅放大器的去激活可以提高所述放大系统的效率。 [0025] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第七种实现形式中，所述处理器被配置为基于所述放大的通信信号的预定功率输出回退值和所述通信信号的预定峰均功率比，确定所述预定阈值。因此，可以基于所述通信信号和所述放大的通信信号的典型特性，确定所述预定阈值。 [0026] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第八种实现形式中，所述主放大器是AB类放大器，或者其中，所述次放大器是B类放大器，或者其中，所述另一个次放大器是C类放大器。因此，可以有效实现所述多尔蒂放大器。 [0027] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第九种实现形式中，所述辅放大器是A类放大器、AB类放大器、B类放大器、C类放大器或另一多尔蒂放大器。因此，可以有效实现所述辅放大器。 [0028] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第十种实现形式中，所述主放大器、所述次放大器、所述另一个次放大器或所述辅放大器包括放大单元对，其中，所述放大单元对并联连接。因此，可以提高所述放大系统的所述工作带宽。所述放大单元对可以以推挽式结构连接。 [0029] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式所述的放大系统，在第十一种实现形式中，所述放大系统还包括本地振荡器、第一混合器和第二混合器，其中，所述本地振荡器被配置为生成载波信号，所述第一混合器被配置成将所述下部分通信信号乘以所述载波信号，以获得所述第一放大器信号，以及所述第二混合器被配置为将所述上部分通信信号乘以所述载波信号，以获得所述第二放大器信号。因此，可以实现所述下部分通信信号和所述上部分通信信号的向上混合(up-mixing)。 [0031] 所述第一混合器可以包括第一镜像抑制滤波器。所述下部分通信信号与所述载波信号的乘法运算可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括用于将所述下部分通信信号从数字信号域转换到所述模拟信号域的第一数模转换器(digital-to-analogue converter，DAC)。 [0032] 所述第二混合器可以包括第二镜像抑制滤波器。所述上部分通信信号与所述载波信号的乘法运算可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括用于将所述上部分通信信号从数字信号域转换到所述模拟信号域的第二数模转换器(DAC)。 [0033] 根据第一方面或者第一方面的上述任意一种实现方式中所述的放大系统，在第十二种实现形式中，所述合成器包括定向耦合器，用于合成所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号。因此，可以有效地合成所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号。 [0034] 所述定向耦合器可以基于预定的耦合比C合成所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号。 [0035] 根据第二方面，本发明涉及一种用于放大通信信号的方法，所述方法包括：比较所述通信信号的幅值和预定阈值；基于所述预定阈值将所述通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，其中，所述下部分通信信号指示低于所述预定阈值的所述通信信号的幅值，以及其中所述上部分通信信号指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值；放大从所述下部分通信信号得到的第一放大器信号，以获得放大的下部分通信信号；放大从所述上部分通信信号得到的第二放大器信号，以获得放大的上部分通信信号；以及合成所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号，以获得放大的通信信号。因此，可以实现用于放大通信信号的有效概念。 [0036] 所述放大系统可以执行所述方法。所述方法的另外的特征可以直接由所述放大系统的功能性给出。 [0037] 根据第三方面，本发明涉及一种计算机程序，包括当被在计算机上执行时用于执行所述的方法的程序代码。因此，可以自动执行所述方法。 [0038] 可以可编程地设置所述放大系统例如，所述放大系统的所述处理器，以执行所述计算机程序。 附图说明[0040] 将结合以下附图描述本发明的实施例，其中： [0041] 图1示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图； [0042] 图2示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的方法的图； [0043] 图3示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图； [0044] 图4示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图； [0045] 图5示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图； [0046] 图6示出了根据一个实施例将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号的图； [0047] 图7示出了根据一个实施例的放大系统的负载电压驻波比(voltage standing wave ratio，VSWR)和功率输出回退(power-output back-off，POBO)的图； [0048] 图8示出了根据一个实施例的使用不同定向耦合器的放大系统的效率的图； [0049] 图9示出了根据一个实施例在不同通信量的状态下的放大系统的效率的图； [0050] 图10示出了根据一个实施例的放大系统的负载电压驻波比(VSWR)失配的图；以及[0051] 图11示出了根据一个实施例的通信信号的频谱图和放大的通信信号的频谱图。 具体实施方式[0052] 图1示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。 [0053] 放大系统100包括处理器101，被配置为比较通信信号的幅值和预定阈值，并且基于预定阈值将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，其中，下部分通信信号指示低于预定阈值的通信信号的幅值，以及其中上部分通信信号指示高于预定阈值的通信信号的幅值；多尔蒂(Doherty)放大器103，包括主放大器105、次放大器107和另一次放大器109，多尔蒂放大器103被配置为放大从下部分通信信号得到的第一放大器信号，以获得放大的下部分通信信号；辅放大器111，被配置为放大从上部分通信信号得到的第二放大器信号，以获得放大的上部分通信信号；以及合成器113，被配置为合成放大的下部分通信信号和放大的上部分通信信号，以获得放大的通信信号。 [0054] 在一个实施例中，放大系统100还包括本地振荡器、第一混合器和第二混合器，其中，本地振荡器被配置为生成载波信号，以及其中第一混合器被配置成将下部分通信信号乘以载波信号，以获得第一放大器信号，以及其中第二混合器被配置为将上部分通信信号乘以载波信号，以获得第二放大器信号。 [0055] 在一个实施例中，主放大器105是AB类放大器，次放大器107是B类放大器和/或另一次放大器109是C类放大器。在一个实施例中，辅放大器111是A类放大器、AB类放大器、B类放大器、C类放大器或另一多尔蒂放大器。 [0056] 图2示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的方法200的图。 [0057] 方法200包括：比较201通信信号的幅值和预定阈值；基于预定阈值将通信信号分解203为下部分通信信号和上部分通信信号，其中，下部分通信信号指示低于预定阈值的通信信号的幅值，以及其中上部分通信信号指示高于预定阈值的通信信号的幅值；放大205从下部分通信信号得到的第一放大器信号，以获得放大的下部分通信信号；放大207从上部分通信信号得到的第二放大器信号，以获得放大的上部分通信信号；以及合成209放大的下部分通信信号和放大的上部分通信信号，以获得放大的通信信号。放大系统100可以执行方法200。 [0058] 在下文中，将描述放大系统100和方法200的进一步的实施例和实现形式。 [0059] 随着对更高数据速率的需求的增加，对提高数据处理能力的期望可以由考虑这样一种场景的移动服务运营商来解决，借以该场景，移动运营商可拥有不同移动频谱带(spectralband)的所有权，例如，频谱带1和3或频谱带2和4。 [0060] 增加通信信号的功率频谱密度的方法可能并没有吸引力，其中，原因可能涉及美学，例如，由于安装面积不足，不利于健康和不够安全，例如，由于要安装或安置较大且较重的无线射频拉远单元，以及运营支出，例如，关于资产管理方面的问题。 [0061] 总而言之，为了解决上述对更高数据容量处理的要求，可能需要一种有效且宽频带的方法，其可以足以覆盖移动服务运营商所拥有的若干频谱带，以便改进资产管理。 [0062] 随着使用多尔蒂放大器成为普遍采用的解决方案，提高功率放大器的效率已取得了进展。然而，由于主放大器主设备固有的VSWR负载牵引比，多尔蒂放大器可能带宽受限。尽管进一步将多尔蒂架构演变成更先进的放大器架构，但这种带宽受限的基本状况还是真实存在的。 [0063] 2-设备多尔蒂放大器的最低负载牵引VSWR可以为2，并且这个数字在非对称多尔蒂放大器的情况下会更高，其中，次放大峰值设备可以具有大于主放大器主设备的因数，例如，次放大器峰值设备＝2×主放大器主设备。2-设备多尔蒂放大器的工作带宽可以覆盖倍频程带宽(octave bandwidth)。然而，其可能不足以解决更高信号PAR的问题。 [0064] 在对称的3-设备多尔蒂放大器中，给定输出功率回退(POBO)例如为9.3dB的条件下，该负载牵引VSWR比可以被计算例如为1.33。这种方法的挑战在于次放大器峰值设备1和2。这两个放大器可以由通信信号的PAR和输出功率规格来决定。这样，主放大器主设备上的VSWR可以利用较小的主放大器主设备进行偏移，紧随主放大器主设备之后的是例如位于主放大器主设备的尺寸的1.5至2倍的区域内的较大的次放大器。 [0065] 在不同的放大器架构即连续放大器架构中，操作可以是将调制的通信信号数字驱动到所附放大器的相应路径中。然后可以通过使用定向耦合器来重新合成放大的信号。可以在输入处执行通信信号调节以使连续放大器工作。然而，为了在重新合成之后具有高效率，主放大器设备可能需要接近零的PAR通信信号。因此，基于此目的，尽管其是频率不可知者，但是对连续的放大器架构的操作是有挑战性的。 [0066] 连续的放大器架构的另一挑战在于，对于较大的POBO，例如，>9dB PAR，通信信号，设备功率比可以超过10x。这对于低功率应用可能是可接受的，但是对于高功率应用可能是不合理的，因为对于特定的应用，更大的设备可能意味着挑战而非获益。 [0067] 2-级(2-stage)连续放大器，例如，具有两个相邻连接的定向耦合器，可提供改进的概念。虽然此架构可以改进平均效率性能，然而，如使用1-级连续放大器，它仍然可能需要驱动主放大器主设备的零PAR通信信号。 [0068] 图3示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。放大系统100可以根据复合的连续放大器架构来实现。放大系统100可以是高效和/或宽带复合发射机的一部分。放大系统100构成如结合图1所描述的放大系统100的一种可能的实现方式。 [0069] 放大系统100包括多尔蒂放大器103、辅放大器111和合成器113。多尔蒂放大器103包括主放大器105、次放大器107和另一次放大器109。多尔蒂放大器103还包括耦合在主放大器105的输出和次放大器107的输出之间的第一四分之一波长传输线303，耦合在次放大器107的输出和另一次放大器109的输出之间的第二四分之一波长传输线305，和耦合在另一次放大器的输出和合成器113的第一输入之间的第三四分之一波长传输线307。合成器113包括或可以被实现为定向耦合器301。辅放大器111的输出耦合到合成器113的第二输入。 [0070] 结合图1所描述的处理器101未在图中示出。 [0071] 主放大器105可以称为主放大器主设备。次放大器107可以称为次放大器设备1。另一个次放大器109可以称为次放大器设备2。辅放大器111可以称为辅放大器设备。合成器113可以包括具有耦合比C的定向耦合器301。 [0072] 提供高效率性能和高工作带宽的有效方法的挑战已经带来了额外的挑战，其中，为了应对增加的数据处理能力以及增加的频谱线性度，数字调制通信信号的PAR不断增加。所描述的概念可以克服例如关于工作带宽、高信号PAR和高效率的挑战。 [0073] 在一个实施例中，连续放大器架构和三路多尔蒂放大器架构的概念可以改造为复合连续放大器架构。这种架构可以在主放大器105上提供减小的负载牵引VSWR，从而使得在与两个次放大器107、109一起工作期间实现更宽的频率带宽。该减小的VSWR三路多尔蒂放大器103可以进一步独立于辅放大器111工作，以提高整个放大系统100的峰值功率。这种架构可以在输出处不会引起太多的损失的情况下，进一步允许非零PAR通信信号被放大以及保持高效率。 [0074] 主放大器105可以被偏置用于AB类工作。次放大器107可以被偏置用于B类工作，并且另一次放大器109可以被偏置用于C类工作。这些偏置的设置可以形成三路多尔蒂放大器103的操作。在这些相应放大部分的输出处，它们可以通过阻抗变换器分离。这些可以实现为四分之一波长传输线303、305、307，名义上工作在工作频带的中心频率处。 [0075] 在主放大器105的输出和次放大器107的输出之间的第一四分之一波长传输线303的特性阻抗Z1可以由以下等式确定： [0076] Z1＝50×(Peak#1_ratio)1/2 (1) [0077] 其中，Peak#1_ratio表示次放大器107的功率和主放大器105的功率之间的比率。 [0078] 在次放大器107和另一次放大器109之间的第二四分之一波长传输线305的特性阻抗Z2可以由以下等式确定： [0079] Z2＝50×[(Peak#1_ratio×Peak#2_ratio)/(1+Peak#1_ratio)2]1/2 (2)[0080] 其中，Peak#2_ratio表示另一次放大器109的功率和主放大器105的功率之间的比率。 [0081] 第三四分之一波长传输线307的特性阻抗Z3可以由以下等式确定： [0082] Z3＝50×[(Peak#2_ratio)/(1+Peak#1_ratio+Peak#2_ratio)]1/2 (3)[0083] 考虑例如分别使用一个10W主放大器105和两个5W次放大器107、109的减小的VSWR三路多尔蒂放大器103。这种设置可具有归一化的功率比1：0.5：0.5，考虑到主放大器105的功率，该功率比被归一化为1：Peak#1_ratio：Peak#2_ratio。计算的特征阻抗可以分别是Z1＝35.35Ω、Z2＝16.67Ω以及Z3＝25Ω。 [0084] 被设计为提供足够的功率和效率的单端型AB类/B类或C类放大器可以形成示出的复合连续放大器(composite sequential amplifier，CSA)100的辅放大器111。对于可以应用于辅放大器111的放大器的类型不作限定。此外，此处也可以使用另一个减小的负载VSWR三路多尔蒂放大器。辅放大器111的目的可以是确保在有源放大器之间不发生负载牵引效应。因此，为了满足规格可以使用单端放大器。 [0085] 合成器113，例如包括定向耦合器301的合成器113，可以是现成产品，或宽边和/或例如在印刷电路板(printed circuit board，PCB)上的边缘耦合的微带。随着集成度的提高，可能使例如包括定向耦合器301的整个合成器113，被集成到高介电衬底工艺中，例如低温共烧陶瓷(low temperature co-fired ceramics，LTCC)工艺。 [0086] 图4示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。该图还描述了闭环功能框图，该框图用于示出可以应用于放大系统100的线性化发射和接收方案。放大系统100构成如结合图1所描述的放大系统100的一种可能的实现方式。 [0087] 放大系统100包括多尔蒂放大器103、辅放大器111和合成器113。多尔蒂放大器103包括主放大器105、次放大器107和另一放大器109。多尔蒂放大器103还包括第一四分之一波长传输线303、第二四分之一波长传输线305和第三四分之一波长传输线307。合成器113包括定向耦合器301。多尔蒂放大器103的不同单元、合成器113和辅放大器111之间的相互连接与图3所示的设置相同。 [0088] 主放大器105可以称为主放大器主设备。次放大器107可以称为次放大器设备1。另一次放大器109可以称为次放大器设备2。辅放大器111可以称为辅放大器设备。合成器113可以包括具有耦合比C的定向耦合器301。 [0089] 放大系统100还包括本地振荡器401、第一混合器403、第二混合器405、辅混合器407和辅定向耦合器409。 [0090] 处理器101包括通信信号提供器411、下部分通信信号提供器413、上部分通信信号提供器415、滤波器417、减法器419、加法器421和数字预失真器423。通信信号提供器411可以提供待分解，例如，分别被分离和延迟，的原始通信信号。下部分通信信号提供器413可以基于从通信信号提供器411接收的通信信号，提供下部分通信信号。上部分通信信号提供器415可以基于从通信信号提供器411接收的通信信号，提供上部分通信信号。滤波器417可以基于功率放大器(PA)，例如，多尔蒂放大器103，的传递函数进行操作。 [0091] 本地振荡器401可以被配置为生成载波信号。第一混合器403可以被配置为将下部分通信信号乘以载波信号，以获得要提供给多尔蒂放大器103的第一放大器信号。第二混合器405可以被配置为将上部分通信信号乘以载波信号，以获得要提供给辅放大器111的第二放大器信号。 [0092] 辅定向耦合器409可以被配置为从放大的通信信号得到参考信号，并且辅混合器407可以被配置为将参考信号乘以载波信号，以获得比较信号。处理器101，例如处理器100的数字预失真器423，可以被配置为比较上部分通信信号和从参考信号得到的比较信号，以确定上部分通信信号和比较信号之间的时间延迟，并基于该时间延迟，在时间上延迟上部分通信信号。处理器101，例如数字预失真器423，还可以被配置为基于多尔蒂放大器103的传递函数和/或辅放大器111的传递函数，对上部分通信信号进行逆滤波。 [0093] 处理器101，例如处理器101的滤波器417，可以被配置为基于多尔蒂放大器103的传递函数，对下部分通信信号进行滤波，以获得滤波后的下部分通信信号。减法器419可以被配置为将下部分通信信号减去过滤的下部分通信信号，以获得误差信号。加法器421可以被配置为在上部分通信信号被馈送到数字预失真器423之前，将误差信号加至上部分通信信号。 [0094] 放大系统100还包括第一数模转换器425、第二数模转换器427和模数转换器429。第一数模转换器425可以被配置为将下部分通信信号从数字信号域转换为模拟信号域。第二数模转换器427可以被配置为将上部分通信信号从数字信号域转换为模拟信号域。模数转换器429可以被配置为将比较信号从模拟信号域转换为数字信号域。 [0095] 可以通过采用滤波器417和减法器419的多尔蒂放大器103的传递函数的模型，通过对例如下部分通信信号上的误差信号的基带提取来进行线性化。然后，在数字预失真器423内发生反转之前，将所得到的误差信号由加法器421加至剩余的上部分通信信号。数字预失真器423的输出信号可以包括上部分通信信号以及下部分通信信号的预校正信号(上述提及的误差信号)。辅放大器111可以放大经由合成器113，例如，定向耦合器301，合成的这些信号。 [0096] 在许多应用中，输出功率电平传输取决于一天中业务量状况和使用的变化而变化。这可能意味着放大系统100可能无法以其最大输出功率容量工作。因此，在低业务量状况下保持效率性能可以成为附加优点。 [0097] 放大系统100可以通过关闭主放大器105和/或辅放大器111，从而只留下例如对等的次放大器107、109，以作为两路对称多尔蒂放大器工作使这成为可能。另外需指出注意的是，在低通信量状况下，可以减少通信信号的载波数量，并因此可以减少工作带宽。在这种情况下，两路对称多尔蒂放大器就足够了。 [0098] 这可以通过关断主放大器105和辅放大器111的电源电压，例如，漏极电源电压，来实现。可以以使得次放大器107被偏置作为AB类放大器工作，同时另一次放大器109被偏置作为B类放大器工作的方式调节次放大器107、109的栅极电压。 [0099] 图5示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。该图还描述了放大单元对，例如，推挽放大单元。放大系统100构成如结合图1所描述的放大系统100的可能的实施例。 [0100] 放大系统100包括多尔蒂放大器103、辅放大器111和合成器113。多尔蒂放大器103包括主放大器105、次放大器107和另一次放大器109。多尔蒂放大器103还包括第一四分之一波长传输线303，第二四分之一波长传输线305和第三四分之一波长传输线307。主放大器105包括并联连接的第一放大单元对。次放大器107包括并联连接的第二放大单元对。另一次放大器109包括并联连接的第三放大单元对。辅放大器111包括并联连接的第四放大单元对。合成器113包括定向耦合器301。未示出结合图1所描述的处理器101。 [0101] 主放大器105可以称为主放大器主设备。次放大器107可以称为次放大器设备1。另一放大器109可以称为次放大器设备2。辅放大器111可以称为辅放大器设备。合成器113可以包括具有耦合比C的定向耦合器301。 [0102] 为了增加放大系统100的工作带宽，如图3和4所示的单个放大器105、107、109、111被更小的放大单元对替代，例如，设置成推挽式结构的放大单元对。更小的放大单元可固有地提供更小的电抗，例如，与单端较大放大器105、107、109、111相比，当被设置成推挽式结构时，输出功率电抗比可以加倍。因此，相对于如图3和图4所示的单个放大器的实现方式，如图5所示的设置可以允许更大的工作带宽。 [0103] 例如，当作为晶体管放大器工作时，在减少的通信量或负载下的情况下，提供高效率的另一方法可以是降低电源电压，例如，放大器105、107、109、111的漏极电源电压。此方法可以有效地降低它们的传导能力，并因此可以保持效率的同时限制输出功率。 [0104] 放大系统100的目标可以是实现超宽带工作带宽和高效率。此目标可以通过允许呈现给主放大器105的减小的负载VSWR的复合连续放大器架构来实现，因此允许更宽的工作带宽。复合顺序放大器架构允许在低通信量状况下，将次放大器107、109两者作为两路多尔蒂放大器103工作。这允许放大系统100在增加的输出功率动态范围内保持高效率。 [0105] 在包括多尔蒂放大器103和辅放大器111的放大系统100中应用的复合连续放大器架构，在宽频率范围内提供有效的通信信号放大。相对于主放大器105，可以通过减小次放大器107、109的功率比的方式，减小多尔蒂放大器103上的负载VSWR。 [0106] 具有信号重建目的的辅放大器111可以与多尔蒂放大器103、合成器113例如，定向耦合器301被集成在一起。辅放大器111可以被放大系统100线性化。 [0107] 放大系统100的增加的工作带宽，可以通过使用成对的放大单元，例如，推挽式结构，替代单个放大器105、107、109来实现。 [0109] 图6示出了根据一个实施例将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号的图601、603。图601、603示出了具有10MHz工作带宽的长期演进(LTE)通信信号的分解。 [0110] 左图601示出了通信信号的归一化幅值与样本指标的关系。预定阈值如水平虚线所示。右图603示出下部分通信信号和上部分通信信号的归一化幅值与经偏移并按比例缩放的样本指标的关系。 [0111] 在本示例中，具有10MHz的工作带宽的长期演进(LTE)通信信号被分解为两个不同的通信信号部分，即下部分通信信号和上部分通信信号。下部分通信信号可以通过放大系统100的减小的VSWR三路多尔蒂放大器103进行馈送。上部分通信信号可以通过放大系统100的辅放大器111进行馈送。通信信号的PAR和减小的VSWR三路多尔蒂放大器103的POBO可以根据以下等式确定将通信信号分离为上部分通信信号和下部分通信信号的预定阈值： [0112] 阈值水平＝10^[(POBO–PAR)/20] (4) [0113] 在本示例中，通信信号的PAR为9dB，POBO为5.9dB。这可以得到0.7的预定阈值。 [0114] 在一个实施例中，为将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号或应用预定阈值，使用以下例行程序，例如for循环， [0115] For n＝1:length(signal), [0116] if abs[signal(n)] [0117] low_signal(n)＝abs[signal(n)] [0118] upp_signal(n)＝0 [0119] else [0120] low_signal(n)＝threshold [0121] upp_signal(n)＝abs[signal(n)]-threshold [0122] endif [0123] end [0124] 其中，signal表示通信信号，low_signal表示下部分通信信号，upp_signal表示上部分通信信号，threshold表示预定阈值，n表示样本指标。 [0125] 在一个实施例中，执行将通信信号分解成下部分通信信号和上部分通信信号，使得通信信号是下部分通信信号和上部分通信信号的总和。 [0126] 图7示出了根据一个实施例的放大系统100的负载电压驻波比(VSWR)和功率输出回退(POBO)的图701。负载电压驻波比(VSWR)可涉及放大系统100内的多尔蒂放大器103。描述了次放大器107、109的功率和主放大器105的功率之比与负载电压驻波比(VSWR)和功率输出回退(POBO)的关系。 [0127] 图701可以提供用以实现放大系统100的减小的VSWR三路多尔蒂放大器103的比率的指示。次放大器107、109可以保持相同大小。 [0128] 图8示出了根据一个实施例的使用不同定向耦合器301的放大系统100的效率的图801、803。描述了放大系统100的效率与输出功率的关系。 [0129] 左图801涉及具有50W的功率和61.9397％的平均效率的示例性放大系统100。主放大器105提供117.0885W的功率，次放大器107提供65.5695W的功率，另一次放大器109提供65.5695W的功率以及辅放大器111提供248.2276W的功率，其中，合成器113包括具有10dB的耦合比的定向耦合器301。 [0130] 右图803涉及具有50W的功率和60.2567％的平均效率的另一示例性放大系统100。主放大器105提供117.0384W的功率，次放大器107提供60.86W的功率，另一次放大器109提供60.86W的功率以及辅放大器111提供238.7584W的功率，其中，合成器113包括具有9dB的耦合比的定向耦合器301。 [0131] 在示例中，采用具有10dB和9dB的耦合比的不同的定向耦合器301。图801、803示出了次放大器107、109的功率比的差异，以及辅放大器111的功率比的差异。与次放大器107、109相比，辅放大器111可以具有增加的负载VSWR，因此提供增加的工作带宽。 [0132] 图9示出了根据一个实施例的在不同业务量下的放大系统的效率的图901。描述了放大系统100的效率与输出功率的关系。在低通信量状况下，示例性放大系统100具有58％的平均效率。在高业务量状况下，示例性放大系统100具有62％的平均效率。 [0133] 在图901中，输出功率减少了一半，即，次放大器107、109作为两路多尔蒂放大器103工作。在回退条件下，例如，以平均5W或10W工作，放大系统100可以允许额外的10％的增益。 [0134] 图10示出了根据一个实施例的放大系统100的电压驻波比(VSWR)失配的图1001。电压驻波比(VSWR)被描述为针对1.1、1.3和2的电压驻波比(VSWR)的失配响应与频率的关系。 [0135] 放大系统100的优点是通信信号的信号调节允许数模转换器(DAC)425、427能够提供更宽的信号。其原因是数模转换器(DAC)425、427可以采用较少的比特，来对原始的整个通信信号进行采样，或者在模拟域中提供下部分通信信号和/或上部分通信信号。 [0136] 图11示出了根据一个实施例的通信信号和放大的通信信号的频谱图1101、1103。频谱被描述为功率与频率的关系。通信信号被称为PA输入信号。放大的通信信号被称为PA输出信号。该图还描述了被称为误差的偏差。 [0137] 左图1101示出了线性化之前，通信信号和放大的通信信号的频谱。右图1103示出了线性化之后，通信信号和放大的通信信号的频谱。 [0138] 在本示例中，示出了由放大系统100，例如，处理器101进行的线性化，其中，用于全球移动通信系统(Global System for Mobile Communication，GSM)通信信号的4载波全球移动通信系统被线性化。 [0139] 下表提供了将复合顺序放大器100与常规放大器进行比较的示例性性能总结。9dBPAR长期演进(LTE)通信信号用于估计不同放大器架构的平均效率。假设使用能够提供 78％的可用效率的放大器的平均功率为50W，从而确保放大器架构的比较视图。 [0140] [0141] 在整个描述中，使用了以下定义的首字母缩略词和词汇：PAR表示峰均功率比，VSWR表示电压驻波比，TX表示传输，RX表示接收，SRX表示采样接收，POBO表示功率输出回退，DPD表示数字预失真，DAC表示数模转换器，ADC表示模数转换器，LTE表示长期演进，SPA表示顺序功率放大器，CSA表示复合顺序放大器，LTCC表示低温共烧陶瓷。 |
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