场效应晶体管(在下文中称为“FET”)的增益带宽乘积以及 噪声系数限制了FET在较大的频率范围上放大低电平电压输入信号 的能力。此外，磁隧道结器件(在下文中称为“MTJ”)的增益带宽 乘积以及噪声系数限制了MTJ在较大的频率范围上放大低电平电流 输入信号的能力。
在射频和微波电路中，通过缩小FET或MTJ的通带可以增加利 用FET或MTJ作为有源滤波器的放大器的增益。但是，增益响应并 不均匀并且经常相位不连续。此外，在串连多级时噪声性能更差。
因此，在高频电子行业人们一直在为提高放大电路的增益带宽乘 积而努力。

本发明涉及利用器件的对偶性来提高增益带宽乘积的放大器电路。
FET和MTJ在功能上串联连接以最佳地利用每个器件的放大、 阻抗、噪声和操作模式的特性。这种复合结构利用了这种级联对在增 益带宽方面的协同改善作用。在一种形式中MTJ输入是FET的负载。 在另一种形式中FET输入(栅电极)是MTJ的负载。FET/MTJ复合 结构与相应的理想阻抗特性相配合，同时消除了在常规的级联结构中 由电阻引起的噪声。
结合附图从下文对当前优选的实施例的详细描述中可以进一步 清楚本发明的上述形式和其它形式、特征以及优点。这些详细描述和 附图仅是示例性的，而不是限制性的，本发明的范围由附加的权利要 求及其等同替代方案限定。

附图1描述了FET和MTJ的小信号模型；
附图2描述了级联的FET和MTJ放大器；
附图3a描述了应用本发明的对偶性原理的双重电压放大器；
附图3b描述了应用本发明的对偶性原理的双重电流放大器；
附图3c描述了应用本发明的对偶性原理的级联双重电压放大器；
附图3d描述了在附图3a中的放大器的小信号模型；
附图4所示为根据本发明的MTJ的示意图；
附图5所示为附图4的MTJ的磁阻响应曲线；和
附图6所示为可适用于附图3a的放大电路的操作的附图5的磁 阻响应曲线的部分。

对于两个电路，如果它们符合相同的电路方程但交换了电流和电 压的作用，则可以认为一个是另一个的对偶。一般地，通过在表1中 所述的参数/构造交换来构造对偶电路。
表1     第一电路     第二电路     电流I     电压V     电场E     磁场M     电阻R     电感G     电感L     电容C     电荷Q     磁通Ф     开路     闭路     串联连接     并联连接     节点     网格
半导体场效应晶体管和磁隧道结类似于有源对偶元件。FET是电 压控制的，即在栅极上的电压控制沟道(输出)电流，栅极具有电容 性阻抗，并且不同的沟道阻抗较高-理想的电流源。MTJ是电流控制 的，即通过控制线的电流控制输出电压，控制线具有电感性阻抗，不 同的沟道阻抗较低-理想的电压源。
FET和MTJ的重要小信号参数列在表2中。
表2  FET    MTJ  跨导gm    互阻rm  输入电容Ci    输入电感Li  GB乘积ωv＝gm/Ci    GB乘积ωv＝rm/Li  电压增益Av＝gmrm    电流增益Ac＝rmgc  输出阻抗rv＝Vds//ds    输出电导gc＝VJ//J
如附图2所示，如果级联单个的FET放大器级或MTJ级，总是 使放大器具有最大GB乘积ωv或ωc，噪声特性比单级的噪声特性更差。
如果半导体FET 20具有GB乘积ωv和MTJ 30对偶具有GB乘 积ωc，在附图3a中的双重放大器10可以实现大于ωv或ωc的带宽ωh 的信号增益和功率增益。放大器10的独特的特性在于没有“负载” 元件；对偶器件FET 20和MTJ 30将电压简单地转换为电流和将电流 转换为电压。
在附图3a中的双重电压放大器10的电压增益和在附图3b中的 双重电流放大器40的电流增益由如下的方程(1)表示：
           Ah＝gmrm                       (1) 这里，gm是FET 20的跨导，rm是在操作点上的MTJ 30的互阻。具 有高输出阻抗的FET 20级驱动MTJ 30的低(电感性)输入阻抗，而 MTJ 50的低输出阻抗驱动FET 60的高(电容性)输入阻抗。这就得 到了具有良好增益平稳度的超宽范围的宽带响应。如果rv是FET(20 或60)的小信号输出阻抗，gc是MTJ(30或50)的小信号输出电导， 则混合放大器(10或40)的GB乘积由下式(2)给出：
         ωh＝(gmrm)/(Li/rv)+(Ci/gc)          (2) 这里，Li和Ci分别是磁性耦合MTJ(30或50)的输入电感和FET(10 或40)的输入电容。有趣的是，ωh独立于FET(10或40)的宽度和 串联连接的MTJ(30或50)的长度或数量。这是因为gm、Ci和rv -1 与FET(10或40)的宽度成比例，而rm、Li和gc -1与MTJ(30或50) 的长度成比例。每个包括FET和MTJ的双重放大器(10或40)与具 有表示正确性能测量的GB乘积的单级类似的作用。通过代数换算， 根据FET的(最大可能的)电压增益(Av＝gmrv)和磁性耦合的MTJ 的(最大可能的)电流增益(Ac＝rmgc)、FET的GB乘积(ωv)和 MTJ的BF乘积(ωc)通过如下的公式(3)表示ωh：
        1/ωh＝(1/Avωc)+(1/Acωh)                   (3)
如果Av和Ac都远大于1，则ωh远大于ωv和ωc。这是一个值得注 意的结果，因为GB乘积是宽带放大器的更重要的参数。
为什么双重放大器(10或40)的噪声较低，具体有如下三个原 因：第一，没有负载电阻和与电阻相关的约翰逊(Johnson)噪声。第 二，各个级磁性地耦合。因此，在每单个级的电源或地线中的电压干 扰或地线抖动都可以被隔离并不通过级联链传播。最后，晶体管的宽 度和MTJ的长度或MTJ的数量可以增加但不严重地影响增益带宽乘 积。宽晶体管或增加MTJ的数量可以减小约翰逊噪声和1/f噪声。
附图3c所示为仍然利用在每个串联级中的对偶性原理的双重放 大器10的多级级联结构。因此，每个双重放大器级的MTJ输出连接 到后续的双重放大器级的FET输入。使用如在附图3b中所示的双重 放大器40可以实现对应的级联结构。
附图3d所示为在附图3a中的双重放大器10的小信号模型示意 图。在与在附图1中所描述的单个FET和MTJ小信号模型相比时， 器件特性的有选择性匹配是显而易见的。
参考附图4，详细地示出了MTJ 30。MTJ 30包括电极21、自由 铁磁体22、隧道势垒23、被钉轧的(pinned)铁磁体24、反铁磁体 25和电极26。电极26(例如，Ti、Ti/PD或Ta/Pt)形成在衬底27(例 如Si、石英、N58)上。反铁磁体25(例如，MnFe或IrMn)形成在 电极26上。被钉轧的铁磁体24(例如，CoFe或NiFe/CoFe)形成在 反铁磁体25上。隧道势垒23(例如，Al2O3)形成在被钉轧的铁磁体 24上。自由铁磁体22(例如，CoFe/NiFe)形成在隧道势垒23上。电 极21(例如，Ti、Ti/PD或Ta/Pt)形成在自由铁磁体22上。
参考附图5和6，曲线28代表在将强度上降低的内部磁场平行地 施加到自由铁磁体22和被钉轧的铁磁体24时MTJ 30的磁阻的变化。 曲线29代表在将强度上增加的内部磁场平行地施加到自由铁磁体22 和被钉轧的铁磁体24时MTJ 30的磁阻的变化。曲线28和29说明了 在±20Oe的范围上大约36％的变化。因此，对于双重放大电路10(附 图3a)，通过FET 20的电流必须维持在±20Oe的范围上产生内部磁 场的电流电平的范围上，而对于双重放大电路40(附图3b)，电流输 入信号Ii必须维持在±20Oe的范围上产生内部磁场的电流电平的范围 上。
结合附图3a和3b从对FET 20所带来的理想的电子特性的描述 中可以看出，本领域普通技术人员能够做出并应用根据本发明的双重 放大电路，其中以不同类型的场效应器件替代FET。此外，从结合附 图3a和3b对MTJ 30和50的描述中可以看出，本领域的普通技术人 员能够做出并应用根据本发明的双重放大电路，其中以不同类型的有 源磁体或自旋粒子(spintronic)器件替代MTJ。
虽然在此所描述的本发明的实施例在目前被认为是优选的，但是 在不脱离本发明的精神和范围的前提下可以做出不同的变化和改进。 本发明的范围以附加的权利要求确定，落在权利要求的等同替代方案 的范围内的所有的变型也都包括在本发明范围内。