一种射频功率放大器输出匹配电路结构及其设计方法 |
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| 申请号 | CN201610248058.7 | 申请日 | 2016-04-20 | 公开(公告)号 | CN105811888A | 公开(公告)日 | 2016-07-27 |
| 申请人 | 广东工业大学; | 发明人 | 林俊明; 章国豪; 张志浩; 余凯; 郑耀华; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种射频功率 放大器 输出匹配 电路 结构及其设计方法，包括功率放大管，扼流电感，功率放大管输出端电容，二次谐波网络以及宽带匹配网络；二次谐波网络为二端网络；宽带匹配网络包括由电感电容组成的带通匹配网络，以及隔直电容；本发明还提供射频 功率放大器 输出匹配电路结构的电路参数设计方法。本发明利用功率放大管的输出端电容、二次谐波网络和宽带匹配网络实现阻抗转换，增强了对二次谐波的抑制效果，较好地利用三次谐波；从而使功率放大器的 输出 电压 波形 更接近方波，输出 电流 更接近半波，故电压波形与电流波形重叠部分较小，大大提高了功率放大器的整体效率和线性度，有效地降低了射频功率放大器输出级的谐波失真。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种射频功率放大器输出匹配电路结构，其特征在于：该输出匹配电路包括功率放大管(101)，扼流电感(102)，功率放大管输出端电容(103)，二次谐波网络(104)以及宽带匹配网络(107)； |
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| 说明书全文 | 一种射频功率放大器输出匹配电路结构及其设计方法技术领域背景技术[0002] 目前，全球应用于智能手机等便携性移动设备的移动网络急速发展和扩张，多功能智能手机应用愈加广泛。为了提供高数据速率的大数据传输，现代通信系统(3G/4G)采用了更加复杂的高频谱效率的调制方式，如QPSK和AQM等相移键控和幅移键控相结合的调制方式，这种调制方式要求功率放大器有着严格的线性度，而指标线性度与效率为功率放大器设计的一对矛盾指标，高线性度意味着较低的功率效率。 [0005] 随着便携设备的功能模块和现代通信系统调制方式越来越复杂，要求应用于新一代通信系统的功率放大器，必须有着较高的功率效率和线性度，且有着较宽的工作带宽。 [0007] 另外，在中国CN201510057384.5中，通过采用二次谐波网络、三次谐波网络与宽带匹配网络的组合达到较强的谐波抑制作用，然而这种方法并没有较好地利用三次谐波从而使效率有所下降。 发明内容[0008] 在已报道的射频功率放大器的宽带匹配电路的效率与谐波抑制处理方法上，不能较好地实现在带宽、效率与线性度之间进行折中，且没有考虑晶体管输出电容对匹配电路的影响。 [0009] 本发明的目的在于克服现有技术中的不足之处，提供一种宽带且高效率的射频功率放大器输出匹配电路结构，其通过以下技术方案实现： [0010] 一种射频功率放大器输出匹配电路结构，该输出匹配电路包括功率放大管101，扼流电感102，功率放大管输出端电容103，二次谐波网络104以及宽带匹配网络107； [0012] 宽带匹配网络107包括由电感112，电感110，电容109和电容108组成的带通匹配网络，以及隔直电容111； [0013] 电感112一端连接于功率放大管101的漏极(集电极)； [0014] 电容109的一端连接于电感112的另一端与电容108的连接处，另一端接地； [0015] 电感110的一端连接于电容108的另一端与隔直电容111的连接处，另一端接地； [0016] 隔直电容111的另外一端与负载相接。 [0017] 进一步地，宽带匹配网络107可以采用两级低通LC结构，即电容108和电感110位置对调，如图5所示。 [0018] 进一步地，宽带匹配网络107可以采用两级高通LC结构，即电感112和电容109位置对调，如图6所示。 [0019] 本发明还提供一种所述射频功率放大器输出匹配电路结构的电路参数设计方法，其包括以下步骤： [0020] 步骤a：确定负载RL的电阻值，所述射频功率放大器的工作频率，使功率放大管101同时输出最大电压和电流摆幅的最优阻抗Ropt的电阻值以及扼流电感102的电感值。功率放大管的输出最大电压和电流摆幅指在当前偏置情况下所能输出最大功率时的电压摆幅和电流摆幅。 [0021] 步骤b：如图3所示，图3为图2在基波处的等效电路图。确定宽带匹配网络107里面元件的参数，并将负载RL的电阻值经宽带匹配网络107转换成导纳Y＝Gopt-jBx，然后通过导纳Y的值计算等效电容Ceff的值。 [0022] 步骤c：如图4所示，图4为图2在三次谐波下的等效电路图。将宽带匹配网络107等效为电感Lin，并根据扼流电感102和等效电容Ceff的值，计算所述等效电感Lin和二次谐波网络104的元件参数，以及功率放大管101的输出端电容103的参数；输出端电容103由功率放大管101输出电容Cout与片上电容Cdie并联组成，且并联在功率放大管101的漏极和源极之间，根据输出端电容103的参数计算所述片上电容Cdie的参数。 [0023] 进一步，所述步骤a中，扼流电感102取值方法为使扼流电感102在工作频率下的交流阻抗n倍于最优阻抗Ropt，其中n为任意非负数。 [0024] 进一步，所述步骤b具体为： [0025] 根据功率放大管101的工作带宽确定宽带匹配网络107的品质因子Q，进而计算确定临时转换电阻RT，RT由下式求得： [0026] [0027] 根据所述品质因子Q和临时转换电阻RT计算均方电阻RI，RI由下式求得： [0028] [0029] 根据所述品质因子Q和均方电阻RI分别计算宽带匹配网络107里面元件的参数为： [0030] [0031] [0032] [0033] [0034] 其中L1即电感110、L2即电感107、C1即电容108、C2即电容109； [0035] [0036] [0037] [0038] 根据宽带匹配网络107里面元件的参数计算等效电容Ceff为： [0039] [0040] 其中，ω0为对应工作频率的角频率。 [0041] 进一步，所述步骤c具体为： [0042] 宽带匹配网络107在三次谐波下的等效电感Lin的计算方法为： [0043] [0044] 其中，ω3＝3·ω0 [0045] 二次谐波网络104的元件参数计算方法为： [0046] [0047] [0048] 其中，Lcin＝Lin//Lc，Ls2即电感105，Cs2即电容106，Lc即扼流电感102； [0049] 功率放大管101的输出端电容Cc，即电容103的电容值表示为： [0050] [0051] 比较输出端电容Cc与功率放大管101的输出电容Cout的大小，如果输出端电容Cc较大，则片上电容Cdie的参数为： [0052] Cdie＝Cc-Cout [0053] 否则返回步骤a，重新选择匹配网络品质因子Q，再重新计算。 [0054] 本发明的有益效果：本发明通过利用功率放大管的输出电容、二次谐波网络和宽带匹配网络实现阻抗转换，该匹配网络实现在二次谐波下呈短路状态，增强了对二次谐波的抑制效果；而在三次谐波呈开路状态，较好地利用三次谐波；从而使功率放大器的输出电压波形更接近方波，输出电流更接近半波，故电压波形与电流波形重叠部分较小，从而大大提高了功率放大器的整体效率；通过采用二次谐波与带有滤波特性的宽带匹配网络，对二次谐波进行了较好地抑制作用，并提高了功率放大器的线性度。本发明有效地降低了射频功率放大器输出级的谐波失真，提高功率放大器的功率效率。附图说明 [0055] 图1是本发明的电路原理图。 [0056] 图2是从图1晶体管输出端往负载方向看过去的匹配电路图。 [0057] 图3是图2在基波处的等效电路图。 [0058] 图4是图2在三次谐波下的等效电路图。 [0059] 图5是图1的电容108和电感110位置对调的两级低通LC结构的电路图。 [0060] 图6是图1的电感112和电容109位置对调的两级高通LC结构的电路图。 具体实施方式[0061] 实施例1，如图1至图4所示，一种射频功率放大器输出匹配电路结构，该输出匹配电路包括功率放大管101，扼流电感102，功率放大管输出端电容103，二次谐波网络104以及宽带匹配网络107；二次谐波网络104为一端连接于功率放大管101的漏极(集电极)另一端接地的由电感105与电容106串联组成的二端网络；宽带匹配网络107包括由电感112，电感110，电容109和电容108组成的带通匹配网络，以及隔直电容111；电感112一端连接于功率放大管101的漏极(集电极)；电容109的一端连接于电感112的另一端与电容108的连接处，另一端接地；电感110的一端连接于电容108的另一端与隔直电容111的连接处，另一端接地；隔直电容111的另外一端与负载相接。 [0062] 实施例2，如图5所示，与实施例1相比，宽带匹配网络107采用两级低通LC结构，即将实施例1的电容108和电感110位置对调。 [0063] 实施例3，如图6所示，与实施例1相比，宽带匹配网络107采用两级高通LC结构，即将实施例1的电感112和电容109位置对调。 |
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