Low noise amplifier |
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申请号 | JP2006275499 | 申请日 | 2006-10-06 | 公开(公告)号 | JP2008098771A | 公开(公告)日 | 2008-04-24 |
申请人 | Niigata Seimitsu Kk; Ricoh Co Ltd; 新潟精密株式会社; 株式会社リコー; | 发明人 | ISHIGURO KAZUHISA; | ||||
摘要 | PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a low noise amplifier having a receiver with a simple configuration, and capable of suppressing deterioration in an input dynamic range of the amplifier even when a signal of a large level is input, and providing a desired signal-to-noise ratio excellent in linearity. SOLUTION: A plurality of feedback resisters RN1-RNn and analog switches ASW1-ASWn for selecting anyone from the plurality of feedback resisters are provided. Then, gain control is performed by selecting anyone from the feedback resisters, and a drain current of an input transistor N1 becomes constant, while open loop gain is not changed even if switching of the feedback resisters RN1-RNn is performed. Thereby, deterioration in an input dynamic range is suppressed and linearity is improved. In addition, an input impedance is set to a desired value by selection of the feedback resisters RN-RNn and a matching circuit using an LC circuit is made unnecessary. COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT |
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权利要求 | 信号の入力端にゲートが接続されたソース接地トランジスタと、 上記信号の入力端と信号の出力端との間に設けられた複数の帰還抵抗と、 上記複数の帰還抵抗の中から何れかを選択的に接続するスイッチとを備え、 上記スイッチを切り替えることにより利得制御を行うように構成したことを特徴とする低雑音増幅器。 上記複数の帰還抵抗は、上記信号の入力端と上記信号の出力端との間に並列に設けられ、 上記スイッチは、上記複数の帰還抵抗に対してそれぞれ直列に接続された複数のアナログスイッチにより構成されていることを特徴とする請求項1に記載の低雑音増幅器。 |
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说明书全文 | 本発明は低雑音増幅器に関し、特に、帰還回路を有するソース接地型の低雑音増幅器に用いて好適なものである。 一般に、ラジオ受信機やテレビ受像機などの無線受信機では、アンテナで受信した微弱な高周波信号を増幅する増幅器が用いられる。 ただし、増幅の際に増幅器から出力されるノイズが大きくなると、受信機の感度が悪化してしまう。 そこで、受信機の増幅器には、ノイズの発生が少ないLNA(Low Noise Amplifier:低雑音増幅器)が用いられることが多い。 LNAは大別して、帰還回路を構成しないタイプと、帰還回路を構成するタイプとがある。 帰還回路を構成しないLNAの場合、入力抵抗はハイインピーダンスになるため、そのようなLNAにアンテナ回路を接続するときは、入力トランス等を用いてインピーダンス整合を行う必要が出てくる。 一方、帰還型の構成にすることにより、所望の入力インピーダンスを得ることができるので、入力トランス等を介さずにアンテナ回路とLNAとを直接接続することが可能となる。 図4は、従来の帰還型LNAの構成例を示す図である。 図4に示す従来のLNAは、信号の入力端INと出力端OUTとの間に接続されたソース接地トランジスタ(入力トランジスタ)N1と、入力端INと出力端OUTとの間に接続された帰還用の抵抗RNおよびキャパシタCNとを備えて構成されている。 ソース接地トランジスタN1のゲートはキャパシタC1を介して信号入力端INに接続され、ドレインは信号出力端OUTに接続されている。 また、ソース接地トランジスタN1のドレインは、負荷抵抗RLを介して電源VDDにも接続されている。 ソース接地トランジスタN1のソースはグランドに接続されている。 トランジスタN2は、ソース接地トランジスタN1と共に電流ミラー回路を構成している。 すなわち、トランジスタN2のゲートが、自身のドレインにダイオード接続されるとともに、ソース接地トランジスタN1のゲートに抵抗R2を介して接続されている。 トランジスタN2のソースはグランドに接続されている。 このように電流ミラー回路を構成することにより、ソース接地トランジスタN1とトランジスタN2とのサイズ比で、ソース接地トランジスタN1を流れるドレイン電流が決まる。 ところで、無線受信機では通常、受信信号の利得を調整するためにAGC(Automatic Gain Control)回路が設けられている。 RF(Radio Frequency)AGC回路は、アンテナで受信された高周波信号の利得を調節して、受信信号のレベルを一定に保つようにするものである。 すなわち、RF−AGC回路は、アンテナ入力信号の電界強度が閾値より大きくないときは動作せず、受信信号の利得を下げることはない。 しかし、アンテナに強電界の信号が入力されて電界強度が閾値を超えると、RF−AGC回路が動作して受信信号の利得を下げることにより、無線受信機に過大な電力が加えられないようにする。 このようなRF−AGCの動作は、例えばLNAの利得を制御することで実現できる。 図4に示す従来のLNAでは、制御端子PGから抵抗R1を介してトランジスタN2のゲートに印加する制御電圧によって、LNAの利得(受信信号の利得)を可変としている。 具体的には、通常はLNAの利得が最大となるように設定しておき、レベルの大きな信号が入力されたときに、そのレベルに応じて制御電圧を変化させることで、LNAの利得を適切な値まで下げるようにしている。 このようにトランジスタのゲート電圧のレベルを切り替えることによって利得を可変とする高周波増幅回路は、例えば特許文献1にも開示されている。 利得を可変とする別の方式として、増幅器のソース抵抗の大きさを切り替えることによって利得を可変とする技術も存在する(例えば、特許文献2参照)。 特許文献2に記載の可変利得増幅回路では、複数のソース接地増幅回路を構成する複数組のMOSトランジスタのソース側に複数のスイッチを接続し、このスイッチにより何れかの増幅回路を選択して電圧利得を制御する。 しかしながら、図4または特許文献1のようにゲート電圧を制御することで増幅器の利得を可変とする方式では、入力トランジスタのドレイン電流が変化するため、入力トランジスタのダイナミックレンジが低下してしまう。 例えば図4の場合、トランジスタN2のゲート電圧を変えると、電流ミラーの入力回路を構成するトランジスタN2に流れる基準電流が変わるため、出力回路のソース接地トランジスタN1に流れるドレイン電流も変わってしまう。 このため、大きなレベルの信号が入力されたときの歪み特性が悪化し、線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現することができないという問題があった。 また、特許文献2のようにソース抵抗を制御することで増幅器の利得を可変とする方式では、ソース抵抗を変えたときに増幅器の開放利得が変化するため、入力トランジスタのダイナミックレンジが低下してしまう。 このため、線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現することができないという問題があった。 また、特許文献2の増幅器をFMラジオ受信機のLNA等に用いた場合、雑音指数の観点からアンテナ入力回路とLNAとの間のインピーダンス整合を抵抗で実現することは困難で、LC回路を用いたトランス結合の整合回路が必要となる。 この場合、複数の局の中から受信を希望する希望局の周波数に同調をとってインピーダンスマッチングをする手段が必要となり、受信機の構成が複雑になるという問題もあった。 本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、受信機の構成が複雑にならず、かつ、大きなレベルの信号が入力されたときでも増幅器の入力ダイナミックレンジが低下することを抑止して線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現できるようにすることを目的とする。 上記した課題を解決するために、本発明では、信号の入力端にゲートが接続されたソース接地トランジスタを備えたソース接地型増幅器において、信号の入力端と出力端との間に、複数の帰還抵抗と、当該複数の帰還抵抗の中から何れかを選択するスイッチとを設け、スイッチの切り替えにより何れかの帰還抵抗を選択することで利得制御を行うようにしている。 上記のように構成した本発明によれば、トランジスタのゲート電圧やソース抵抗を切り替える方式ではなく、帰還型増幅器の帰還抵抗を切り替えて利得を制御しているため、入力トランジスタのゲートバイアス電圧は一定で、ドレイン電流は一定となる。 また、帰還抵抗の切り替えによって増幅器の開放利得が変化することもない。 このため、入力ダイナミックレンジの低下を抑止して線形性を改善することができ、所望の信号対雑音比を実現することができる。 さらに、選択可能に複数の帰還抵抗を設けて帰還型増幅器を構成することにより、入力インピーダンスを所望の値にすることができるため、LC回路を用いた整合回路が不要となり、増幅器を用いた受信機の構成を簡素化することができる。 以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。 図1は、本実施形態によるLNAの構成例を示す図である。 なお、この図1において、図4に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。 図1において、N1はソース接地型の入力トランジスタであり、そのゲートがキャパシタC1を介して信号の入力端INに接続され、ソースがグランドに接続され、ドレインが信号の出力端OUTに接続されている。 RLは負荷抵抗であり、ソース接地トランジスタN1の出力(ドレイン)と電源VDDとの間に接続されている。 N2はソース接地トランジスタN1と共に電流ミラー回路を構成するトランジスタである。 すなわち、トランジスタN2のゲートが、自身のドレインにダイオード接続されるとともに、ソース接地トランジスタN1のゲートに抵抗R2を介して接続されている。 トランジスタN2のドレインは抵抗R1を介して電源VDDに接続され、ソースはグランドに接続されている。 このように電流ミラー回路を構成することにより、ソース接地トランジスタN1とトランジスタN2とのサイズ比で、ソース接地トランジスタN1を流れるドレイン電流が決まる。 また、信号の出力端OUT(ソース接地トランジスタN1のドレイン)と信号の入力端IN(ソース接地トランジスタN1のゲート)と間には、帰還回路が設けられている。 帰還回路は、信号の入力端INと出力端OUTとの間に並列に設けられた複数の帰還抵抗RN1,RN2,・・・,RNn(nは2以上の整数)と、当該複数の帰還抵抗RN1〜RNnに対してそれぞれ直列に接続された複数のアナログスイッチASW1,ASW2,・・・,ASWnとを備えて構成されている。 ここで、複数の帰還抵抗RN1〜RNnは、その抵抗値がそれぞれ異なっている。 複数のアナログスイッチASW1〜ASWnは、制御端子PG1〜PGnから印加される制御電圧によってオン/オフが制御され、何れか1つのみが選択的にオンとされるようになっている。 本実施形態では、LNAの利得を変えるときに、ソース接地トランジスタN1のゲートバイアス電圧は一定とする。 その代わりに、アナログスイッチASW1〜ASWnのオン/オフを切り替えて、当該アナログスイッチASW1〜ASWnに直列接続された帰還抵抗RN1〜RNnの何れかを選択的に用いることにより、LNAの利得制御を行う。 この場合、帰還抵抗RN1〜RNnの選択により負帰還量(帰還抵抗値)を変化させると、LNAの入力インピーダンスが変わることから、インピーダンス不整合によるロスが生じるかもしれない。 しかし、AGC動作でLNAの利得を減少させるときは入力信号のレベルが大きいときであり、下記の理由から上述のようなロスの問題は起こらない。 すなわち、信号源電圧をE、信号源抵抗をRs、LNAの入力インピーダンスをRiとしたとき、Rs=Riのときに最大電力 Pmax=E 2 /(4Rs) いま、LNAの利得を変えるために帰還抵抗RN1〜RNnの何れかをアナログスイッチASW1〜ASWnにより選択して帰還抵抗値を変えたとする。 このときインピーダンス不整合が生じ、Ri=1.5Rsになったとすると、そのときLNAに供給される電力P1は、 よって、インピーダンス不整合によるロスは、 以上詳しく説明したように、本実施形態では、帰還回路を有するソース接地型のLNAにおいて、当該帰還回路を複数の帰還抵抗RN1〜RNnで構成するとともに、その中から何れかを選択するアナログスイッチASW1〜ASWnを設け、何れかの帰還抵抗を選択することでLNAの利得制御を行うようにしている。 このように、帰還型増幅器の帰還抵抗値を切り替えて利得を制御しているため、入力トランジスタであるソース接地トランジスタN1のゲートバイアス電圧は一定で、ドレイン電流は一定となる。 また、帰還抵抗値の切り替えによってLNAの開放利得が変化することもない。 このため、大きなレベルの信号が入力されたときでもLNAの入力ダイナミックレンジが低下することを抑止して線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現できる。 特に、2信号の妨害波が入力されたときにおける信号対雑音比を改善することができる。 さらに、本実施形態によれば、帰還回路として抵抗値が異なる複数の帰還抵抗RN1〜RNnを設け、この中から何れかを選択して接続する構成とすることにより、LNAの入力インピーダンスを所望の値にすることができる。 このため、LC回路を用いた整合回路が不要となり、LNAを用いた受信機の構成を簡素化することができる。 図2は、本実施形態によるLNAの他の構成例を示す図である。 なお、この図2において、図1に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。 図2の例は、カスコード接続した2つのトランジスタにより増幅段を構成したものである。 この場合は、カスコード接続の上側に位置するゲート接地トランジスタの出力(ドレイン)から信号の入力端INに帰還回路を設ける。 図2において、N3はゲート接地トランジスタであり、ソース接地トランジスタN1にカスコード接続されるとともに、そのドレインが信号の出力端OUTに接続されている。 ゲート接地トランジスタN3のドレインは、負荷抵抗RLを介して電源VDDにも接続されている。 ソース接地トランジスタN1は初段増幅器として機能し、ゲート接地トランジスタN3は次段増幅器として機能する。 N4,N5はバイアス回路を構成するトランジスタであり、ゲート接地トランジスタN3のバイアスを決定する。 このバイアス回路は、その一端が抵抗R3を介して電源VDDに接続され、他端がグランドに接続されている。 その他の構成は図1と同様である。 以上のように、トランジスタN1,N3をカスコード接続することにより、広帯域で安定した利得を得ることができるようになる。 なお、上記実施形態では、並列接続した複数の帰還抵抗RN1〜RNnに対してそれぞれ直列に複数のアナログスイッチASW1〜ASWnを接続する構成について説明したが、スイッチの構成はこれに限定されない。 例えば、並列接続した複数の帰還抵抗RN1〜RNnをパス上に含む複数の信号線の中から何れかを選択するセレクタにより構成しても良い。 また、上記実施形態では、抵抗値の異なる複数の帰還抵抗RN1〜RNnを並列に設け、この中から何れか1つを選択する構成について説明したが、これに限定されない。 例えば、図3に示すように、複数の帰還抵抗RN1〜RNnと複数のアナログスイッチASW1〜ASWnとをラダー状に接続し、何れかのアナログスイッチASW1〜ASWnを選択することにより、1個以上の帰還抵抗の合成抵抗値を可変とするようにしても良い。 この場合、複数の帰還抵抗RN1〜RNnの抵抗値はそれぞれ異なっていても良いし、同じであっても良い。 その他、上記実施形態は、本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。 すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 本発明は、帰還回路を有するソース接地型低雑音増幅器に有用である。 N1 ソース接地トランジスタ N2 電流ミラー回路を構成するトランジスタ N3 ゲート接地トランジスタ N4 バイアス回路を構成するトランジスタ N5 バイアス回路を構成するトランジスタ RL 負荷抵抗 RN1〜RNn 帰還抵抗 ASW1〜ASWn アナログスイッチ IN 信号の入力端 OUT 信号の出力端 |