一种可变增益音频放大器 |
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| 申请号 | CN201710549385.0 | 申请日 | 2017-07-07 | 公开(公告)号 | CN107181468A | 公开(公告)日 | 2017-09-19 |
| 申请人 | 韦炳伦; | 发明人 | 韦炳伦; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种可变增益音频 放大器 ，包括 电阻 R1、 电流 跟随器和增益 控制器 ；所述电阻R1为用于增大电流跟随器的输入阻抗；所述电流跟随器为晶体 三极管 共基极放大器；所述增益控制器包括输入阻抗控制器、输入电流控制器和输出阻抗控制器；所述输入阻抗控制器包括电位器RP1；所述输入电流控制器包括电位器RP2和电阻R2，其中电位器RP2的一端与输入电流控制器的输入端连接，电位器RP2的另外一端接地；所述电阻R2的一端与输入电流控制器的输入端连接，电阻R2的另外一端与电流跟随器的输入端连接。本发明设计科学合理，可以有效的对音频 电路 中的 电压 进行放大，使得电压增益可以随意调节，解决现有音频放大器中频带窄和 频率 特性差的问题。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种可变增益音频放大器，其特征在于：包括电阻R1、电流跟随器和增益控制器；所述电阻R1为用于增大电流跟随器的输入阻抗； |
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| 说明书全文 | 一种可变增益音频放大器技术领域[0001] 本发明音频放大器械领域，具体涉及一种可变增益音频放大器。 背景技术[0002] 现有的音频放大器，电路复杂，所用元器件众多，成本高，设计难度大。放大电路中电子管、晶体管和集成电路等都是非线性元器件，是放大电路中产生非线性失真的根源，每增加一个非线性元器件，就有可能加大非线性失真，引入负反馈虽可减小放大器的非线性失真，却不能从根本上解决问题，最好的办法是在放大电路中尽量少用非线性元件。要做到这一点必须解决两个问题：一是放大器增益要足够大；二是非线性失真要尽量小些，在不加负反馈或只加少量的负反馈时，谐波失真系数能够达到一定的要求。要同时解决这两个问题很难，通常放大电路都比较复杂。 [0003] 现有的晶体管音频放大器多用共射极放大电路来担任电压放大，共射电路通频带窄，一般采用大环路深度负反馈来减小失真，展宽频带；和电子管相比，晶体管有坚固耐用，体积小，重量轻放大率高等优点，其缺点是工作特性不稳定，易受温度等因素影响而产生失真甚至失控。解决办法之一是采用深度负反馈，深度的负反馈可大幅度减少了失真，所以晶体管机很容易获得高超的技术参数，但加大环路深度负反馈后，很容易产生自激和瞬态互调失真，使音质变差，从这方面来说又希望不加负反馈或只加少量的负反馈。 [0004] 放大器的增益越大，失真度就越高。现有的音频放大器总增益是固定不变的，播放时通过音量电位器衰减被放大的信号来取得所需音量，因此，不管是大音量还是小音量，放大器总增益是固定不变的，即使用小音量播放失真度也不会减小，若能在播放小音量时降低放大器的增益，失真度无疑会减小，很多时候人们都是用小音量在安静的环境下听音乐，此时人耳对失真比较敏感，对音质的要求比较高；而使用大音量大多是在嘈杂的环境中，对音质的要求反而不是很苛刻，失真度大一些也能接受，显然，音量小增益低、音量大时增益高才适合实际需要，现有音频放大器固定的总增益不能满足这一要求。 [0005] 晶体三极管共基极放大器、场效应管共栅极放大器、电子管共栅极放大器亦频宽很大，频率特性是三种基本组态中最好的，有较大的电压放大倍数，直流电流增益接近1，输出电流近似等于输入电流，故称这种工作组态为电流跟随器，良好的频率特性和较高的电压放大倍数使它能制作出优质的放大器，但至今一直不见电流跟随器单独用来做低频放大器，低频电路中用得最多的是渥尔曼电路。 [0006] 共基极放大电路没有电流放大作用，输出阻抗很高，有较大的电压放大倍数，输入阻抗很小，会使输入信号严重衰减，不适合作为电压放大器，但它的频宽很大，因此通常用来做宽频、高频放大器或电流缓冲器，各种教科书及各类书籍对晶体管共基极放大器、场效应管及电子管共栅极放大器的评价基本如此。如科学出版社出版周南生译[日]铃木雅臣所著的《晶体管电路设计》(上册)，该书作者在第6章拓宽频率特性(第113页)中写道：“对于共基极放大电路，由于设计上输入阻抗低，所以是难于使用的电路。……可以作为高频放大器来使用。”第6.4.4节(第126页)：“直接输入到发射极方式的共基电路，由于电路的输入阻抗为数欧那样低的值，所以它通常是难于使用的。为此，除了在高频范围，不再使用这个电路。”该书(下册) 第6章栅极接地放大电路的设计(第110页)对场效应管的描述：“栅极接地放大电路与双极晶体管电路的基极接地放大电路相当，在设计上由于输入阻抗低，所以应用时有一定难度。但是它的重要特点是频率特性好，所以用作为高频电路的放大器。”第6.3.8节(第123页)：“栅极接地电路由于良好的频率特性经常用于高频电路。……由于输入阻抗低，在低频电路中应用有困难。 发明内容[0007] 为了解决上述问题，本发明公开了一种可变增益音频放大器，本发明结构简单，设计科学合理，可以有效的对音频电路中的电压进行放大，使得电压增益可以随意调节，解决现有音频放大器中频带窄和频率特性差的问题。 [0008] 本发明的技术方案：提供一种可变增益音频放大器，包括电阻R1、电流跟随器和增益控制器；所述电阻R1为用于增大电流跟随器的输入阻抗； 所述电流跟随器为晶体三极管共基极放大器； 所述增益控制器包括输入阻抗控制器、输入电流控制器和输出阻抗控制器； 所述输入阻抗控制器包括电位器RP1； 所述输入电流控制器包括电位器RP2和电阻R2，其中电位器RP2的一端与输入电流控制器的输入端连接，电位器RP2的另外一端接地；所述电阻R2的一端与输入电流控制器的输入端连接，电阻R2的另外一端与电流跟随器的输入端连接； 所述输出阻抗控制器包括电位器RP3； 所述电阻R1的一端连接信号输入端Ui，另外一端接输入阻抗控制器的输入端；所述输入阻抗控制器的输出端与输入电流控制器的输入端连接；所述输入电流控制器的输出端与电流跟随器的输入端连接；所述电流跟随器的输出端与输出阻抗控制器的输入端连接；所述输出阻抗控制器的输出端接地。 [0009] 进一步，所述电流跟随器可替换为场效应共栅极放大器或电子管共栅极放大器。 [0010] 进一步，所述电流跟随器还可替换为等效于电流跟随器的电路。 [0011] 进一步，所述输入阻抗控制器、输入电流控制器和输出阻抗控制器可以单独使用或者组合使用。 [0012] 进一步，所述电位器RP2可替换为三端器件；所述电位器RP2的滑动端为输入端，其中一个固定端与电阻R2连接，另外一个固定端与接地。 [0013] 进一步，所述输入阻抗控制器与输入电流控制器进行合并使用，所述电位器RP1和电位器RP2合并为RP，所述电阻R1和电阻R2合并为电阻R；所述电位器RP的一个固定端连接信号端Ui，另一个固定端接地，滑动端连接电阻R，其中电阻R的另一端与电流跟随器的输入端连接。 [0014] 进一步，所述增益控制器中的电位器可以替换为电子音量控制器。 [0015] 本技术方案的原理：因电流跟随器输入阻抗很小，会使输入信号严重衰减，不适合作为电压放大器，本发明增设所述电阻R1增大输入阻抗，同时用于限制最大输入电流，以防止前级的输出端与所述电流跟随器输入端短路而使放大器过载或损坏，增设所述电阻R1后使电流跟随器可以接于其他电路之后作为电压放大器使用。这个电路非常简洁，增加电压跟随器即可构成简洁的功率放大器，电路板面积小、体积小，很适用于小型设备。 [0016] 常见电流跟随器有晶体三极管共基极放大器、场效应管共栅极放大器及电子管共栅极放大器。偏置电压BIAS为三极管V1的基极提供偏压并使基极交流接地，使三极管V1构成共基组态；输入改为直流耦合，去掉了耦合电容C1和发射极电阻R3；当采用如图5d的偏置电路时，由于三极管V1发射极的波动电压经三极管V2反相放大后反馈到V1的基极，所以三极管V1发射极电压为极为稳定，发射极输入阻抗也变得更低。 [0017] 电压跟随器和带有电压跟随器作输出级的放大电路，将其输入级接地并将输出端改为输入端均可改成电流跟随器，两只NPN型晶体三极管达林顿电路改成的电流跟随器，信号经限流电阻R1加到三极管V1的发射极，偏置电压BIAS为三极管V2的基极提供偏压并使基极交流接地，三极管V2的发射极和V1的基极也等效为交流接地，三极管V1的基极电流作为三极管V2的输入电流，三极管V1的基极电流和集电极电流均流过负载电阻R3，因为三极管V2的基极电流极小，所以可以认为这是个电流增益为1的电流跟随器。 [0018] 场效应管与晶体三极管组成达林顿电路也可改成电流跟随器，由于场效应管没有栅极电流，输入电流全部流过负载电阻。其他形式的达林顿电路可参照这两个例子改作电流跟随器。 [0019] 所述电流跟随器增加所述增益控制器后，就可以用音量电位器自由的控制所述电流跟随器的电压增益（即控制音量），以适应各种不同场合的放音需要。所述电流跟随器增设所述电阻R1和所述增益控制器之后，除了放大器的增益可以动态调节、输入阻抗增大外，其他的一切特性并没有改变，晶体三极管共基放大器频宽大，晶体管的截止频率比共射放大器晶体管的截止频率提高了(1+β)倍(其中β为三极管的放大倍数)，频率特性是三极管放大电路的三种基本组态中最好的，场效应管和电子管亦然，用于音频绰绰有余，容易得到优质的放大器。 [0020] 增设电阻R1 是在于放大器的输入阻抗Ri以R1为主，Ri≈R1，输入电压ΔUi全部施加在R1上，输入电流Ii受非线性的电流跟随器输入阻抗影响很小，输入电流Ii畸变小，Io近似等于Ii，电流跟随器的频宽很大，输出电流Io畸变也小，只要输出负载电阻RL为线性，就能得到失真很小的输出电压Uo，电压增益Av=ΔUo/ΔUi=(ΔIo×RL)/(ΔIi×Ri)≈RL/Ri。后级输入阻抗较小时，计算电压增益时后级输入阻抗也应计在负载电阻里，或者在输出端后增加电压跟随器作缓冲。 [0021] 由Av≈RL/Ri可知，改变输入阻抗Ri、负载电阻RL均可使电压增益生改变；或者，由Av =ΔUo/ΔUi=(ΔIo×RL)/ΔUi≈(ΔIi×RL)/ΔUi可得，减小电流跟随器的输入电流，电压增益随之减小，亦可达到控制电压增益的目的；要控制电流跟随器的输入电流，可设一个分流电路与电流跟随器的输入端并联，使流入电流跟随器的电流被分流，控制分流电流即相当于控制电流跟随器的输入电流，控制输入电流即相当于控制电压增益。 [0022] 通过控制电流跟随器的输入阻抗Ri、控制输入电流Ii，或控制负载电阻RL来控制电流跟随器的电压增益，这就是本发明可变增益音频放大器控制电压增益的工作原理。 [0023] 当前级输出电阻比较大的时候，输入电阻R1可以省掉不用。增大放大器的输出电阻很容易，增大输出电阻后就可以直接后接电流跟随器，再后接电压跟随器，把音量控制器放到前级或DAC电路，就构成了完整的放音系统。 [0024] 单独使用输入阻抗控制器时，输入阻抗控制器RP1与限流电阻R1串联接在电流跟随器的输入端，输入阻抗Ri= RP1+R1，电压增益Av≈R4/(RP1+R1)，调节电位器RP1就可改变增益，当RP1调到0值时，达到最大增益R4/R1，音量达到最大，调整电阻RL、R1的数值可改变最大增益；当音量电位器RP1调到最大值时，放大器的增益最小，但此仍有信号输出。 [0025] 单独使用输入电流控制器，输入电流控制器由电位器RP2和电阻R2构成，电位器RP2的一端连接限流电阻R1和隔离电阻R2，另一端接地，电阻R2的另一端连接电流跟随器的输入端，电阻R2用于隔开电位器RP2和电流跟随器的输入端，以防电流跟随器过低的输入阻抗将电位器RP2短路而失去调节作用。输入电流分成两个分支，分别经电位器RP2到地端和经电阻R2到电流跟随器的输入端，调节电位器RP2，两个支路的电阻值比发生改变，流过两支路的电流也随之改变，电压增益Av≈ΔIo×RL/ΔUi亦随ΔIi而变，当RP2调到0值时，输入电流被短路到地，电流跟随器输入端的电流为0，电压增益Av=0；当RP2调到最大值时，电流跟随器输入电流达到最大，电压增益也达到最大，电位器RP2最大值远大于电阻R2时，输入电流几乎全部流入电流跟随器，最大电压增益 Av≈R4/(R1+R2)。输入电流控制器中电位器RP2另一种连接方法如图3f所示，电位器RP2作三端元件使用，电位器的一个固定端连接电阻R2，另一个固定端接地，滑动端连接电阻R1，与作二端元件使用时功效一样，但两个支路的电阻值比变化更快。 [0026] 单独使用输出阻抗控制器时，输出阻抗控制器由电位器RP3构成，与电流跟随器的负载电阻R4并联，电压增益Av≈(R4//RP3)/R1，调节电位器RP3，电压增益也随之改变。当RP3调到0值时，电压增益Av=0；当RP3调到最大值，达到最大电压增益。 [0027] 三种控制器，可以单独使用其中任意一个，或者使用其中任意二个，或者全部使用。输入阻抗控制器和输入电流控制器同时使用时，两者的控制元件电位器RP1和RP2可采用联动，需要增大增益时，调小RP1同时增大RP2，减小输入阻抗同时减小分流电流，反之亦然；此时，电位器RP1和RP2可以合并为一个电位器RP，电阻R1和所述电阻R2合并为电阻R，如图3g所示，以电位器RP的动端为界限，输入端侧为输入阻抗控制器，电流跟随器侧为输入电流控制器，这个电路跟现有的音量电位器连接方法一样，但工作原理不一样，现有的音量电位器的作用是分压，而本电路中电位器的动端到输入端部份是调节输入阻抗值，动端到地这部份是调节分流电流。 [0028] 上述各个电位器均可替换为其他等效为可变电阻的电路，或者，输入电流控制器替换为其他可控制电流跟随器输入电流的电路，如采用场效应管的电子音量控制电路等，采用电子音量控制电路有可遥控、缩短连接线、降低干扰、没有电位器的动噪声等优点。 [0029] 在电流跟随器输出端后接高输入阻抗的电路，使后级输入阻抗远高于电流跟随器的最大负载电阻，从而可减小非线性的后级输入阻抗对电流跟随器输出电压Uo的影响，减小失真，同时使电路可以获得更高的电压增益，这样只需一级电流跟随器就能得到所需的增益，电路得以简化，达到少用元器件，减小失真的目的。 [0030] 当最大电压增益不能满足要求时，可在负载电阻RL上并联一个恒流源为放大管提供静态工作电流，并提高负载电阻RL来提高增益，这样负载电阻RL和静态工作电流可以分开设定，容易调整。 [0031] 本发明后接一至多级电压跟随器即可构成可变增益音频功率放大器，整个电路全由共基极电路、共栅极电路、共集电极电路、共漏极电路、共屏极电路构成，弃掉频率特性最差的共射极放大电路、共源极放大电路和共阴极放大电路，不施加交流负反馈，频率特性好，构成电压增益可以随意调节的优质功率放大器。 [0032] 本发明的有益效果：1、频带宽，频率特性好； 2、后接电压跟随器即构成简洁的功率放大器，频率特性优良，易于设计和制作，成本低，性能好； 3、放大器的电压增益可以随意调节，更适合实际需要； 4、不设交流负反馈，不易自激，没有瞬态互调失真； 5、热稳定性好，集电结反向泄露电流经基极短路到地，不流经发射极而被放大； 6、本放大器电压增益高，可以不需要前置放大器，可直接接于CD、DVD、MP3、电脑等设备之后接电压跟随器即可推动扬声器，并且根据需要可在本放大器前增加音调电路； 7、本发明结构简单，设计科学合理，可以有效的对音频电路中的电压进行放大，使得电压增益可以随意调节，解决现有音频放大器中频带窄和频率特性差的问题。 附图说明 [0033] 图1为现有技术的共基极放大电路图；图2为本发明的原理框图； 图3a为本发明中电流跟随器Ⅰ电路图； 图3b为本发明中电流跟随器Ⅱ电路图； 图3c为本发明中电流跟随器Ⅲ电路图； 图4a为本发明中NPN型晶体三极管共基极放大器Ⅰ电路图； 图4b为本发明中NPN型晶体三极管共基极放大器Ⅱ电路图； 图4c为本发明中N沟道结型场效应管共基极放大器Ⅰ电路图； 图4d为本发明中N沟道结型场效应管共基极放大器Ⅱ电路图； 图5a为本发明中实施例1的简洁的功率放大器电路图； 图5b为本发明中实施例2的简洁的功率放大器电路图。 [0034] 图5c为本发明中实施例3的简洁的功率放大器电路图；图5d为本发明中实施例4的简洁的功率放大器电路图； 图6为本发明中实施例5的带输入缓冲器功率放大器电路图； 图7为本发明中实施例7的对称功率放大器电路图； 图8a为本发明中实施例8的带输入缓冲对称功率放大器电路图； 图8b为本发明中实施例9的带输入缓冲对称功率放大器电路图。 具体实施方式[0035] 下面结合附图对本发明进一步说明。 [0036] 实施例1：提供一种可变增益音频放大器，包括电阻R1、电流跟随器和增益控制器；所述电阻R1为用于增大电流跟随器的输入阻抗； 所述电流跟随器为晶体三极管共基极放大器； 所述增益控制器包括输入阻抗控制器、输入电流控制器和输出阻抗控制器； 所述输入阻抗控制器包括电位器RP1； 所述输入电流控制器包括电位器RP2和电阻R2，其中电位器RP2的一端与输入电流控制器的输入端连接，电位器RP2的另外一端接地；所述电阻R2的一端与输入电流控制器的输入端连接，电阻R2的另外一端与电流跟随器的输入端连接； 所述输出阻抗控制器包括电位器RP3； 所述电阻R1的一端连接信号输入端Ui，另外一端接输入阻抗控制器的输入端；所述输入阻抗控制器的输出端与输入电流控制器的输入端连接；所述输入电流控制器的输出端与电流跟随器的输入端连接；所述电流跟随器的输出端与输出阻抗控制器的输入端连接；所述输出阻抗控制器的输出端接地。 [0037] 所述电流跟随器可替换为场效应共栅极放大器或电子管共栅极放大器。 [0038] 所述电流跟随器还可替换为等效于电流跟随器的电路。 [0039] 所述输入阻抗控制器、输入电流控制器和输出阻抗控制器可以单独使用或者组合使用。 [0040] 所述电位器RP2可替换为三端器件；所述电位器RP2的滑动端为输入端，其中一个固定端与电阻R2连接，另外一个固定端与接地。 [0041] 所述输入阻抗控制器与输入电流控制器进行合并使用，所述电位器RP1和电位器RP2合并为RP，所述电阻R1和电阻R2合并为电阻R；所述电位器RP的一个固定端连接信号端Ui，另一个固定端接地，滑动端连接电阻R，其中电阻R的另一端与电流跟随器的输入端连接。 [0042] 实施例图5为在图4a电路在负载电阻上并联恒流源，并接上场效应管电压跟随器构成的功率放大器，电路非常简洁，电阻R4和二极管VD1、VD2为三极管V1、V2提供基极偏置电压，三极管V1的基极经二极管VD1交流接地构成共基极电路，电阻R3、三极管V2组成恒流源为三极管V1提供静态工作电流，稳压二极管VD3为输出级场效应管V3、V4提供偏置电压，也可改为三极管恒压电路作偏置，电位器RP1为输出阻抗控制器，电阻R5、R6、电位器RP1及输出级的输入阻抗并联值为三极管V1的负载电阻，C2为电位器RP1的隔直电容，因场效应管的输入阻抗很高，输出阻抗≈RP1//R5//R6，放大器的电压增益Av≈(RP1//R5//R6)/ R1，调节RP1即可改变增益，也可更换为其他方式的增益控制器。本实施例上下对称，即使电源电压波动较大，也可使放大器的输出端直流电压保持为电源电压的一半。 [0043] 本实施例是个OTL电路，输出端隔直电容采用两个参数相差很小的电容C4和C5串联连接到电源的正端和地端，中点接扬声器BL的一端，从而使扬声器BL两端的电位相差不大，以减小开、关机时隔直电容充放电电流对扬声器的冲击，本实施例接上耳机实测，开、关电源时喇叭的冲击声很小。电阻R9用于不接扬声器BL时使扬声器BL两个接线端的直流电位相等。调试时微调电阻R3的阻值使放大器输出端为电源电压的一半。 [0044] 实施例2：本实施例与实施例1的不同之处在于：本实施例输出级后接电压跟随器可进一步增大输出功率，如图5b所示，为保证输出功率，输出隔直电容C4和C5应用大容量电容，可用不同容量的电容并联，使其在通频带内都有很低的阻抗，以保证放大器有好的频率特性。J1为扬声器保护继电器，开机时J1断开，若放大器输出端电位与电容C4和C5中点电位有偏差时，则经电阻R9进行充放电，当两者相等时J1吸合，放大器正常工作。 [0045] 实施例3：本实施例与实施例1、实施例2的不同之处在于：图5b中电容C4、C5、C6耐压均要高于电源电压，采用图5c电路形式时，电容C4、C5、C6耐压只要大于电源电压的一半就可以了，但要使用双电源，电源负端接地，电容C4采用两只电解电容负端连接在一起作无极性电容使用，电容C4、C5、C6均应用大容量电容，可用不同容量的电容并联，使其在通频带内都有很低的阻抗，以保证放大器有好的频率特性。 [0046] 实施例4：本实施例与实施例1、实施例2、实施例3的不同之处在于：如图5d为共基电路的另一种偏置方式，用三极管V7代替二极管VD1为三极管V1提供偏置，三极管V7的基极连接V1的发射极，集电极连接V1的基极，三极管V1发射极电压经三极管V2反相放大后反馈到V1的基极，使V1发射极的电压为极为稳定，发射极输入阻抗也变得更小，集电极恒流源负载也改成对称的电路。 [0047] 实施例5：如图6所示，本实施例采用正负对称电源供电，电源中点接地，图中C1为隔直电容，电阻R4和二极管VD1、VD2、三极管V3构成偏置电路为三极管V2、V4提供基极偏压，电阻R5、R6、VD3和三极管V5构成恒流源作三极管V4的集电极有源负载，三极管V1为电压跟随器用作输入级缓冲器，电压信号从三极管V1的基极输入，从发射极输出，输出的电压加在输入端限流电阻R2上，转换为输入电流耦合到三极管V2的发射极，从其集电极输出，三极管V3的基极经电容C4交流接地，其发射极也等效于交流接地，三极管V2的基极经二极管VD2、三极管V3的发射极交流接地构成第1级共基极电路，电阻R3为三极管V2的负载电阻，输出信号直接耦合到三极管V4的发射极，三极管V4的基极经二极管VD1交流接地构成第2级共基极放大器，其发射极输入阻抗很低，三极管V2输出的交流电流信号全部流入三极管V4的发射极，从集电极输出在负载电阻上形成输出电压，增益控制采用输出阻抗控制器，电位器RP1构成输出阻抗控制器，电容C2、C3为膈直电容，三极管V4的负载阻抗为电位器RP1与输出级的输入阻抗Rio的并联值，放大器的电压增益Av≈(RP1//Rio)/R2，当Rio远大于RP1的最大值时，Av≈RP1/R2。 由于调整输入端限流电阻R2会改变放大器的静态工作电流，所以本实施例不宜使用输入阻抗控制器来控制增益，可换为输入电流控制器，但会使电路变得复杂。 [0048] 电阻R7、电容C4和三极管V3构成输出端零点飘移调整电路，通过大环路直流负反馈稳定放大器的静态工作点，抑制输出端零点飘移，以防烧毁扬声器。工作过程为，某种原因使输出端电位增高，经R7和C4滤掉交流成份后加到三极管V3的基极， V3的基极电位增高，V3发射极电位亦增高，经二极管VD2加到三极管V2的基极，V2的基极电位增高，V2发射极电位增高，电阻R2两端的电压增高，三极管V2发射极电流增大，集电极电流亦随之增大，三极管V4发射极电流下降，集电极电流亦随之下降，输出端电位下降，完成调整过程，某种原因使输出端电位下降，调整过程亦相同。 [0049] 实施例6：本实施例与实施例5的不同之处在于：本实施例去掉三极管V3和二极管VD2，将三极管V2的基极接到电阻R7和电容C4连接端，三极管V1换成NPN型，其发射极经电阻或恒流源连接到电源负端，就变成了类似于差分OCL功率放大器，直流工作点更稳定，三极管V2的基极偏置电路也没有了非线性元件三极管V3和二极管VD2。 [0050] 实施例7：如图7所示，本实施例电路上下对称，需正负对称电源供电，前两级为共基极放大器，加上电压跟随器输出级构成OCL功率放大器。电阻R2、R3为输入端限流电阻，C1为隔直电容，电阻R2～R9、电阻R1和二极管VD1～VD8构成的偏置电路为三极管V1～V4提供偏压，三极管V1、V2的基极经二极管VD3～VD6、电容C2交流接地，构成第1级共基极电路，电阻R6、R7为其负载电阻，输出信号直接耦合到三极管V3、V5的发射极，三极管V3、V5的基极分别经二极管VD1、VD2、VD7、VD8交流接地构成第2级共基极放大器，电阻R10与输出级的输入阻抗Rio的并联值为其负载电阻，增益控制采用输入阻抗控制器，电位器RP1为调节增益元件，电压增益Av≈(R10//Rio)/(R2//R3+RP1)。也可更换为其他方式的增益控制器，如将R10换成电位器就构成输出阻抗控制器来控制增益。电阻R1和电容C2构成输出端零点飘移调整电路，抑制输出端零点飘移。 [0051] 不使用增益控制器，断开电容C2，短路电阻R1，使输出信号全部反馈到三极管V1、V2的基极，放大器的电压增益变为1，本实施例就变成了为0dB功率放大器，可单独使用，也可接于本发明各个实施例后作电压跟随器构成功率放大器。 [0052] 二极管VD4、VD5也可用三极管取代，如图6中的三极管V3。三极管V1、V2的偏置电路使用了较多的非线性元件，可能会引起非线性失真，可考虑用电阻取代。 [0053] 实施例8：如图8a所示，本实施例由全对称差分OCL功率放大器改进而来，非上下对称的差分OCL功率放大器改进电路与本实施例类似，将差分电路正相输入端三极管V1、V2的集电极电阻短路，发射极电阻R2～R5变成了限流电阻，信号从正相输入端三极管V1、V2的基极输入从发射极输出，从而使其变成射极跟随器，输出信号经发射极电阻R2～R5直接耦合到三极管V3、V4的发射极；差分电路反相输入端三极管V3、V4的基极经电容C2接地，使其变成共基极组态，信号从三极管V3、V4的集电极输出，耦合到三极管V5、V6的发射极，三极管V5、V6的基极分别经偏置稳压二极管二极管VD1、VD2交流接地构成第二级共基极电路。由于此电路三极管V1 V4的发射极电阻不好调整，本实施例的增益控制最好使用输出阻抗控制器，放大器电~ 压增益Av≈(RP1//Rio)/(R2//R3+R4//R5)。 [0054] 在直流状态下，三极管V1～V4工作于差分状态，为放大器提供稳定的静态工作点，电阻R11、电容C2为输出端零点飘移调整电路。 [0055] 不使用增益控制器，断开电容C2，短路电阻R11，使输出信号全部反馈到三极管V3、V4的基极，电压增益变为1，本实施例就变成了为0dB功率放大器，可单独使用，也可接于本发明各个实施例后作电压跟随器构成功率放大器。 [0056] 实施例9：如图8b所示，本实施例与实施例8的不同之处在于：与实施例7的区别在于三极管V3、V4的偏置电路不使用非线性元件，如图8b所示去掉了电阻R1、三极管V1、V2，并修改了三极管V3、V4的偏置电路，电阻R2、R4为限流电阻，电阻R2～R7为三极管V3、V4的提供偏压，为抑制电源纹波可偏置电阻R6、R7支路增加电源退耦电容或使用稳压电路。修改后的电路增益控制的方式均可任意选用。电压增益Av≈(RP1//Rio)/(R2// R4)。 [0057] 需要指出的是，上述实施例仅为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。 |
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