無線ジョセフソンパラメトリック変換器

政府基金 本発明は、米国陸軍研究局により授与された認可W911NF-09-1-0514の下、政府の支援によりなされた。政府は本発明に一定の権利を有する。

関連出願 本願は、2015年4月17日に発明の名称「Wireless Josephson Parametric Converter」で出願され、その全開示が参照により本明細書に援用される米国仮特許出願第62/149,419号の利益を主張する。

関連分野の記載 マイクロ波周波数(例えば、約300MHz〜約300GHzの周波数)で作動する電気力学系に利用可能ないくつかの異なるマイクロ波デバイスおよび構成要素がある。かかるデバイスおよび構成要素の例としては、増幅器、カプラー、サーキュレータ、ミキサー、周波数変換器、共振器、減衰器、アンテナおよび伝送線路が挙げられる。これらのデバイスおよび構成要素は、無線通信システムからレーダーシステムまで、広範囲の用途に使用され得る。

種々のマイクロ波デバイスおよび構成要素は、量子情報の分野における使用にも適し得る。例えば、いくつかの量子情報システム(例えば、量子コンピュータ)は、「量子ビット」または「キュービット」と称される量子化状態の形態にある情報を記憶し、該情報に対して演算し得る。キュービットに対する演算は、量子計算が実行され得るように、マイクロ波シグナルを、1つ以上のマイクロ波共振器内へとおよび/または1つ以上のマイクロ波共振器から外に、超伝導一体化回路へとおよび超伝導一体化回路からカップリングすること、シグナルを増幅すること、シグナルを混合すること、および/またはシグナルを検波すること等を含み得る。キュービットに対するこれらの演算のいくつかは、マイクロ波デバイスおよび構成要素の使用を必要とすることがある。

いくつかの量子計算系は、キュービットとインターフェイスで接合する電気力学系において、ジョセフソン接合ベースの増幅器を使用することがある。従来のジョセフソン接合増幅器は、ワイヤボンド(wire bond)により系内の他の構成要素に電気的に連結される基板上に形成される超伝導素子を含み得る。該増幅器は、極低温度で操作され得、室温で操作され得る処理電子機器と同軸コネクタを介してシグナルを提供し得る。増幅器と処理電子機器の間で連結されるさらなる構成要素(例えば、ハイブリッドカプラー、サーキュレータ、伝送線路など)があってもよい。

概要 本開示の態様は、電気力学系において、マイクロ波シグナルに無線的にカップリングされ得、マイクロ波シグナルで作動し得るジョセフソン接合ベースの周波数変換器/増幅器(一般に、「増幅器」と称される)に関する。いくつかの態様において、変換器は、1つ以上のマイクロ波シグナルを増幅するために使用され得る。いくつかの実行において、変換器は、マイクロ波シグナルの周波数をノイズが少ないように変換するために使用され得るが、他のモードの操作が可能である。量子情報に関するいくつかの適用において、変換器は、2モードスクイーズド状態として知られる量子状態を生成するために高い利得で使用され得る。

いくつかの態様によると、変換器は、1つの基板上にアンテナと共に一体化される複数のジョセフソン接合に連結されるアンテナを含み得る。ジョセフソン接合は、ジョセフソン接合パラメトリック変換器(JPC)を形成するように配列され得る。変換器は、マイクロ波導波管空洞内、またはマイクロ波空洞の接合に配置され得る。操作において、変換器は、1つ以上のマイクロ波空洞において、マイクロ波と無線的にカップリングし得、マイクロ波と相互作用し得、電気力学系において変換器と他の構成要素の間で配線による電気連結(例えば、伝送線路またはワイヤボンド)を必要とすることなく、アンテナを介して1つ以上の増幅されたシグナルを無線的に放出する。

無線ジョセフソンパラメトリック変換器の利点は、位相に感受性でない増幅(増幅されるシグナルの位相に依存しない増幅)をもたらすということである。さらに、配線による連結に伴う寄生インダクタンスおよびキャパシタンスにより生じるシグナルの消失および歪みを回避することができ、そのため従来の増幅デバイスに対してシグナル忠実度が向上され得る。

いくつかの態様は、マイクロ波シグナルのための無線変換器に関し、該変換器は、基板、該基板上に形成されてリングに連結される複数の第1のジョセフソン接合およびリングに隣接して基板上に形成される接地面を含む。該無線変換器はさらに、基板上に形成されて複数の第1のジョセフソン接合に連結される第1のアンテナをさらに含み得、基板上に形成されて第1のアンテナとは垂直に方向づけられ、複数の第1のジョセフソン接合に連結される第2のアンテナを含み得る。

いくつかの態様は、無線変換器を操作する方法に関する。操作の1つの方法は、基板上に形成されてリングに連結される第1の複数のジョセフソン接合により、第1の周波数でポンプエネルギーを無線的に受信する行為、基板上に形成される第1のアンテナから、第2の周波数でシグナルを無線的に受信する行為、基板上に形成される第2のアンテナから、第3の周波数でアイドラを無線的に受信する行為、ならびにポンプエネルギーを、複数のジョセフソン接合により第2の周波数および第3の周波数に変換して、シグナルおよび/またはアイドラを変化させる行為を含み得る。該方法はさらに、変化されたシグナルを第1のアンテナにより無線的に放出する行為、および/または変化されたアイドラを第2のアンテナにより無線的に放出する行為を含み得る。

本教示の前述の局面および他の局面、実施、態様ならびに特徴は、添付の図面と共に、以下の記載からより十分に理解され得る。

図面の簡単な説明 当業者は、本明細書中に記載される図面は例示目的のみのためであることを理解しよう。いくつかの例において、態様の種々の局面は、態様の理解を容易にするために誇張または拡大されて示され得ることが理解される。図面中、同様の参照記号は一般的に、種々の図を通して同様の特徴、機能的に同様の要素および/または構造的に同様の要素を言及する。図面は必ずしも同じ縮尺ではなく、代わりに教示の原理の説明に強調が置かれる。図面が一体化されたデバイスの微小構成に関する場合、並行して作製され得る多くのデバイスの1つのデバイスのみが示されることがある。図面についてなされる方向的参照(上部(top)、底部(bottom)、上(above)、下(below)等)は、単に、読者への補助を意図する。態様においてデバイスは任意の適切な様式で方向づけられ得る。図面は、いかなる方法においても本教示の範囲の限定を意図するものではない。

図1は、いくつかの態様による、変換器が使用され得る電気力学系を示す。

図2Aは、いくつかの態様による、マイクロ波周波数変換器/増幅器系を示す。

図2Bは、いくつかの態様による、マイクロ波周波数変換器/増幅器系を示す。

図3は、いくつかの態様による、2つのマイクロ波空洞の間に変換器系の能動回路をマウントするためのマウンティングプレートを示す。

図4Aは、いくつかの態様による、マイクロ波変換器のための能動回路の要素を示す。図4Bは、図4Aの切断線に対応する能動回路の要素の断面図である。

図4Cは、いくつかの態様による、マイクロ波変換器のための能動回路の基準電位面を示す。図4Dは、いくつかの態様による、マイクロ波変換器のための能動回路の要素を示す。

図5Aは、いくつかの態様による、変換器回路の要素を示す。図5Bは、図5Aの切断線に対応する変換器回路の要素の断面図である。

図6は、いくつかの態様による、マイクロ波変換器のための能動回路に対応する回路模式図である。

図7は、マイクロ波変換器の能動回路および異なるアイドラアンテナの長さについての振動子Q値の計算の結果を示す。

図8Aは、微小作製された無線ジョセフソンパラメトリック能動回路の要素の拡大された図である。図8Bは、デバイスの中心のジョセフソン接合変換器回路構成のさらなる詳細を示す、微小作製された無線ジョセフソンパラメトリック能動回路の要素の拡大された図である。

図9Aは、シグナル周波数での無線変換器の周波数の関数としての測定された利得値を示す。図9Bは、アイドラ周波数での無線変換器の周波数の関数としての測定された利得値を示す。

図10は、無線変換器についての異なる飽和電力点(saturation power point)およびダイナミックレンジを示す利得飽和曲線を示す。

図11は、無線変換器についてのシグナル周波数の周波数調律可能増幅を示す。

図12Aは、無線変換器のシグナル周波数についての掃引調律曲線(swept tuning curve)を示す。図12Bは、無線変換器のアイドラ周波数についての掃引調律曲線を示す。

図13は、いくつかの態様による、無線変換器を操作するための方法の行為を示す。

図14は、いくつかの態様による、キュービットのエンタングルメントのための無線変換器を操作するための方法の行為を示す。

態様の特徴および利点は、図面と共に考慮される場合に以下に記載される詳細な説明からより明らかになる。

詳細な説明 導入として、量子情報処理は、エネルギーの量子化、重ね合わせおよびエンタングルメントなどの量子力学的現象を使用して、従来の情報処理では使用されない方法で情報を暗号化して処理する。例えば、解決される問題の最初の状態は、いくつかのキュービット上に暗号化され得る。計算(computation)は、量子力学的法則に従ったキュービットの操作(manipulation)および相互作用を含み得る。キュービットの最終的な状態は、問題の解法を決定するために読み出され得る。いくつかのコンピューター処理上(computational)の問題(最も顕著に、クラッキング暗号化コード(cracking encryption code)および複雑な多状態系の展開(evolution))は、従来の古典計算よりも量子計算を使用して、有意に早く解決され得る。

用語「キュービット」は、量子情報処理の分野において、暗号化された情報自体(すなわち、量子ビット)のことをいうために使用され、情報を保持する物理系をいうためにも使用される。

キュービットは、少なくとも2つの直交する状態を有する任意の物理的量子力学系から形成され得る。情報を暗号化するために使用される状態は、「計算基底(computational basis)」と称される。例えば、光子偏光、電子スピンおよび核スピンは、量子情報処理のための情報を暗号化するためにキュービットとして使用され得る2レベル物理系の例である。キュービットの種々の物理的手段は種々の利点および欠点を有する。例えば、光子偏光は長いコヒーレント時間および単純な単一キュービット操作の利点を有するが、単純な多キュービットゲートを生成できないことを欠点とする。

他の物理系に基づくキュービットも提唱されている。超伝導ジョセフソン接合に基づくキュービットとしては、「位相キュービット(phase qubit)」(計算基底がジョセフソン接合中でクーパー対の量子化されたエネルギー状態である)、「磁束キュービット(flux qubit)」(計算基底が超電導ループ中で電流を循環させる方向である)および「電荷キュービット(charge qubit)」(計算基底が超電導アイランド(superconducting island)上のクーパー対の有無である)が挙げられる。超伝導デバイスに基づくキュービットは、例えば光子に基づくキュービットよりも多キュービットゲートのより簡単な実行を可能にし得る強いキュービット-キュービットカップリングを発揮し得る。

キュービットを形成するために使用される系の選択がどうであれ、系は、多くのキュービット(例えば、数千以上)にスケーラビリティ(scalability)を与えるべきである。量子情報処理が実現性のある技術的なツールになるために、系は、多くのキュービットおよびこれらのキュービットの間の相互作用を慎重に構成および制御し得るべきである。例えば、キュービットは、長いコヒーレント時間(操作されない場合にそれらの状態を維持する能力)を有するべきであり、個々に操作(manupulated)され得るべきであり、1つ以上の他のキュービットと相互作用して多キュービット状態を実行し得るべきであり、効率的に初期化および測定され得るべきである。

本願に記載される態様は、量子情報処理のための量子電磁力学(QED)系に使用され得る超伝導ジョセフソン接合ベースの周波数変換器/増幅器に関する。例えば、変換器は、キュービットから受信されるマイクロ波シグナルにおいて(例えば、電気的読み出しチェーン(electronic read-out chain)において)作動するように使用され得る。変換器は、量子情報忠実度に対する配線による連結の有害な影響を低減し得るように、変換器が配置されるマイクロ波環境と無線的に相互作用するように構成される。変換器は主に、本願において量子情報処理に関して記載されるが、光学機械的(optomechanical)共振器、半導体キュービット、またはアクシオン検出器のため、増幅および/または周波数変換のためなどマイクロ波シグナル処理の他の領域で使用されることもある。

図1は、周波数変換器/増幅器系120が使用され得る電気力学系100を示す。いくつかの態様において、電気力学系100は、伝送リンク115を介して変換器系にカップリングされるシグナル源110を含み得る。伝送リンクはまた、ポンプ源105から変換器120にエネルギーをカップリングし得る。いくつかの場合、シグナル処理電子機器140はまた、1つ以上の増幅されたシグナルまたは変換器からの周波数が変換されたシグナルを受信するようにカップリングされ得る。変換器120は、超伝導回路素子を含み得、操作時には極低温度に維持され得る。シグナル源110から受信されたシグナルは、変換器120により変換されたおよび/または増幅された周波数であり得、増幅されたシグナルまたは周波数変換シグナルは、処理電子機器140または他の下流の構成要素に伝送され得る。いくつかの態様において、供給源110でのマイクロ波サーキュレータは、変換器120へおよび変換器120からならびに処理電子機器140へシグナルをカップリングし得る。いくつかの実行において、第2の「アイドラ」源130は、伝送リンク115を介して変換器系にカップリングされ得、戻されたアイドラ出力は、同じまたは異なる処理電子機器にカップリングされ得る。シグナル源110から受信されたシグナルにおいて作動する場合、変換器は、ポンプ源105からのポンプ周波数ω_pのエネルギーを第2の周波数ω_s(「シグナル」周波数という)において増幅されたシグナル中のエネルギーに変換し得、第3の周波数ω_i(「アイドラ」周波数という)においてエネルギーに変換し得る。

いくつかの態様において、シグナル源110は、量子情報処理系の1つ以上のキュービットを含み得る。いくつかの場合、シグナル源110は、量子論理ゲートからの出力を含み得る。いくつかの態様によると、伝送リンクは、マイクロ波ストリップライン、導波管空洞または同軸ケーブル(例えば、超小型バージョンA(SMA)マイクロ波ケーブル)を含み得る。ポンプ源105は、約3GHz〜約25GHzのポンプ周波数ω_pで作動するマイクロ波振動子(周波数で調律可能であってもなくてもよく、電力で調律可能であってもよい)を含み得る。

発明者らは、ジョセフソン接合ベースの増幅器を図1に示されるものなどのQED系に一体化することは、増幅器と系中の隣接する構成要素(例えば、導波管、同軸またはマイクロストリップ伝送リンク等)の間で必要とされ得る相互連結のために困難であり得ることを認識し、理解している。さらに、これらの増幅器は、作動するために、方向性を有する(directional)カプラーおよび/またはハイブリッドカプラーのような補助的なマイクロ波構成要素を必要とし得る。結果的に、シグナルの質に影響する潜在的に望ましくない結果が生じ得る。例えば、いくつかのマイクロ波構成要素への配線による連結は、寄生インダクタンス、キャパシタンスならびに測定効率およびそのためにキュービット読み出しの忠実度を低減し得る消失を導入し得る。また、配線による連結およびいくつかの構成要素は、増幅器の調律可能性および性能を制限し得る、増幅器によりみられるインピーダンスの複雑な周波数依存性を生じることがある。

第1の態様による変換器系120のさらなる詳細を図2Aに示す。変換器の能動回路(図3に示す)は、基板上に形成され得、第1のマイクロ波導波管210と第2のマイクロ波導波管220の間の接合領域235でマウントされ得る。変換器系120はさらに、第1および第2の導波管のそれぞれに連結される第1の導波管伸長部232および第2の導波管伸長部234を含み得る。いくつかの態様において、変換器系120はさらに、導波管または導波管伸長部の1つの周囲に巻きつけられ、電流源に連結されてコイルに電流を流し得、かつ導波管の接合領域235内に磁場を発生させ得るリード245を有する導電性コイル240を含み得る。導波管210、220および導波管伸長部232、234は、例えば嵌合フランジ215で留め具により連結され得る。

いくつかの態様において、第1の導波管210および第2の導波管220は、マイクロ波空洞と同軸のアダプター(例えば、Fairview Microwave Inc. of Allen, Texasから入手可能なモデルWR-90)を含み得るが、いくつかの場合には通常のマイクロ波空洞または共振器が使用され得る。第1の導波管210は、第1の導波管の空洞へのおよび第1の導波管の空洞からのマイクロ波周波数(例えば、シグナル周波数)を提供し、受信するための同軸コネクタ205を含み得る。第1の導波管のマイクロ波空洞は、第1の方向に方向づけられる長い横断寸法D_1Lを有し得る。第2の導波管220は、第1の導波管210の長い横断寸法D_1Lに直交する方向に方向づけられる長い横断寸法を有し得る。第2の導波管は、第2の導波管220へのおよび第2の導波管220からのマイクロ波周波数(例えば、アイドラ周波数)を提供および受信するための同軸コネクタ207を含み得る。第1の導波管および第2の導波管は、高い導電性材料(例えば、アルミニウム、銅または他の任意の適切な導電性材料)で形成され得る。

第1の導波管伸長部232および第2の導波管伸長部234は、銅またはアルミニウムなどの高い導電性の非磁性材料で形成され得る。第1の導波管伸長部は、第1の導波管210の長い横断寸法にほぼ適合する長い横断寸法D_1Lを有するマイクロ波空洞を含み得、第1の導波管と同じ方向に方向づけられる。第2の導波管伸長部234はまた、第2の導波管220の長い横断寸法に適合する長い横断寸法を有するマイクロ波空洞を含み得、第2の導波管と同じ方向に方向づけられる。第1の導波管210および第1の導波管伸長部232で形成されるマイクロ波空洞の全体の長さは、コネクタ205で導入される所望のシグナル周波数でのマイクロ波場における節が接合領域235で生じないように選択され得る。いくつかの場合、第1の導波管210および第1の導波管伸長部232の長さは、約10mmよりも長くあり得る。第2の導波管220および第2の導波管伸長部234で形成されるマイクロ波空洞の全体の長さは、コネクタ207で導入される所望のアイドラ周波数でマイクロ波場における節が接合領域235で生じないように選択され得る。いくつかの場合、第2の導波管220および第2の導波管伸長部234の長さは、約10mmよりも長くあり得る。これらの隣接するマイクロ波空洞の長さをこのように選択することにより、接合領域235での能動回路への電磁的カップリングが向上され得る。

いくつかの態様において、導波管伸長部232、234の一方または両方は、変換器系120にポンプエネルギーを適用するための1つ以上の同軸コネクタ206を含み得る。いくつかの場合、同軸コネクタ206は、図2Aに示されるように導波管空洞の向かい合っている面に配置され得る。本質的に同じ位相および振幅のポンプシグナルをマイクロ波空洞の向かい合っている面に適用することにより、空洞内で励起されて生じる電気力学場は、空洞の中心軸の周りにより対称になり得る。発明者らは、対称なポンプ場が変換器の動作を向上することを見出した。

図2Bは、変換器系122の代替的な態様を示す。いくつかの態様において、第1のマイクロ波導波管212および第2のマイクロ波導波管222は、内側に変換器の能動回路がマウントされる共通のマウンティングプレート237に連結され得る。導電性コイルはマウンティングプレート237内にマウントされ得、コイルからのリード245は、図に示されるようにマウンティングプレートの外側に伸長し得る。マウンティングプレート237はさらに、変換器にポンプエネルギーを適用するために1つ以上の同軸コネクタ206を含み得る。

マウンティングプレート237および能動回路350のさらなる詳細を、図2Bの切断線に対応する断面図である図3に示す。いくつかの態様によると、能動回路350は、基板上に形成され得、第1および第2の導波管からのマイクロ波空洞または導波管伸長部232、234が隣接する変換器系の領域内の中心にマウントされ得る。いくつかの態様において、能動回路350を受けるための、マウンティングプレート237に形成される第1の凹部310があり得る。第1の凹部310の一部は、第1の導波管212のマイクロ波空洞の形状および方向とほぼ適合し得る。マウンティングプレート237の逆の面上には、第2の導波管222のマイクロ波空洞のサイズおよび方向とほぼ適合する第2の凹部320があり得る。2つの凹部310、320は、プレートを通って空の開口部を形成するようにプレート237の中心で合わさり得る。図2Aに示される態様について、2つの導波管伸長部232、234の空洞は、能動回路350がマウントされる接合領域235で合わさり得る。マウンティングプレート237には、第1の導波管212、第2の導波管222およびマウンティングプレート237を一緒に固定するための穴307があり得る。

いくつかの実行において、マウンティングプレート237は、図2Aに示されるコイルなどの導電性コイルを受け、リード245をプレートの外部に伸長させるための、プレート内に形成される溝(trench)315を含み得る。プレートボディ部305は、非磁性材料(例えば、アルミニウムまたは銅)で形成され得る。溝315内のコイルに電流をかけることで、能動回路350を通って(図面シートの内へのまたは外への方向)流れる磁束が発生し得る。コイルを能動回路のより近くに配置することで、磁束を発生させるために必要な電流が少なくなり、能動回路でより均一な磁場が発生し得る。能動回路の周囲の溝315は環状である必要はなく、任意の適切な形状であり得る。いくつかの態様において、コイルは、例えば凹部310内に配置され得る。コイルは能動回路350と同じ基板上で一体化され得るが、一体化には、配線による基板への電気的連結が必要となり得る。

図3は、2つの導波管空洞の長い横断寸法D_1L、D_2Lが互いに本質的に直行して配置されることを示す。能動回路350は、示されるように、中心に、2つの導波管空洞の接合に配置され得る。能動回路は、2つのアンテナの半分371a、371bを有する一体化された第1のアンテナ371および2つのアンテナの半分372a、372bを有する一体化された第2のアンテナ372を含み得る。第1のアンテナ317は第1の導波管212(または210)内でマイクロ波に無線的にカップリングおよび/または該マイクロ波を励起するように構成され得、第2のアンテナは第2の導波管222(または220)内でマイクロ波に無線的にカップリングおよび/または該マイクロ波を励起するように構成され得る。

2つのマイクロ波空洞を、横断寸法で伸長させることにより、それぞれの空洞は、偏波されたマイクロ波を支持し得る。例えば、第1のマイクロ波空洞は、凹部320により示されるようにX方向に長い横断寸法で方向づけられ得、第1のアンテナ371にカップリングされ得るY方向の直線偏波(Y方向に沿って偏波される電場)を支持する形状となり得る。第2のマイクロ波空洞は、第2のアンテナ372にカップリングされ得るX方向の直線偏波を支持するように形づくられ得、方向づけられ得る。したがって、シグナル周波数は第1のアンテナ371にカップリングされ得、アイドラ周波数は第2のアンテナ372にカップリングされ得る。直交する偏波性マイクロ波空洞(polarizing microwave cavities)を有することおよびアンテナ371、372をカップリングすることにより、第1の導波管と第2の導波管の間のシグナルマイクロ波とアイドラマイクロ波の直接クロスカップリングが低減され、変換器から処理されるシグナルの忠実度が向上される。

いくつかの態様によると、第1のマイクロ波空洞の短い横断寸法D_1Sは約0.05λ_s〜約0.5λ_sであり得、ここでλ_sは、第1の導波管210(または212)により支持される所望のシグナル周波数ω_sの波長である。第1のアンテナ371は、第1のマイクロ波空洞の短い横断寸法未満または該寸法とほぼ等しい末端から末端までの長さ(例えば、約0.1D_1S〜約D_1S)を有し得る。第2のマイクロ波空洞の短い横断寸法D_2Sは約0.05λ_i〜約0.5λ_iであり得、ここでλ_iは、第2の導波管220(または222)により支持される所望のアイドラ周波数ω_iの波長である。第2のアンテナ372は、第2のマイクロ波空洞の短い横断寸法未満または該寸法とほぼ等しい末端から末端までの長さを有し得る。それぞれのマイクロ波空洞の長い横断寸法D_1L、D_2Lは、いくつかの態様においては短い横断寸法の2倍にほぼ等しくあり得るが、他の態様においてはより長いかまたはより短い寸法が使用されてもよい。

能動回路350の近位の位置で、プレート237(または導波管伸長部232、234)中の1つ以上の対応する穴を通って、マイクロ波空洞に突出し、同軸コネクタ206(図3には示さず)に連結される1つ以上の伝導体360があり得る。伝導体360は、マイクロ波ポンプエネルギーを無線的にマイクロ波空洞まで送達して能動回路350を励起するためのアンテナとして使用され得る。導波管空洞の短い端部から突出するように示されるが、伝導体360は、導波管空洞の長い端部の中心から突出し得、能動回路350の両面に伝導体360の対があり得る(例えば第1および第2の導波管空洞中に伸長する)。いくつかの場合、伝導体は、マイクロ波空洞の端部表面と同一面にあり得るか、またはマイクロ波空洞内に2mmまで伸長し得る。伝導体はSMAケーブルの中心伝導体に連結され得、それぞれは、本質的に同じ位相および振幅を有するマイクロ波シグナルにより励起され得る。

能動回路350の中心に、さらなる回路構成を含む接地面領域355があり得る。接地面領域の回路構成のさらなる詳細を、いくつかの態様に従って、図4Aおよび図4Bに示す。接地面領域355は、第1のアンテナ371および第2のアンテナ372に連結され、変換器回路構成450にも連結されるコンデンサ442、444、432、434を含み得る。接地面領域355の周囲部405は長方形であり得るが、他の形状も使用され得、図4Bに示されるように表面高さに段階状のもの(step)も含み得る。

接地面領域において、任意の適切な微小作製技術を使用して任意の適切な形状で基板402上に形成された導電性フィルム404があり得る。導電性フィルム404は超伝導性を支持し得、能動回路に対して接地面または基準電位面として機能し得る。導電性フィルム404は、以下の材料、ニオブ、アルミニウム、窒化ニオブ、窒化ニオブチタン、窒化チタンおよびレニウムの1つまたはそれらの任意の適切な組合せで形成され得る。いくつかの場合、さらにまたは代替的に、超伝導性を支持する他の材料が使用されてもよい。導電性フィルムの厚さは、選択される材料に応じて約30nm〜約500nmであり得る。接地面の側方寸法は、約200ミクロン〜約1mmであり得る。基板は、絶縁体(例えば、サファイア、石英、溶融シリカ、セラミック、半導体)を含み得、キャリア上にマウントされてもされなくてもよい。

絶縁層406(例えば、酸化物または窒化物)は、導電性フィルム404の上に堆積され得、約50nm〜約250nmの厚さを有し得る。さらに、第1のコンデンサ442、第2のコンデンサ444、第3のコンデンサ432および第4のコンデンサ434を形成するための微小作製技術を使用して、絶縁層および導電性フィルム104の一部の上に導電性プレートが形成され得る。図4Bは第1のコンデンサ442の導電性プレート442aを示す。導電性プレートのサイズおよび絶縁層の厚さは、4つのコンデンサに所望のキャパシタンスを提供するように選択され得る。約6GHz〜約12GHzの範囲のシグナル周波数およびアイドラ周波数について、キャパシタンスの値は約6pF〜約20pFであり得る。第1および第2のコンデンサ442、444は、第1のアンテナ371の第1および第2の半分に連結され得、第3および第4のコンデンサ432、434は、第2のアンテナ372の第1および第2の半分に連結され得る。

いくつかの態様において、コンデンサ442、444、432、434の導電性プレートを形成するために使用される材料は超伝導性を支持し得る。第1および第2のアンテナ371、372を形成するために同じ材料を使用してもよく、以下にさらに詳細に記載される変換器回路構成450を形成するためにも使用され得る。導電性プレートおよび変換器回路構成を形成するために使用される材料の例としては、以下の材料、アルミニウム、ニオブ、窒化ニオブ、窒化ニオブチタン、窒化チタンおよびレニウムの1つまたはそれらの組合せが挙げられる。いくつかの実行において、変換器回路構成の一部、コンデンサのための導電性プレートおよびアンテナの半分は、材料堆積物の同じ層中に形成され得、電気的に連結され得る。いくつかの態様によると、変換器回路構成450を形成するために使用される材料についての超伝導臨界温度T_c1は、導電性フィルム104を形成するために使用される材料の超伝導臨界温度T_c2未満である。

基準電位面を提供するために使用される導電性フィルム404の例示的パターンを図4Cに示すが、他のパターンが使用されてもよい。導電性フィルム404は、変換器回路構成450が配置される中心開放領域407を有するような環状の形状にパターン化され得る。発明者らは、変換器回路構成を通して磁束を適用することにより周波数において変換器が調律され得ることを認識し、理解しており、そのために導電性フィルム404を横切る切れ目(cut)または間隙(gap)403は、導電性フィルムが超伝導状態にある場合に、磁束(flux)が導電性フィルムを通過することを可能にするために必要であることを認識している。間隙403は、約50nm〜約10ミクロンの広さの幅W_Gを有し得るが、より狭い幅は寄生キャパシタンスに寄与し得る。発明者らはさらに、間隙403が第1のアンテナ371または第2のアンテナ372の対称の軸に沿って方向づけられる場合、変換器回路構成の性能の向上が得られることを認識し、理解している。間隙403を対称性の軸に沿って方向づけることにより、2つの偏波されたシグナルマイクロ波とアイドラマイクロ波の間のクロスカップリングが低減され得る。いくつかの態様において、第1の切れ目に直交する導電性フィルム404を横切って走るさらなる切れ目があり得る。いくつかの場合、導電性フィルム404中の開放領域407から導電性フィルム404の端または角まで伸長する(例えば、1つのアンテナの半分の方向に沿ってまたはアンテナの半分の角度で伸長する)1つの切れ目があり得る。

図4Dには、接地面領域355の近位の能動回路の要素の代替的な態様を示す。この態様において、アンテナの半分に連結され、接地面領域に隣接して配置されるくし形(interdigitated)コンデンサ441、445、431、435があり得る。くし形コンデンサは、単一層の導電性材料で形成され得る。くし形コンデンサは、平行プレートコンデンサの代わりに、またはそれに加えて使用され得る。くし形コンデンサは、アンテナと変換器回路構成の間で直列に連結され得る。いくつかの態様において、くし形コンデンサのキャパシタンスは、コンデンサ上のフィンガ(finger)の数、フィンガの間隔およびフィンガの長さを変化させることにより調律され得る。これは、周波数変換の向上あるいはシグナル周波数および/またはアイドラ周波数での増幅の向上のための、能動回路の微妙な調律(例えば、回路のQ値の変化)を可能にし得る。

いくつかの態様において、アンテナは、くし形コンデンサと組み合わせて使用されないことがある。その代りに、くし形コンデンサは、同じ基板上の一体化されたワイヤボンドパッドに連結され得る。次いで、ワイヤボンドは、ボンドパッドと、シグナル、アイドラおよび/またはポンプの源との間で作製され得る。さらに、1つまたは両方のアンテナの軸に対して対称に切られた接地面が使用され得る(例えば、図4Cに示す)。

変換器回路構成450の態様のさらなる詳細を図5Aおよび図5Bに示し、図5Bは、図5Aに示す切断線に対応する正面図である。いくつかの態様において、変換器回路構成は、ジョセフソンパラメトリック変換器(JPC)を形成するように配置される複数のジョセフソン接合を含み得る。ジョセフソンパラメトリック変換器(JPC)などのジョセフソン接合に基づくパラメトリック増幅器(パラアンプ(paramp))は、超伝導キュービットの量子非破壊(QND)読み出しチェーン(readout chain)において重要な役割を担い得る。パラアンプは、量子エラー修正および他の量子情報処理用途を含む将来の系において使用され続ける可能性がある。いくつかの態様によると、導電性トレーサー510により一緒に連結されて外部リング530を形成する第1の複数のジョセフソン接合515があり得る。中心パッド540、および第1のジョセフソン接合515の間の外部リング上の節に連結され、それぞれの内部ループ内に2つ以上のジョセフソン接合を有する内部回路ループを形成する第2の複数のジョセフソン接合525があり得る。外部リング上の節は、第1および第2のアンテナ371、372の半分に連結されるコンデンサ(例えば、コンデンサ442、444、432、434)のプレートに連結され得る。

いくつかの態様によると、ジョセフソン接合515、525は、G. J. Dolan, 「Offset masks for lift-off photoprocessing」、Applied Physics Letters, Vol. 31, No. 5, pp. 337-339, 1977(参照により本明細書に援用される)に記載されるように、例えばポリ(メチルメタクリレート)/メチルメタクリレート二層レジスト(bilayer resist)およびダブルアングル蒸着(double angle evaporation)から形成される吊り橋マスク(suspended bridge mask)を使用して形成され得る。第1の角度で第1の堆積を行って接合の第1の接触を形成し得、その後第2の角度で第2の堆積物を堆積させて接合の第2の接触を形成し得る。2つの堆積物の間に、クーパー対が通り抜ける電位障壁を提供するために、接合で第1の堆積物を覆って薄い障壁層527が(例えば、酸化により)形成され得る。シグナル周波数およびアイドラ周波数が約6GHz〜約12GHzであるいくつかの態様によると、第1の接合515は、約4μA〜約10μAの臨界電流値を有し得、第2の接合525は、約8μA〜約15μAの臨界電流値を有し得る。いくつかの実行において、第1の接合515は、約1μA〜約2μA、または約2μA〜約4μAの臨界電流値を有し得る。第1の接合515は、回路によるパラメトリック増幅に寄与し得、第2の接合525は寄与し得ない。第2の接合は、回路の安定化を補助し得、回路の磁束の偏向を可能にし得る。

いくつかの態様によると、マイクロ波変換器の能動回路350は、ひとまとまりの要素(lumped-element)である、アンテナを使用してマイクロ波導波管空洞に直接および無線的にカップリングされるジョセフソンパラメトリック変換器を含む。ひとまとまりの要素JPCは、回路にカップリングされるマイクロ波放射線の波長よりもかなり小さい(例えば、1/4波長未満)サイズを有する回路要素を含み得る。サイズの違いのために、JPCの要素内の電磁的伝播効果は無視され得る。隣接するマイクロ波導波管内の直交する直線偏波を有することの利点は、偏波が、外部リング530のジョセフソン接合515を通してに正確な電流パターンを流すために変換器に適用される差動駆動(differential drive)と、より良好に適合するということである。

一例によるマイクロ波変換器のための能動回路350の回路模式図600を図6に示す。いくつかの態様において、能動回路は、図面に示されるように連結される複数のジョセフソン接合J1、J2に連結される第1のアンテナA1の第1のアンテナの半分A1aおよび第2のアンテナの半分A1bを含み得る。本質的に同じ値を有するコンデンサC1は、第1のアンテナの半分とジョセフソン接合の間にある節と、基準電位との間に連結され得る。第1のアンテナは、変換器について、シグナル周波数で第1の偏波のマイクロ波シグナルを受信および/または伝送するようなサイズおよび配置であり得る。ジョセフソン接合J1、J2の配置は、変換器回路についてのインダクタンスに寄与し、寄生キャパシタンスに寄与し得る。コンデンサC1の値は、シグナル入力について、変換器を所望の作動周波数に調律するように選択され得る。次いで、第1のアンテナは、接合のインピーダンスおよびコンデンサ回路構成を、第1のアンテナのインピーダンスに適合させて、アンテナの半分からジョセフソン接合への電力の伝達を向上し得るように設計され得る(例えば、その選択される長さ)。

能動回路はさらに、第2のアンテナA2の第1のアンテナの半分A2aおよび第2のアンテナの半分A2bを含み得る。第2のアンテナは、変換器について、アイドラ周波数で第2の偏波(第1の偏波に直交する)のマイクロ波シグナルを受信および/または伝送するようなサイズおよび配置であり得る。第2のアンテナの半分も、複数のジョセフソン接合に連結され得る。本質的に同じ値を有するコンデンサC2は、第2のアンテナの半分とジョセフソン接合の間にある節と、基準電位との間に連結され得る。コンデンサC2の値は、変換器入力をアイドラ周波数に調律するように選択され得、第2のアンテナは、接合およびコンデンサ回路構成のインピーダンスを、第2のアンテナのインピーダンスに適合させるように設計される。

能動回路350の操作は、図2A、図3および図6を参照して理解され得る。第1の周波数でのポンプエネルギーは、同軸コネクタ206および伝導体360を介してマイクロ波導波管210、220の空洞にカップリングされ得る。このポンプエネルギーは、第1および第2のアンテナを介して変換器回路450にカップリングされ、ジョセフソン接合を通して電流を流す。回路中のそれらの非線形的な挙動および配置のために、ジョセフソン接合は、アンテナを介して、隣接する空洞内のマイクロ波放射線に無線的にカップリングされる非線形振動子を形成する。十分な非線形性により、第1の周波数ω_pでのポンプエネルギー(すなわち、ポンプ光子)は、シグナル周波数およびアイドラ周波数ω_s、ω_iで、コネクタ205、207を介してマイクロ波空洞にカップリングされるエネルギーにパラメトリックに変換され得る。このプロセスにおいてマイクロ波ポンプ光子はシグナル光子およびアイドラ光子に変換される。シグナル周波数およびアイドラ周波数に対する要件は、それらの合計(結合(conjugation)を用いた周波数変換(translation))または差(結合を用いない周波数変換)がポンプ周波数と等しい:|ω_s±ω_i|=ω_pことである。シグナル(またはアイドラ)増幅について、ω_s+ω_i=ω_pである。周波数変換(例えば、シグナル周波数上に暗号化される情報のアイドラ周波数上に暗号化される同じ情報への変換)について、|ω_s-ω_i|=ω_pである。シグナル波およびアイドラ波は、隣接するマイクロ波導波管210、220(または212、222)内で同じまたは異なる空間モードを有し得る。

コンデンサC1およびC2の値ならびにジョセフソン接合回路インダクタンスL_jは、デバイス操作を所望の周波数範囲に大まかに調律するように、製造時に(例えば、容量プレートおよび接合接触を一定の大きさにすることにより)調整され得る。変換器はまた、相互連結からの付加的または浮遊(stray)インダクタンスL_strayを含み得る。C1およびL_jの値は、能動回路に、変換器により増幅されるシグナル周波数とほぼ等しい共鳴周波数ω_r〜[(L_j+L_stray)C]^-0.5 (式中、CはコンデンサC1およびC2の合わされたキャパシタンスである)を与えるように選択され得る。デバイスが作動する所望の周波数範囲は、約2GHz〜約25GHzの間にある、約500MHzの帯域幅を有するシグナル周波数のサブ範囲を含み得る。シグナル周波数での増幅のための微妙な調律は、コイル240に、変換器回路450を通る磁束の量を変化させる電流を適用することにより達成され得る。この磁束は、外部ジョセフソン接合リングにおいて、振動子の非線形的挙動を変化させ、ポンプ、シグナルおよびアイドラが相互作用する三波プロセスに影響する超伝導電流を誘導する。正味の結果は、ピークシグナル利得が生じる周波数をシフトさせることである。

数値シミュレーションを行って、シグナル周波数およびアイドラ周波数について、変換器の非線形振動子の品質係数(Q値)を評価した。シミュレーションの結果を図7に示す。シミュレーションについて、シグナルアンテナの長さを固定したままにしながらアイドラアンテナの長さを変えて、シグナル周波数およびアイドラ周波数のQ値をそれぞれのアイドラアンテナの長さについて計算した。シグナル周波数について計算したQ値710の第1の組は、アイドラアンテナの長さを変えることで、シグナル周波数についてのQ値は大きく影響されないことを示す。これは、シグナル周波数およびアイドラ周波数の良好なデカップリングを示す。アイドラ周波数について計算したQ値720で示されるように、アイドラアンテナの長さを約50%変化させることで、アイドラ周波数でのQ値を3桁より大きく変化させることができる。シグナルアンテナの長さを変え、アイドラアンテナの長さを一定にする場合に同様の組の曲線が生じる。

発明者らは、変換器の瞬間的な利得帯域幅(少なくとも所望のシグナル利得が達成され得る周波数帯域幅)がシグナルについてのQ値に反比例すること、および変換器の飽和電力点(シグナル利得が飽和を始めるシグナル入力電力のレベル)が、シグナルQが増加するにつれて単調に増加することを理解し、認識している。そのため、瞬間的な利得帯域幅と変換器の飽和電力点の間には兼ね合いがある。図7は、変換器系120の瞬間的な利得帯域幅(および結果的に、飽和電力点)は、作製時に能動回路のアンテナの長さを調整することにより設定され得ることを示す。いくつかの態様において、第1および第2のアンテナの長さは、約20〜約60のQ値を提供するように設定され得る。操作周波数に応じて、Q値のこの範囲は、約6mm〜約8mmのアンテナの長さに対応し得る。他の態様において、例えば、瞬間的な利得帯域幅を犠牲にして、飽和電力点を増加するためにQの他の値が使用されてもよい。

能動回路350および変換器系120は、マイクロ波のシグナル周波数およびアイドラ周波数のパラメトリックな増幅を説明するように作製された。この説明について、約10GHzでのシグナル増幅が望ましかった。図8Aおよび図8Bは、サファイア基板上に微小作製された能動回路350の一部の拡大された図を示す。接地面領域355は図8Aにおいて暗い正方形の影付きの領域として見られ得る。接地面は、約150nmの厚さのNbフィルムで形成され、約600μm×600μmの幅および長さを有するようにパターン形成された。接地面領域中に形成された平行プレートコンデンサに連結される第1のアンテナ371および第2のアンテナ372の一部も見られ得る。末端から末端までのアンテナの長さはそれぞれ約7mmであり、アルミニウムで形成された。

図8Bにおいて、接地面の開放領域内に、変換器回路構成450のさらなる詳細が見られ得る。変換器回路構成は、図5Aに示されるものと同様のジョセフソン接合の配置を含み、ここでより小さい外部接合は約2μA〜約4μAの臨界電流を有するように設計され、より大きな接合は約4μA〜8μAの臨界電流を有するように設計された。平行プレートコンデンサ432、434、442、444を形成するために、約160nmの厚さの窒化物の層を、接地面上の基板の上に堆積させた。平行プレートコンデンサおよび変換器回路構成450のプレートを形成するためにアルミニウムも使用された。コンデンサ442および444を通って走るくぼみ810も図8Bに見られ得る。くぼみは、接地面を横切る間隙403(図4Cに示す)の結果であり、2つのコンデンサの上面中にディボット(divot)を生じる。

能動回路を有する基板を、図2Aに示され、無線的に操作されるものと同様に、周波数変換器/増幅器系に設置した。チップを、2つのマイクロ波空洞の間にマウントし、チップには配線による連結は作製されなかった。第1の説明において、約18GHzの周波数でのポンプエネルギーを同軸コネクタ206に適用し、増幅されるシグナル周波数を第1の導波管210に適用した。ポンプ電力の量は、シグナル周波数およびアイドラ周波数での利得の量を変化させるように変化させた。ポンプエネルギーをデバイスに適用しながらシグナル周波数を掃引した。バックグラウンドノイズを使用して、アイドラ周波数でシグナルを提供した。

図9Aは、シグナル周波数の関数としてのおよび適用されたポンプ電力の関数としてのシグナル増幅を示す。結果は、シグナルのピーク増幅は約9.99GHzで生じ、利得の量は、適用されるポンプ電力の増加に伴って増加することを示す。ポンプ電力を増加することにより、変換器の利得Gは、約5dBから約25dBまで増加し得た。図9Aの結果からも、瞬間的な利得帯域幅(例えば、利得が3dB降下する曲線上の点の間の周波数の範囲)は、シグナル利得の増加に伴って減少することが見られ得る。5dBのピーク利得での瞬間的な利得帯域幅は約13MHzである。

図9Bは、アイドラ周波数についての利得曲線を示す。約5dB〜約25dBの利得値がアイドラについて観察された。アイドラについてのピーク利得は約8.27GHzで生じる。瞬間的な利得帯域幅も、アイドラ利得の増加に伴って減少する。

変換器についての飽和電力点を一連の測定において評価し、結果を図10に示す。これらの測定のそれぞれについて、シグナル周波数をピーク利得値Gで設定し、デバイスへのシグナル電力入力の量は約80dB増加した。図9Aにおいて説明されたように、変換器に送達されるポンプ電力の量を変化させることで異なるピーク利得値を設定した。結果は、増幅の飽和および利得圧縮は、異なる開始利得値についての異なる入力シグナル電力で開始することを示す。例えば、5dBの名目上の利得設定での利得の1dBの圧縮点(変換器の飽和電力点として得られ得る)は、約-40dBmの入力シグナル電力(発生器で測定)を生じるが、25dBの利得設定についての1dB圧縮点は、約-60dBmの入力シグナル電力を生じる。これらの測定について、入力シグナルは、シグナル発生器と変換器の間の連結のために、約73dB減衰されることが推定された。したがって、約25dBの利得について、飽和点は、約-140dBm〜約-120dBmの変換器への入力の間で生じる。

図10の結果は、変換器の飽和電力点は、利得の増加に伴って減少することを示す。飽和電力点は、真空量子揺らぎまで下方に広がる変換器のダイナミックレンジの基準でもある。発明者らは、変換器についての飽和電力点は、シグナル入力についての変換器Q係数と反比例し、変換器の臨界電流ともほぼ正比例することを認識し、理解している。回路のジョセフソン接合の接合サイズおよびトンネル障壁を変化することにより臨界電流を調整し得る。いくつかの態様によると、変換器系120についての飽和電力点は、シグナル入力についてのデバイスのQ係数の設計、ジョセフソン接合の設計および/または適用されるポンプエネルギーの量により決定され得る。

変換器系の調律可能性も示し、結果を図11に示す。この表示について、異なる量の電流I_cが導電性コイル240に送達され、変換器回路450を通って異なるレベルの磁束が生じた。それぞれの電流設定で、入力シグナルの周波数は、シグナル利得を測定しながら掃引された。導電性コイル240を通る0.97mAの第1の電流設定で、シグナル周波数のピーク利得は、約10.09GHzで生じた。約1.07mAの第2の電流設定で、シグナル周波数のピーク利得は約9.76GHzで生じた。1.07mAでのデータ点は、他の測定とは異なる時間で測定された。測定と測定の間に、バックグラウンド磁束の残りは系内で変化した。変化が生じなかった場合は、1.07mAで観察された周波数は、0.9mA未満の電流値を生じた。図11の結果は、増幅が生じる周波数は、少なくとも400MHzの範囲にわたり容易に調律し得ることを示す。

シグナル周波数とアイドラ周波数の両方の掃引調律曲線を変換器について得て、図12Aおよび図12Bに示す。これらの測定について、導電性コイル240に送達された電流は、-1.5mA〜+1.5mAで変化し、シグナル周波数およびアイドラ周波数は、それぞれの電流設定においてピーク利得周波数が見出されるように掃引された。ゼロ電流バイアスでシグナル利得が観察されたので、系は、残存のまたはバックグラウンドの磁場を含んだ。跡上にプロットされた全ての周波数で利得は観察されず、利得の存在は、関連のある磁束および周波数で、電流が変換器回路構成中でどのように流れるかに依存する。

図12Aを参照すると、シグナル増幅についての最も高い利得値は、第1のピーク1210を含むその近位の周波数および第2のピーク1220を含むその近位の周波数で観察された。図12Bを参照すると、アイドラ周波数についての最も高い利得値は、第3のピーク1230および第4のピーク1240を含む周波数で観察された。これらの結果は、掃引調律曲線中の選択されたピークの近位にある好ましい操作周波数範囲を示す。

変換器系120を操作する方法は、変換器系の種々の態様に関連する。いくつかの態様により図13を参照すると、変換器系120を操作する方法1300は、ジョセフソン接合を含む能動回路(例えば、ジョセフソンパラメトリック変換器回路)において、第1の周波数でポンプエネルギーを無線的に受信する工程(行為1310)、および能動回路において、第2の周波数でシグナルを無線的に受信する工程(行為1320)を含み得る。例えば、ポンプエネルギーおよびシグナルは、ポンプエネルギーおよびシグナルエネルギーおよびアイドラエネルギーを1つ以上のマイクロ波空洞から回路にカップリングするアンテナを有する能動回路に提供され得る。方法1300はさらに、アンテナに連結された変換器回路によりシグナルをパラメトリックに操作する工程(行為1330)を含み得る。いくつかの場合、シグナルに対する操作は、シグナルをパラメトリックに増幅する工程を含み得る。いくつかの場合、シグナルに対する操作は、シグナル周波数での入力のアイドラ周波数での出力へのパラメトリックな周波数変換を含み得る。いくつかの態様によると、シグナルおよびアイドラは、シグナル、アイドラおよびポンプエネルギーを受信するために使用される同じアンテナにより再度放射され得る。いくつかの態様において、変換器系120を操作する方法1300はさらに、変換器回路を通る磁束の変化を受信する工程(行為1340)ならびに異なるシグナル周波数を受信および/または増幅する工程を含み得る。

変換器系120を操作する他の方法も、図14に示されるように企図される。発明者らは、変換器系120を量子情報処理に使用してキュービットをもつれさせ得ることを認識し、理解している。いくつかの態様において、方法1400は、ジョセフソンパラメトリック変換器においてポンプエネルギーを無線的に受信する工程(行為1410)を含み得る。ポンプエネルギーは、変換器回路構成と共に基板上に一体化された1つ以上のアンテナにより、変換器に無線的にカップリングされ得、基板は隣接するマイクロ波空洞の間でマウントされ得る。方法1400はさらに、変換器系120のシグナルポートにおいて、第1のキュービットを表示する第1のシグナルを無線的に受信する工程(行為1420)および変換器系のアイドラポートにおいて、第2のキュービットを表示する第2のシグナルを無線的に受信する工程(行為1430)を含み得る。マイクロ波サーキュレータは、シグナルポートおよびアイドラポートに連結され得るので、それぞれのポートからのシグナルの測定がなされ得る。いくつかの態様によると、方法はさらに、変換器系120のシグナルポート205および/またはアイドラポート207からの出力を測定する工程(行為1440)を含み得る。測定する行為は、キュービットのエンタングルメントを生じ得る(例えば、測定は、キュービットをもつれた状態に投影する)。パラメトリック変換器によるエンタングルメントのさらなる詳細は、M. Silveri, et al., 「Theory of remote entanglement via quantum limited phase-preserving amplification」、arXiv:1507.00732 [quant-ph], July 2015(参照により本明細書に援用される)に見られ得る。

変換器系について例示的な寸法が示されているが、変換器系の寸法は、変換器が相互作用するマイクロ波の波長に比例する。例えば、より高い周波数では、変換器回路構成、コンデンサ、接地面、アンテナおよび導波管空洞の寸法は、より低い周波数で作動する変換器よりも小さくなり得る。高い周波数では、隣接する導波管および能動回路を、一緒に組み立てられる1つまたは2つの基板上に形成することが可能であり得る。

本態様による無線変換器系は、最終的な組み立ての前に個々の品質が別々に制御され得る少数の部品を含み得る。これは、周波数変換/増幅効率の低下をもたらす偽散逸への感受性がより低いマイクロ波周波数変換器/増幅器の信頼性の高い作製を可能にし得る。微小作製によるデバイスのキャパシタンスおよびインダクタンスならびにアンテナの長さを柔軟に調整する能力は、特定の適用(例えば、特定の適用についてのダイナミックレンジ、利得または帯域幅の標的化)について、変換器の調律を容易にし得る。いくつかの態様において、無線カップリングおよび増幅の特徴は、容易に製造されるので、増幅器は、妥当なコストで大量生産され得る。

無線周波数変換器/増幅器は、種々のマイクロ波用途に使用され得、他のデバイスの基礎単位として使用され得る。例えば、2つの無線JPCは、いくつかの態様において、一緒に連結されて低ノイズの方向性を有する増幅器を形成し得る。

本態様の無線周波数変換器/増幅器は、従来の有線ジョセフソン接合ベースの増幅器の利得および帯域幅性能を満たし得るかまたは超え得、従来の有線ジョセフソン接合ベースの増幅器のダイナミックレンジ、調律可能性および効率を超え得る。発明者らは、いくつかの態様において、中間要素(例えば、ハイブリッドカプラーおよび関連するプリント回路構成要素)を、マイクロ波空洞に直接マウントされ得る微小作製されたアンテナおよびチップ上に一体化されたインピーダンス適合要素を使用して、いくつかのマイクロ波QED系から除去し得ることを認識し、理解している。チップは、量子情報処理を行うために使用される超伝導構成要素を含み得る。チップへのおよびチップからのシグナルは、マイクロ波導波管と同軸にあるアダプターを介して伝送および受信され得る。無線構造物を使用することによるマイクロ波環境の簡易化により、現在回路QED系の測定効率を制限している消失源を低減または除去し得る。

無線ジョセフソンパラメトリック変換器の種々の構成が実行され得る。該構成は、限定されないが、以下の構成のいずれか1つまたは組み合わせを含む。 (1)基板、基板上に形成されリング中に連結される複数の第1のジョセフソン接合、リングに隣接して基板上に形成される接地面、基板上に形成され複数の第1のジョセフソン接合に連結される第1のアンテナ、および基板上に形成され、第1のアンテナに垂直に方向づけられ、複数の第1のジョセフソン接合に連結される第2のアンテナを含む、マイクロ波シグナルのための無線変換器。 (2)変換器が第1の周波数でポンプエネルギーを受信するように構成され、第1のアンテナが、第2の周波数で電磁エネルギーをカップリングする大きさであり、第2のアンテナが、第2の周波数とは異なる第3の周波数で電磁エネルギーをカップリングする大きさであり、第1の周波数が、第2および第3の周波数の合計または第2の周波数と第3の周波数の差と本質的に等しい、(1)の無線変換器。 (3)第1のアンテナの第1の半分が、リングの第1の面上の2つのジョセフソン接合の間の第1の節に連結され、第1のアンテナの第2の半分が、リングの第2の面上の2つのジョセフソン接合の間の第2の節に連結され、第2のアンテナの第1の半分が、リングの第3の面上の2つのジョセフソン接合の間の第3の節に連結され、第2のアンテナの第2の半分が、リングの第4の面上の2つのジョセフソン接合の間の第4の節に連結される、(1)または(2)の無線変換器。 (4)複数の第1のジョセフソン接合がジョセフソンパラメトリック変換器を形成するように配列される、(1)または(2)記載の無線変換器。 (5)変換器が、約400MHzの広さの調律可能な周波数範囲に対して20dBの利得を提供することできる、(4)の無線変換器。 (6)変換器が、約-140dBm〜約-120dBmの値で約1dBの圧縮が生じる約25dBの利得を提供することができる、(4)の無線変換器。 (7)第1のアンテナの第1の半分とリングの間の第1の節に連結される第1のコンデンサ、第1のアンテナの第2の半分とリングの間の第2の節に連結される第2のコンデンサ、第2のアンテナの第1の半分とリングの間の第3の節に連結される第3のコンデンサ、および第2のアンテナの第2の半分とリングの間の第4の節に連結される第4のコンデンサをさらに含む、(1)の無線変換器。 (8)第1〜第4のコンデンサが基板上に形成される平行プレートコンデンサを含む、(7)の無線変換器。 (9)第1〜第4のコンデンサが基板上に形成されるくし形コンデンサを含む、(7)の無線変換器。 (10)第1および第2のコンデンサが本質的に同じ第1のキャパシタンスを有し、第3および第4のコンデンサが、第1のキャパシタンスとは異なる本質的に同じ第2のキャパシタンスを有する、(7)の無線変換器。 (11)第1〜第4のコンデンサが少なくとも部分的に、複数の第1のジョセフソン接合を形成するために使用される材料の同じ層で形成される、(7)の無線変換器。 (12)材料の同じ層が、第1のアンテナおよび第2のアンテナを形成する、(11)の無線変換器。 (13)材料の同じ層が超伝導性を支持する、(11)の無線変換器。 (14)接地面が、第1〜第4のコンデンサについての基準電位プレートを形成する、(7)、(8)および(10)〜(13)のいずれか1つの無線変換器。 (15)接地面が導電性フィルムを含み、該フィルムが、フィルムを横切る少なくとも1つの切れ目を有する環形状にパターン化され、該切れ目が、環形状のフィルの周囲の環状の電流の流れを防ぐ、(1)、(2)および(7)〜(13)のいずれか1つの無線変換器。 (16)少なくとも1つの切れ目が、第1のアンテナおよび/または第2のアンテナに対して接地面を対称に分割する、(15)の無線変換器。 (17)第1の複数のジョセフソン接合内に配置され、第1の複数のジョセフソン接合に連結される第2の複数のジョセフソン接合をさらに含む、(1)、(2)および(7)〜(13)のいずれか1つの無線変換器。 (18)第2の複数のジョセフソン接合の接合サイズが、第1の複数のジョセフソン接合の接合サイズよりも大きい、(17)の無線変換器。 (19)リングに隣接して配置され、導電性コイルに電流が適用された場合にリングを通る磁束をもたらすように構成される導電性コイルをさらに含む、(17)の無線変換器。 (20)基板の第1の面に隣接し第1の長横軸を有する第1の導波管、第1のエネルギーを第1の導波管におよび第1の導波管からカップリングするための第1の導波管内の第1のポート、第1の面の反対にある基板の第2の面に隣接し第1の長横軸と本質的に直交する第2の長横軸を有する第2の導波管、ならびに第2のエネルギーを第2の導波管におよび第2の導波管からカップリングするための第2の導波管内の第2のポートをさらに含む、(1)、(2)および(7)〜(13)のいずれか1つの無線変換器。 (21)ポンプエネルギーを複数の第1のジョセフソン接合にカップリングするための少なくとも第3のポートをさらに含む、(20)の無線変換器。 (22)量子情報処理系に一体化される(1)、(2)および(7)〜(13)のいずれか1つの無線変換器。

無線ジョセフソンパラメトリック変換器を操作するための種々の方法が実施され得る。方法は、限定されないが、適切に合わされた行為の以下の組合せの1つ以上を含み得る。 (23)基板上に形成されリング中に連結される第1の複数のジョセフソン接合により、第1の周波数でポンプエネルギーを無線的に受信する行為、基板上に形成される第1のアンテナから、第2の周波数でシグナルを無線的に受信する行為、基板上に形成される第2のアンテナから、第3の周波数でアイドラを無線的に受信する行為、複数のジョセフソン接合により、ポンプエネルギーを第2の周波数および第3の周波数に変換する行為、ならびに第1のアンテナにより変化されたシグナルを無線的に発信する行為を含む、無線変換器を操作する方法。 (24)周波数を変換する行為が、第2の周波数で受信された入力を第3の周波数での出力に変換する、(23)の方法。 (25)変換する行為が、第2の周波数で受信された入力を、第2の周波数での増幅された出力に増幅する、(23)の方法。 (26) リングを通る磁束の変化を受信する行為、および 受信された磁束の変化に応答して、ポンプエネルギーを、第2の周波数とは異なる第4の周波数に変換する行為 をさらに含む、(23)の方法。 (27)導電性コイルに電流を適用して、磁束の量を制御する行為をさらに含む、(26)の方法。 (28)第1のキュービットからシグナルを受信し、第2のキュービットからアイドラを受信する方法であって、さらに第1のアンテナから少なくとも出力シグナルを測定する行為を含む、(23)〜(27)のいずれか1つの方法。 (29)測定する行為が第1のキュービットおよび第2のキュービットをもつれさせる、(28)の方法。

本明細書に記載される技術は、少なくとも1つの例が提供されている方法として具体化され得る。方法の一部として実施される行為は、任意の適切な方法で順序づけられ得る。したがって、行為が例示されるものと異なる順序で実施され、例示態様において連続的な行為として示されてはいるが、いくつかの行為を同時に実施することを含み得る態様が企図され得る。さらに、方法は、いくつかの態様において例示されるよりも多くの行為、および他の態様において例示されるものよりも少ない行為を含んでもよい。

数値と共に使用される程度の用語(例えば、「約(approximately)」、「実質的に」および「約(about)」)は、いくつかの態様において標的の寸法の±20%以内、いくつかの態様において標的の寸法の±10%以内、いくつかの態様において標的の寸法の±5%以内、およびさらにいくつかの態様において標的の寸法の±2%以内を意味するために使用され得る。これらの程度の用語は標的の寸法を含む。態様は、明細書に示される正確な数値を使用して(すなわち、程度の用語を省略して)表現される範囲または値も含む。

以上のように記載してきたが、本発明の少なくとも1つの例示態様、種々の変形、改変および向上は、当業者に容易である。かかる変形、改変および向上は、本発明の精神および範囲内にあることが意図される。したがって、前述の記載は、例示のみのためのものであり、限定を意図しない。本発明は、以下の特許請求の範囲およびその均等物に規定されるとおりにのみ限定される。