为了优化功率放大器的效率，需要将功率放大器的供应电压保持得尽可能低；在本文档中，效率意味着1-功率损失/输出功率。另一方面，供应电压必须足够高，从而在功率放大器的输出信号中不发生削波。将供应电压保持在优化值是一项具有挑战性的任务，特别是当加载功率放大器的电路阻抗发生变化时。例如，在移动通信设备中，加载功率放大器的天线阻抗随频率和外部环境而发生显著变化。对天线阻抗具有影响的外部环境的一个例子是用户手指在天线附近的位置，即手指效应。在移动通信设备中，天线的阻抗可以有很大范围的变化，其特征表现为高达10∶1的电压驻波比(VSWR)。可以通过将供应电压值保持得非常高从而在不同的情况下具有足够的安全裕度来将阻抗中的变化纳入考虑之中。然而，这种方法导致了下列情况，即供应电压毫无必要地在相当的时间部分中为高。太高的供应电压意味着不必要的功率损失，特别是在功率放大器的输出级晶体管中。
在很多情况下，通信设备中发射器的功率放大器是均衡功率放大器。与例如常规的单端放大器相比，均衡功率放大器的优点在于其对从功率放大器的输出级到负载的信号路径上的阻抗失配不太敏感。图1示出了根据现有技术的均衡功率放大器。术语“均衡放大器”可能会与差分放大器产生混淆，其中在差分放大器中不同放大器级的输入信号之间的相位差为180度。在本文档中，具有180度相位差的双侧放大器被称为差分放大器，而具有90度相位差的双侧放大器被称为均衡放大器。放大器的输入信号S_in传导至定相部分101，其产生两个版本的输入信号：直接相位信号和具有90度相位滞后的另一信号。这些信号版本分别耦合到两个并行放大器级102和103的输入。放大器级102和103的输出信号耦合到所谓的3dB电桥104，其一个输出通过终端阻抗105来终止，而另一输出通过低通滤波器107耦合到负载106。信号S_out表示均衡功率放大器的输出信号。使用在它们的输入信号中具有90度相位差的两个并行放大器级有助于解决负载106的不可预测的变化阻抗。在本文档中，放大器级102被称为同相放大器级，而具有90度相位滞后输入信号的放大器级103被称为正交放大器级。
供应电压Vs被输送到具有可控电压源108的放大器级102和103，该可控电压源108是由dc电压Vbatt供电并由控制电压Vc来控制的开关模式功率源(SMPS)。为了优化放大器的效率，即避免放大器级102和103中不必要的功率浪费，控制电压Vs应当尽可能地低，但另一方面，放大器级102和103中的任何一个放大器级的输出信号必须没有削波。
US3711782公开了这样一种设置：均衡放大器的输出功率通过方向开关来测量，并且公用于两个放大器级的供应电压根据输出功率来控制。图2示出了基于该原理的解决方案。低通滤波器207的输出信号经由耦合到检测器的方向开关208来传导，其中该检测器给出了电压Vdet，该电压是被输送到负载206的输出功率的指示。该电压Vdet被传到至控制单元210，该控制单元进而产生控制电压Vc。该控制电压Vc控制为放大器级202和203产生供应电压Vc的可控电压源211。在此例子中，可控电压源211是由dc电压Vbatt供电的开关模式功率源(SMPS)。控制单元210是比例控制器(P控制器)，当输送至负载的功率上升或下降时该比例控制器上升或下降供应电压Vs。当输出功率处于其最大值时，该供应电压Vs也处于其最大值，而当输出功率下降时，该供应Vs也下降。
上述原理适用于当负载206的输入阻抗ZL恒定时对图2所示的均衡放大器的效率进行优化。当负载206的输入阻抗ZL变化时，即使输出功率保持恒定，放大器级202和203的信号输出处的信号S1和S2的峰值电压也会发生变化。此外，在均衡放大器中，放大器的输出阻抗Zout与负载206的输入阻抗ZL之间的阻抗失配会使得信号S1和S2的峰值电压不等。例如，在阻抗匹配的情况中，对于信号S1和S2其二者而言，峰值电压可以均为2V，而在阻抗失配的情况下，相应的峰值电压可以是1V和3V。由于供应电压Vs需要很高从而使得具有3V峰值电压的信号未被削波这样的事实，所以具有1V峰值电压的放大器级的效率很差。针对不同峰值电压的问题的直接解决方案是利用可以互相独立地进行控制的单独供应电压来对放大器级进行供能。US4053848给出了一种具有单独供应电压用于均衡放大器的不同放大器级的设置，其中每个放大器级包括方向开关，其被安置以用于测量放大器级的输出功率。控制供应电压，使得即使在具有功率失配的情况下放大器级的输出功率也保持基本恒定。然而，该原理不适用于优化放大器级的效率，因为即使放大器的输出功率保持恒定，峰值电压也随变化的负载阻抗而变化。
根据现有技术的解决方案还包括这样的方法，该方法基于对从放大器输送到负载的功率以及从负载的信号输入端子反射回放大器的功率进行的测量。所测输出和反射功率值是算术单元的输入，该算术单元控制供应电压，使得可以将放大器输出级的峰峰电压范围中的变化纳入考虑。US6639471中给出了这种类型的方法，其给出了基于计算天线阻抗的方法。然而，上述方法要求显著的计算能力，并且实际的实现非常复杂。此外，这些方法不适用于上述类型的均衡放大器。例如，没有考虑在不同放大器级的信号输出处具有不同的峰值电压。

本发明的目的是提供一种均衡功率放大器，其中可以对该均衡功率放大器的效率进行优化从而消除或减少与现有技术相关的局限和缺点。本发明的另一目的是提供一种具有均衡功率放大器的移动通信设备，其中可以对该均衡功率放大器的效率进行优化从而消除或减少与现有技术相关的局限和缺点。本发明的另一目的是提供一种放大器模块，其可以在例如移动通信设备中使用，从而消除或减少与现有技术相关的局限和缺点。本发明的另一目的是提供一种用于对均衡功率放大器的效率进行优化的方法，从而消除或减少与现有技术相关的局限和缺点。
通过下列解决方案来实现本发明的目的：其中在每个放大器级的信号输出处检测放大器级的输出信号的电压电平，并且所检测的电压电平值用于控制每个放大器级的供应电压，以使得改进功率放大器的效率，而不增加削波功率放大器的输出信号的风险。
与现有技术相比，本发明可以实现有益的技术效果：
-降低了功率放大器中的功率损失，因此，也降低了放大器的电子组件的温度，
-在放大器的输出阻抗和负载的输入阻抗之间存在阻抗失配的情况下也可以对效率进行可靠优化，
-实现简单并且具有成本效益；无需方向开关来进行效率优化。
在电池供能的移动通信设备中，功率损失的降低意味着连续电池负载之间的操作时间的增加。
根据本发明，具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放大器的特征在于该均衡功率放大器包括：
-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级的输出信号，
-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，
-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相放大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及
-控制单元，被布置用于：至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值，并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正交放大器级进行供能的供应电压值。
一种根据本发明的移动通信终端，其特征在于包括：
-第一放大器级，被布置作为均衡功率放大器的同相放大器级；以及第二放大器级，被布置作为所述均衡功率放大器的正交放大器级，
-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级的输出信号，
-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，
-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相放大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及
-控制单元，被布置用于：至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值，并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正交放大器级进行供能的供应电压值。
一种根据本发明的放大器模块，其特征在于包括：
-信号输入端子和信号输出端子，
-第一放大器级，其耦合在所述信号输入端子和所述信号输出端子之间，并被布置作为均衡功率放大器的同相放大器级，
-第二放大器级，其耦合在所述信号输入端子和所述信号输出端子之间，并被布置作为所述均衡功率放大器的正交放大器级，
-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级的输出信号，
-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，
-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相放大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及
-控制单元，被布置用于：至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值，并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正交放大器级进行供能的供应电压值。
一种根据本发明的方法，用于对具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放大器的效率进行优化，其特征在于该方法包括：
-检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级的输出信号，
-检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，
-至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定第一供应电压值，
-至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定第二供应电压值，以及
-将所述同相放大器级的供应电压设定为所述第一供应电压值，并将所述正交放大器级的供应电压设定为所述第二供应电压值。
下面描述本发明各种有益实施方式的特征。
不能将本文档中给出的本发明的示例性实施方式解释为对所附权利要求书的应用性进行限制。动词“包括”在本文档中用作开放式限定，这不排除其它未限定特征的存在。除了另行明显声明之外，在从属权利要求中限定的特征可自由地互相结合。
附图说明
下面参考以示例方式给出并参考附图而给出的优选实施方式来详细解释本发明及其优点，其中，
图1示出了根据现有技术的均衡功率放大器；
图2示出了根据现有技术的基于所测输出功率的具有供应电压控制的均衡功率放大器；
图3示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图4a示出了根据本发明实施方式的在均衡功率放大器中使用的示例性放大器级，图4b和图4c示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器的放大器级的示例性信号波形；以及图4d和图4e示出了根据本发明实施方式的可以在均衡功率放大器中使用的示例性检测器；
图5示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图6示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图7示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图8示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图9示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图10示出了根据本发明实施方式的移动通信设备；
图11示出了根据本发明实施方式的放大器模块；以及
图12示出了根据本发明实施方式的，用于对具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放大器的效率进行优化的方法的流程图。

已经在上面对现有技术的描述中对图1-图2进行了解释。
图3示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。该均衡功率放大器包括：同相放大器级301和正交放大器级302。利用可控供应单元310来产生用于同相放大器级301和正交放大器级302的供应电压Vs1和Vs2。该可控供应单元310包括两个可控电源源308和309，其可以例如是根据现有技术的开关模式电源(SMPS)或根据现有技术的线性调整器。从本发明的角度来看，可控电压源的类型是无关紧要的。在本文档的剩余部分中，同相放大器级301的输出信号S1被称为同相信号，而正交放大器级302的输出信号S2被称为正交信号。该同相信号S1经由信号路径303传导至检测器305。该正交信号S2经由信号路径304传导至检测器306。检测器305和306各自的输出信号Vdet1和Vdet2被传导至控制单元307。控制单元307被安置用于：形成控制电压Vc1，其至少部分地根据检测器305的输出信号Vdet1来确定供应电压Vs1的值；以及形成控制电压Vc2，其至少部分地根据检测器306的输出信号Vdet2来确定供应电压Vs2的值，以使得优化均衡功率放大器的效率，但并不发生同相和正交信号S1和S2的削波。
在图4a、图4b和图4c的帮助下，图示了根据本发明实施方式的可以在均衡功率放大器中控制供应电压Vs1和Vs2所依据的原理。图4a示出了放大器级。图3中的同相放大器级301和正交放大器级302可以根据图4a所示。在图4a中示出的放大器级包括输出级晶体管401和ac去耦合电感器402，去耦合电感器402将输出级晶体管耦合到供应电压Vs。在此情况中，假设供应电压Vs相对于接地电势406为正。可替换地，可以将放大器级构建为使用负供应电压。然而，在以下的分析中，我们假设供应电压为正。本领域技术人员也能够针对具有负供应电压的放大器级进行相应的分析。
在输入端子403处接收放大器级的输入信号Sa，并且从输出端子404处提取出放大器级的输出信号S。通过操作点基础电流ib0并通过供应电压Vs来确定晶体管的操作点。操作点基础电流ib0表示基础电路ib的dc分量。希望供应电压Vs尽可能低，从而最小化放大器级中的功率损失。另一方面，供应电压Vs必须非常高，从而输出信号S不受由于削波所引起的失真。图4a示出了基于双极晶体管的放大器级。根据本发明实施方式，在均衡功率放大器中使用的放大器级也可以基于多个双极晶体管，例如达林顿连接；或一个或多个场效应晶体管(FET)或一个或多个双极晶体管与一个或多个FET的组合。
图4b示出了示例信号Sb，其处于端子405和接地电势406之间。信号Sb的dc分量是供应电压Vs。在图4b中，Vmax表示信号Sb和接地电势406之间的最大电势差，而Vmin表示信号Sb和接地电势406之间的最小电势差。当基本电流ib具有非常大的值以至于输出级晶体管401基本上将端子405短路到接地电势406时达到信号Sb的最小可能值。因此，信号Sb从不低于接地电势406。如果供应电压Vs降低的值超过Vmin，则信号Sb的波形被削波，因为Sb的dc分量将降低相同的值，并且信号Sb不能低于接地电势406。
图4c示出了信号S，其处于端子404和接地电势406之间。通过利用dc去耦合电容器407从信号Sb中移除dc分量来获得信号S，即信号S是信号Sb的ac分量。假设端子404具有负载，但在图4a中未示出对端子404产生负载的电路。当在通信设备的发射器中使用功率放大器，并且当信号Sb没有被削波时，可以假设信号Sb以其dc分量Vs对称，即Vmax-Vs＝Vs-Vmin。在图4b和图4c中，Amp表示信号Sb的ac分量的振幅，即信号S的振幅。还结合信号S，可以将该振幅定义为该信号的ac分量的振幅，而不考虑信号S的ac分量基本为零这样的事实。
至少当上述的对称假设成立时，Vmin≥0意味着：
Vs≥Amp                        (1)
以及
Vs≥Vmax/2                     (2)
在ac去耦合电感器402的电阻被假设为0并且假设输出级晶体管401能够在终端405与接地电势406之间形成短路的意义上，上述分析被简化。由于在实际情况中这些假设并不有效，所以需要安全裕度M以用于最小电势差Vmin。换言之，要求Vmin≥0并不足够，但必须需要的是Vmin大于安全裕度M，即
Vimn≥M                        (3)
Vs_low＝Amp+M                  (4)
以及
Vs_low＝Vmax/2+M               (5)
其中Vs_low意味着针对供应电压Vs的最小允许值，从而避免信号Sb和S的削波。为了最小化图4a中所示放大器级中的功率损失，将供应电压的值设定为Vs_low，即Vs＝Vs_low。
应当注意到，如果信号Sb是由方程式(4)或(5)给出的削波后Vs_low，则无需导致Vmin＝M这样的情况的供应电压值，因为方程式(1)-(5)是通过假设没有发生削波而推导的。例如，我们假设信号Sb被削波并且检测最大电势差Vmax的情况。因为信号Sb被削波，所以供应电压Vs小于Vmax/2+M。因此，当供应电压根据方程式(5)被设定为值Vs_low时，供应电压上升。当发生削波并且供应电压上升时，最大电势差Vmax上升；减轻或消除了削波。因此，所检测的Vmax上升，并且根据方程式(5)的供应电压上升。这导致了只要所检测的最大电势差Vmax满足方程式(5)则供应电压就上升这样的情况。对于应用方程式(4)的情况，也可以给出类似的分析。
信号Sb和接地电势406之间的最大电势差Vmax可以通过例如在图4d中示出的二极管包络检测器来获得，其中信号Sb连接到端子451，并且检测器的输出信号Vmax在端子452处可用。而且，信号S的振幅Amp可以通过图4d中所示出的二极管包络检测器来获得，其中信号S连接到端子451，并且检测器的输出信号Amp在端子452处可用。信号Sb的ac分量的振幅Amp可以例如通过检测器来获得，该检测器包括将dc分量从信号Sb中移除的高通滤波器以及二极管包络检测器。信号Sb和接地电势406之间的最小电势差Vmin可以例如通过图4e中所示出的二极管包络检测器来获得，其中信号Sb连接到端子461，并且检测器的输出信号Vmin在端子462处可用。选择图4d或图4e中示出的检测器的电阻器-电容器(RC)电路的时间常数，从而该检测器的输出信号能够跟随最大电势差Vmax中的变化、振幅Amp中的变化，或者具有足够速率的最小电势差Vmin中的变化。
本发明不限于图3所示检测器305和306的实现。可以使用任何适当的检测器，例如上述的二极管包络检测器、利用混频器和定相器实现的检测器或基于算术放大器的检测器。
图4d和图4e中所示二极管包络检测器的缺点在于，在很多应用中，准确性要求迫使使用特殊和昂贵的具有低阈值电压的检测器二极管。然而，图4d和图4e所示的二极管实现可以利用基于标准射频(RF)晶体管的实现来代替。例如，图4d中所示的二极管包络检测器可以利用在US5214372中描述的晶体管检测器来替代，这里作为参考引入US521437。
安全裕度M可以是恒定的，或者安全裕度M可以是供应电压Vs和/或被检测值Vmin、Mmax或Amp的函数。例如，安全裕度可以在供应电压上升的时候上升，因为寄生元件的效果(例如解耦合电感器中的功率损失)在信号电平上升时也上升。例如，在方程式(3)-(5)中使用的安全裕度M可以由等式M＝M0+α×Vs给出，其中M0和α是常数。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4b，图3中的同相信号S1和正交信号S2具有非零的dc分量。在此情况下，信号路径中分别用于同相信号S1和正交信号S2的dc去耦合电容器位于3dB电桥311处。检测器305的输出信号Vdet1是同相信号和接地电势之间的最大电势差Vmax。检测器306的输出信号Vdet2是正交信号S2和接地电势之间的最大电势差Vmax。根据方程式(5)来确定供应电压Vs1和Vs2的值。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4b，图3中的同相信号S1和正交信号S2具有非零的dc分量。在此情况下，信号路径中分别用于同相信号S1和正交信号S2的dc去耦合电容器位于3dB电桥311处。检测器305的输出信号Vdet1是同相信号和接地电势之间的最小电势差Vmin。检测器306的输出信号Vdet2是正交信号S2和接地电势之间的最小电势差Vmin。根据下列原则来确定供应电压Vs1和Vs2的值：
-如果Vmin小于安全裕度M，则供应电压的值增加M-Vmin；
-如果Vmin大于安全裕度M，则供应电压的值降低Vmin-M。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4b，图3中的同相信号S1和正交信号S2具有非零的dc分量。在此情况下，信号路径中分别用于同相信号S1和正交信号S2的dc去耦合电容器位于3dB电桥311处。检测器305的输出信号Vdet1是同相信号S1的ac分量的振幅。检测器306的输出信号Vdet2是正交信号S2的ac分量的振幅。根据方程式(4)来确定供应电压Vs1和Vs2的值。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4c，图3中的同相信号S1和正交信号S2具有零dc分量。在此情况下，信号路径中分别用于同相信号S1和正交信号S2的dc去耦合电容器分别位于同相放大器级301和正交放大器级302处。检测器305的输出信号Vdet1是同相信号S1的振幅。检测器306的输出信号Vdet2是正交信号S2的振幅。根据方程式(4)来确定供应电压Vs1和Vs2的值。
根据本发明的实施方式，除了上述方法之外，还有多种其它方式来确定用于均衡功率放大器的同相放大器级和正交放大器级的供应电压值。例如，检测器的输出信号可以是同相或正交信号的有效值例如均方根，并且对同相或正交信号的ac分量的振幅的估计通过该有效值以及预知的同相或正交信号的波峰因子(crest factor)。
针对所有方法的共同特征在于供应电压的确定基于所检测到的同相信号和正交信号的电压值。如上所述，电压值可以是很多种选择中的其中一种，例如最大电势差、最小电势差、ac分量的振幅以及有效值。所检测到的电压值指示向均衡功率放大器的负载传播的信号功率的效应和所反射的信号功率的效应。因此，信号路径上从同相和正交放大器级的可能的阻抗失配不会干扰对控制电压的优化控制。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，通过不同于供应电压Vs2的方法来确定供应电压Vs1的值。
在根据本发明一个实施方式的均衡功率放大器中，使用相同的供应电压来对图3中的同相放大器级301和正交放大器级302进行供能，即Vs1＝Vs2＝Vs。对于同相放大器级301和正交放大器级302公用的供应电压的值根据下列原则来确定：
Vs＝max{Vs_low1，Vs_low2}               (6)其中max{.，.}意味着自变量的最大值，并且Vs_low1是通过任意一种上述方法所获得的同相放大器级301的最小许可供应电压，Vs_low2是通过任意一种上述方法所获得的正交放大器级302的最小许可供应电压。
当通过控制供应电压Vs1和/或Vs2而对图3中所示的均衡功率放大器的效率进行优化时，改变了同相放大器级301和/或正交放大器级302的输出级晶体管的操作点。结果，均衡功率放大器的增益也发生变化。在某些情况下，改变的增益可以等于针对与同相和正交信号S1和S2的改变电平相对应的新情况的期望增益，但改变的增益对于新情况也可能太小或太大。可以利用可控增益单元来补偿增益中不期望的变化，其中该可控增益单元被布置为调整均衡功率放大器的输入信号S_in的电平。在图3中示出了该可控增益单元。
根据本发明实施方式的均衡功率放大器在均衡功率放大器的信号输入处包括可控增益单元。该可控增益单元被布置用于至少部分地补偿由于同相放大器级和/或增加放大器级的供应电压发生改变而引起的均衡功率放大器增益的变化。可以例如借助于所测量的均衡功率放大器的输出功率来控制该可控增益单元，其中可以利用方向开关来测量该输出功率。该可控增益单元可以是根据现有技术的可变增益放大器。
在图4a中示出了操作点基础电流ib0的值，即放大器级的偏置，对放大器级的线性具有影响，并且对放大器级的效率也具有影响。当操作点基础电流ib0上升时，即偏置上升时，放大器级的线性改进，但效率降低，并且反之亦然。良好的线性很重要，特别是对小电平的输出信号S，而良好的效率对于高电平的输出信号S很重要。因此，可以至少部分地根据输出信号S的电平来控制放大器级的偏置，使得当输出信号S的电平上升(下降)时偏置下降(上升)。对于基于FET的放大器级，放大器级的偏置意味着选择操作点栅极点压的值，即栅极电压的dc分量。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，至少部分地根据所检测的同相信号电压值来控制同相放大器级的偏置，并且至少部分地根据所检测的正交信号电压值来控制正交放大器级的偏置。
图5示出了根据本发明实施方式的均衡放大器。在本发明的该实施方式中，用于为同相放大器级501供能的供应电压Vs1以及用于为正交放大器级502供能的供应电压Vs2被设置为公共供应电压Vs。通过包括开关模式电源(SMPS)的可控供应单元503来产生该供应电压Vs。假设同相信号S1的dc分量和正交信号S2的dc分量基本为0，即根据图4c。同相信号S1经由信号路径504传导至二极管包络检测器505，该检测器505被安置用于检测同相信号S1的振幅Amp1。正交信号S2经由信号路径506传导至二极管包络检测器507，该检测器507被安置用于检测正交信号S2的振幅Amp2。由于供应电压Vs对于放大器级501和502二者是公共的，所以必须选择供应电压，从而使得在同相和正交信号S1和S2中均不发生削波。
根据下列原则来设定用于供应电压Vs的最小许可值Vs_low满足该要求：
Vs_low＝max{Amp1，Amp2}+M               (7)
其中M是安全裕度。利用可控供应单元503将供应电压Vs调节到值Vs_low，以便最大化均衡功率放大器的效率。
通过控制单元513来实现方程式(7)中的最大值函数，其中该控制单元513包括二极管508和509，以及由电阻510和511与电容器512组成的RC电路。选择RC电路的时间常数，从而最大值函数能够以足够速率来跟随Amp1和Amp2中的变化。控制单元513的输出信号Vc的动态范围被调整为适合于使用通过电阻510和511实现的电压划分的可控供应单元503。方程式(7)中的安全裕度M可以具有M＝α×max{Amp1，Amp2}这样的形式。在此情况下，可以通过电阻510和511来实现该裕度。还可能的是，可控供应单元503被调整为产生供应电压Vs，如k×Vc+V0，其中k是增益，V0是恒定电压。在此情况下，该裕度可以具有M＝α×max{Amp1，Amp2}+V0的形式。
二极管包络检测器505和507以及控制单元513的特征在一定程度上依赖于温度。该温度依赖性使得在检测同相信号S1和正交信号S2的幅度时产生不精确性。因此，供应电压Vs具有不期望的温度依赖性。这种类型的不精确性使得需要较高的裕度M值，从而确保同相信号S1和正交信号S2不发生削波。较高的裕度M值意味着较高的供应电压Vs值以及较低的功率放大器效率。
图6示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。在本发明的实施方式中，控制单元610包括：函数元件602，其产生所检测到的同相信号S1和正交信号S2的振幅的最大值；参考元件603，其产生参考信号Ref；以及输出元件604，其产生用于可控供应单元605的控制电压Vc。参考元件603类似于二极管包络检测器606和607与函数元件602的组合，但对于二极管包络检测器606和607相对应的设备608和609的输入耦合到接地电势。输出元件604使用作为函数元件602的输出的信号Vc0以及用于确定控制电压Vc的参考信号Ref。函数元件602与二极管包络检测器606和607的组合的温度依赖性具有与参考元件604类似的良好精确性。因此，由于温度变化而引起的电平变化可以通过将信号Vc0减去参考信号Ref即Vc0-Ref来至少部分地消除。输出元件604可以例如是具有差分输入端子的放大器。
图7示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。在本发明的实施方式中，控制单元705的输出元件701根据量值Vc0、Ref和A来产生用于可控供应单元702的控制电压Vc，其中Vc0是所检测到的振幅的最大值max{Amp1，Amp2}，Ref是结合图6所描述的此类参考信号，以及A是用于根据外部信息来控制供应电压Vs的外部控制信号。在很多应用中，均衡功率放大器的输出信号S_out的功率随时间变化。这种类型的情况例如存在于发射器中，其中调制方案包括调幅组件。当供应电压Vs根据所检测到的振幅Amp1和Amp2来进行控制时，供应电压Vs值的改变总是相对于振幅中的相应改变而延迟，因为振幅的改变仅可以在已经发生改变之后才能检测到。此外，在实际的实现中，在通过二极管包络检测器703或704、通过控制单元705以及通过可控供应单元702的信息路径上总是具有延迟。因此，供应电压Vs中的安全裕度，例如方程式(7)中的M，必须足够高，从而在信号S1和S2的振幅上升之后，甚至是在供应电压中的相应上升发生延迟时，信号S1和S2也不发生削波。控制信号A可用于提供有关振幅变化的信息，从而可以缩短上述延迟。例如，外部控制信号A可以表示调制方案的AM分量，其中使用了包括跟踪(ET)或包络消除和恢复(EER)技术。当缩短延迟时，供应电压中的安全裕度可以降低，从而在均衡功率放大器的效率方面提供改进。为了对均衡功率放大器的效率进行优化，例如根据下列方程式来确定控制电压Vc的值：
Vc＝α×[HPF{A}+(Vc0-Ref)+M]            (8)
其中α是常数，以及HPF{.}意味着高通滤波。常数α用于使Vc的动态范围适合于可控供应单元702。高通滤波意味着只有A的改变对控制电压Vc具有影响。当A未发生改变时，仅根据所检测到的振幅Amp1和Amp2的最大值来确定控制电压Vc。可以通过具有差分输入端子的放大器和标准可操作放大器来实现控制单元705的输出元件701。
图8示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。在本发明的实施方式中，控制单元806的输出元件801包括模数转换器(AD)802、数模转换器(DA)803以及数字信号处理器(DSP)804。参考元件805的输出信号Ref用作AD转换器802的参考电平。以数字形式将外部控制信号A提供给DSP 804。通过DSP 804的数字信号处理装置来实现与方程式(8)相对应的函数。DSP 804可以是与存储器电路相关联的可编程处理器，其中该存储器电路包含有对于可编程处理器可读的软件。可替换地，DSP 804可以是专用集成电路(ASIC)，或者该DSP 804可以是可编程处理器和ASIC的组合。
图9示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。通过包括可控电压源903和904的可控供应单元914对同相放大器级901和正交放大器级902进行供能。可控电压源903产生用于同相放大器级901的供应电压Vs1，而可控电压源904产生用于正交放大器级902的供应电压Vs2。同相信号S1的dc分量以及正交信号S2的dc分量被假设为基本为0，即根据图4c所示。分别通过二极管包络检测器905和906来检测同相信号S1的振幅Amp1以及正交信号S2的振幅Amp2。控制单元907包括：AD转换器908和909，其将振幅Amp1和振幅Amp2转换为数字形式；以及参考元件910，其形成用于AD转换器908和909的参考信号Ref。该参考元件910类似于二极管包络检测器905和906，但其输入端子耦合到接地电势。参考信号Ref用于对供应电压Vs1和Vs2的不期望的温度依赖性进行补偿。控制单元包括数字信号处理器(DSP)911和DA转换器912和913，其产生用于可控电压源903和904的控制电压Vc1和Vc2。外部控制信号A以数字形式提供给DSP 911。为了对均衡功率放大器的效率进行优化，例如根据下列方程式使用AD转换器908和909、DSP 911、DA转换器912和913以及可控供应单元914来确定供应电压Vs1和Vs2的值：
Vs1＝α×HPF{A}+(Amp1-Ref)+M1以及
Vs2＝α×HPF{A}+(Amp2-Ref)+M2               (9)
其中M1和M2是安全裕度，其在通常情况下不需要相等并且α是常数。
图10示出了根据本发明实施方式的移动通信设备。移动通信设备的发射器1001包括根据以上并借助于图3-图9而描述的任一实施方式的均衡功率放大器1002。均衡功率放大器1002的信号输出接口1011通过双工器和天线前端元件1004耦合到天线1003。块1005表示移动通信设备中向均衡功率放大器1002的信号输入接口1012提供RF输入信号的所有部件，例如麦克风、模数转换器、编解码器、上调制器(up-modulator)等等。块1006表示移动通信设备中对经由双工器和天线前端元件1004而从天线1003处接收到的信号进行处理的所有部件，例如解调器、均衡器、滤波系统、控制器、扬声器等等。
此外，移动通信设备可以包括可控增益单元，其对均衡功率放大器的输出级晶体管操作点的变化所引起的均衡功率放大器1002增益的非期望变化进行补偿。该可控增益单元可以位于块1005中。在移动通信设备中，可以通过可控增益单元来放大或衰减基带信号，即在上调制之前。在此情况下，该可控增益单元不必能够处理高频(RF)信号。在根据本发明实施方式的特定移动通信设备中，基带信号还以数字形式可用。在此种类型的情况中，可以通过数字信号处理装置来执行该补偿。
移动通信设备可以例如是移动电话。
图11示出了根据本发明实施方式的放大器模块1100。该放大器模块包括信号输入端子1111和信号输出端子1112、放大器级1011和1012、检测器1105和1107、控制单元1108以及可控供应单元1103。放大器级1011和1012耦合在信号输入端子和信号输出端子之间，作为均衡功率放大器的同相放大器级和正交放大器级。可控供应1103被布置用于产生用于同相放大器级的供应电压Vs1和用于正交放大器级的供应电压Vs2。同相信号S1通过信号路径1104传导至检测器1105。检测器1105被布置用于检测同相信号S1的电压值Vdet1。正交信号S2通过信号路径1106传导至检测器1107。检测器1107被布置用于检测正交信号S2的电压值Vdet2。控制单元1108被布置用于至少部分地根据同相信号S1的电压值Vdet1来确定用于同相放大器级的供应电压Vs1的值，并至少部分地根据正交信号S2的电压值Vdet2来确定用于正交放大器级的供应电压Vs2的值。控制单元1108可以根据以上并借助于图3-9所描述的均衡功率放大器的控制单元中的任意一种。所检测的电压值Vdet1(Vdet2)可以表示同相(正交)信号与接地电势之间的最大电势差，同相(正交)信号与接地电势之间的最小电势差，或者同相(正交)信号的ac分量的振幅。可控供应单元1103可以包括用于产生如图3所示的单独供应电压Vs1和Vs2的装置，或者用于产生例如如图5所示的公共供应电压Vs1＝Vs2＝Vs的装置。放大器模块可以进一步具有控制接口1113，通过该接口外部控制信号可以被输送给控制单元1108。外部控制信号可以包括例如放大器模块输出信号的期望电平的指示。
图12示出了根据本发明实施方式的、用于对具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放大器的效率进行优化的方法的流程图。阶段1201包括：检测同相信号的电压值Vdet1并检测正交信号的电压值Vdet2。所检测的同相(正交)信号的电压值可以表示同相(正交)信号与接地电势之间的最大电势差，同相(正交)信号与接电地势之间的最小电势差，或者同相(正交)信号的ac分量的振幅。阶段1202包括：至少部分地根据检测到的同相信号S1的电压值Vdet1来确定第一供应电压值Vs1，并至少部分地根据检测到的正交信号S2的电压值Vdet2来确定第二供应电压值Vs2。阶段1203包括：将同相放大器及的供应电压设定为第一供应电压值Vs1，并将正交放大器级的供应电压设定为第二供应电压值Vs2。当通过模拟组件来实现该供应电压的控制时，如图5所示，以时间连续的方式来执行该处理，从而阶段1201-1203发生重合。当通过以时间离散方式执行操作的组件来实现供应电压的控制时，如图9中的DSP 911，在1204，以期望的步调重复该处理，从而跟随同相信号和正交信号的电平改变。该处理还终止在1205。
[0691在根据本发明实施方式的方法中，所检测到的同相信号的电压值基本是同相信号ac分量的振幅，而所检测到的正交信号的电压值基本上是正交信号ac分量的振幅。
[0701在根据本发明实施方式的方法中，根据下列的最大值来确定第一供应电压值和第二供应电压值二者：所检测的同相信号ac分量的振幅以及所检测的正交信号ac分量的振幅。
在根据本发明实施方式的方法中，第一供应电压值和第二供应电压值二者被确定为预定裕度加上所述最大值。
[0721对于本领域技术人员明显的是，本发明及其实施方式不限于上述例子，而是可以在独立权利要求的范围中有所变化。