High efficiency amplification

本発明は、供給電圧を選択可能な構成における供給電圧の制御に関する。 より詳細には、広範なダイナミックレンジを有する広帯域の無線周波数（ＲＦ）増幅器等の増幅器に対する供給電圧の制御に関する。

トランジスタ増幅器には、特定の入力電力に対するピーク効率があり、このピーク効率は、形状（即ち、回路部品及び回路配置）、負荷及び供給電圧の関数である。 従来の無線周波数（ＲＦ）電力増幅器では、これらの特性が、予測されたピーク入力レベルに基づいて固定されている。 広範なダイナミックレンジを有する入力信号が供給される増幅器では、入力信号がピークレベルに合致することもあるものの、ピークレベルを下回って動作することが多い。 このため、増幅器の効率は、全体として低くなりかねない。

増幅効率が低下するという問題の解決手段としては、上述した特性（形状、負荷、供給電圧）の１つ以上を入力信号に応じて変化させることがある。 これらの特性の１つ以上を変化させる技術は、当該分野において公知である。

装置形状及び負荷を変化させる技術は、使用される特定の電力増幅器の接続形態に大きく依存する傾向にあり、一般にＲＦに関する困難な問題を生じさせる。 また、製造上、そのようなデザインを繰り返すことは問題となる。

当該分野では、供給電圧に基づいて増幅効率を向上させる様々な技術が知られている。 供給電圧に基づいて効率を高める仕組みには、大きく分けて２つの分類がある。 即ち、
（ｉ） 包絡線（エンベロープ）の除去及び復元 （ｉｉ）包絡線のトラッキング（追跡）
である。

包絡線の除去及び復元では、増幅器への電力供給が飽和し、また、増幅器からの出力に包絡線に関する全ての情報が含まれていることを要する。 この技術は、一般に、高変調帯域を使用する際、供給電圧の変調器に過度に依存する傾向がある。 このため、実用的な用途が限定されてしまう。

包絡線のトラッキングでは、増幅器が略直線的に駆動される。 包絡線のトラッキングには、高変調電力帯域を発生させる効率的な電源装置を要する。 従来の技術では、（一般にクラスＳと呼ばれる）スイッチモードパルス幅変調器を使用して、電力増幅器に対する効率的な可変電力供給を実現する。 しかし、帯域全体を使用して動作させるためには、変調帯域を電力供給により何度も切り替えねばならず、切替え速度が過度に高速となる結果、変調効率が低下する。

包絡線トラッキングに関する別の従来技術として、高効率の中間電源装置を複数設け、包絡線レベルに応じてこれらの中間電源装置を切り替えるものがある。 この切替えにより、高位の相互変調製品でスペクトルの低下をもたらす過渡現象が生じ、入力信号に依存した非直線性と、供給電圧に依存した非直線性とが同時に発生し、線形化が困難となる。

包絡線トラッキングに関する技術の更なる改変として、複数の供給電圧の切替えを線形増幅器と組み合わせることで、切替えレベル間の変化を滑らかにするとともに、供給電圧に依存した直線性の要求をなくすものがある。 このような包絡線トラッキングの形態の目的は、各包絡線レベルの供給電圧の固有の値を設定することにある。 しかし、この形態を実現するには、トラッキング速度に問題が生じる。

本発明の目的は、供給電圧に基づく効率を向上させる仕組みを提供し、上述した課題の１つ又は複数を解決することにある。

本発明に係る電圧供給ステージは、所望の供給電圧を示す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記基準信号に基づいて、複数の供給電圧から１つの供給電圧を選択する選択手段と、前記選択手段に選択された供給電圧及び前記基準信号を受け、前記選択された供給電圧を前記基準信号に基づいて調整し、前記基準信号をトラッキングする調整済み供給電圧を生成する調整手段とを有することを特徴とする。

前記電圧供給ステージは増幅器用のものとし、前記基準信号は、増幅器の入力信号の包絡線を示すものとすることができる。

前記調整手段は、交流増幅器を備えてもよい。 前記選択された供給電圧には、前記選択された供給電圧と前記基準信号のレベルとの差の最小絶対値を含ませることができる。

前記交流増幅器は、前記基準信号と、前記選択された供給電圧の代表値との差を増幅するように接続することができる。 前記調整手段は、前記交流増幅器により増幅された差を前記選択された供給電圧に加算する加算手段を有してもよい。

前記選択された供給電圧の代表値は、前記選択された供給電圧そのものの値とすることができる。 前記選択された供給電圧の代表値は、前記調整済み供給電圧の値としてもよい。 前記調整済み供給電圧は、前記電圧供給ステージの出力とすることができる。

前記調整手段は、高周波増幅器をさらに有してもよい。 前記高周波増幅器は、前記基準信号と、前記調整済み供給電圧の代表値との差を増幅するように接続させることができる。 前記調整手段は、前記高周波増幅器により増幅された差を前記調整済み供給電圧に加算し、さらに調整された供給電圧を生成する加算手段を有してもよい。 前記調整済み供給電圧の代表値は、前記調整済み供給電圧そのものの値とすることができる。 前記調整済み供給電圧の代表値は、前記さらに調整された供給電圧としてもよい。 前記さらに調整された供給電圧は、前記電圧供給ステージの出力とすることができる。

前記調整手段の入力側に配置され、前記選択された供給電圧を補間する補間手段をさらに設けてもよい。 前記補間手段は、インダクタ−キャパシタ構造を有することができる。

前記交流増幅器に直流クランプ処理を行う直流クランプ手段をさらに設けてもよい。 前記直流クランプ手段は、前記基準信号が前記調整済み供給電圧よりも低いことを検出したときに応答させることができる。

前記基準信号を遅延させる遅延素子をさらに設けてもよい。 また、前記交流増幅器から直流成分を除去する低速直流調整手段を設けることもできる。

前記調整手段は、複数の縦列補正回路を有してもよい。 前記調整手段は、２以上の縦列補正回路を有することもできる。

前記信号増幅器と供給電圧制御入力との遅延差を補償する遅延素子を設けてもよい。

本発明に係る無線周波数増幅ステージは、増幅される入力信号及び供給電圧を受ける増幅器と、前記供給電圧を供給する電圧供給ステージとを有するものであって、前記電圧供給ステージは、前記入力信号の包絡線を示す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記基準信号に基づいて、複数の供給電圧レベルから１つの供給電圧レベルを選択する選択手段と、前記選択手段に選択された供給電圧を調整して調整済み供給電圧を生成し、前記選択された供給電圧レベル又は前記調整済み供給電圧レベルの一方と前記基準信号との差を増幅する交流増幅器、及び前記交流増幅器により増幅された差を前記選択された供給電圧と加算して前記調整済み供給電圧を生成する加算器を有する調整済み供給電圧生成手段とを備えることを特徴とする。

前記調整済み供給電圧生成手段は、さらに調整された供給電圧を生成し、前記調整済み供給電圧又は前記さらに調整された供給電圧の一方と前記基準信号との差を増幅する無線周波数（ＲＦ）増幅器と、前記無線周波数増幅器により増幅された差を前記調整された供給電圧と加算して前記さらに調整された供給電圧を生成する加算器とを有することができる。

前記調整済み供給電圧又は前記さらに調整された供給電圧の一方を、前記増幅器に対する前記供給電圧としてもよい。

本発明に係る電圧供給ステージの制御方法は、所望の供給電圧を示す基準信号を生成する基準信号生成ステップと、前記基準信号に基づいて、複数の供給電圧から１つの供給電圧を選択する選択ステップと、前記選択ステップにおいて選択された供給電圧及び前記基準信号に基づいて、前記基準信号をトラッキングする調整済み供給電圧を生成する調整済み供給電圧生成ステップとを有することを特徴とする。

前記基準信号は、増幅器に対する入力信号の包絡線を示し、前記電圧供給ステージは、前記増幅器に対して電圧供給を行うことができる。 前記基準信号と、前記選択された供給電圧の代表値との差を交流増幅する交流増幅ステップを有してもよい。 前記調整済み供給電圧は、前記交流増幅された差を、前記選択された供給電圧と加算して生成することもできる。 前記基準信号と、前記調整済み供給電圧の代表値との差を無線周波数（ＲＦ）増幅してもよい。

前記ＲＦ増幅された差を、前記調整済み供給電圧に加算してさらに調整された供給電圧を生成することができる。 前記電圧供給ステージの制御方法は、前記調整済み供給電圧生成ステップの前に行われる補間ステップを有してもよい。 前記電圧供給ステージの制御方法は、交流増幅ステップを有してもよい。

本発明は、前記供給電圧源と直列に接続され、供給電流を維持する制御された電源であって、同一の電流が両電源を流れるように構成された電源を提供する。

以下、特定の具体例により、及び好適な実施形態を参照して本発明を説明する。 当業者であれば、本発明がここに示される実施形態に限定されるものではないことを理解されよう。 即ち、本明細書では、無線周波数（ＲＦ）増幅ステージを介して本発明を説明する。 しかし、より一般的には、複数の供給電圧間の切替えを要する構成であれば、本発明を利用可能であろう。

図１には、本発明の一般的な原理に基づくＲＦ増幅ステージ１００が示される。 ＲＦ増幅ステージ１００は、ＲＦ増幅器１０２と、供給電圧選択部１０６と、包絡線検出器１０４と、供給電圧調整部１０８とを有する。

供給電圧選択部１０６には、入力線１３２ ₁ 〜１３２ ₄を介して４種類の供給電圧Ｖ ₁ 〜Ｖ ₄が供給される。 供給電圧選択部１０６において選択された供給電圧は、線１２０を介して出力される。 ＲＦ増幅ステージ１００は、線１１０を介して、ＲＦ入力信号ＲＦ _INを受信する。 包絡線検出器１０４は、線１１０に接続された入力部１１４を有し、これによりＲＦ入力信号ＲＦ _INを検出する。 包絡線検出器１０４は、線１１８を介して供給電圧選択部１０６に対し、供給電圧の選択に必要な情報を出力する。 また、本発明では、包絡線検出器１０４は、線１１６を介して供給電圧調整部１０８に第２の出力を行う。 供給電圧調整部１０８は、線１２０を介して供給電圧選択部１０６の出力も受信する。 供給電圧調整部１０８は、線１２２を介してＲＦ増幅器１０２に対する調整済み供給電圧を生成する。 線１２２における調整済み供給電圧は、供給電圧調整部１０８に対してフィードバック入力されることが好ましい。 後述するように、本発明の実施形態ではフィードフォワード回路も利用可能であるが、フィードバック回路が好ましい。

後述するように、供給電圧調整部１０８は、本発明の好適な実施形態の原理に基づき、線１２２における供給電圧信号を調整するように動作する。 この調整は、線１１６における信号及び線１２２を介してフィードバックされた調整済み供給電圧に基づくものであり、線１２２を介してＲＦ電力増幅器１０２に調整済み供給電圧Ｖ _Sが送出される。 ＲＦ電力増幅器１０２は、線１１０を介して、同増幅器への信号入力としてのＲＦ入力信号を受信する。 ＲＦ増幅器１０２は、線１１２を介してＲＦ出力信号ＲＦ _OUTを送信する。

本発明におけるＲＦ増幅ステージ１００の動作は後述する。 図２（ａ）には、包絡線トラッキングにおける供給電圧の概念及びこれに伴う問題点が示されている。 図２（ａ）には、時間毎の電圧の値が示されている。 電圧軸には、図１のＲＦ増幅ステージ１００の供給電圧選択部１０６に供給された電圧レベルに対応する４種類の特定の電圧レベルＶ ₁ 〜Ｖ ₄が示されている。 ４つの供給電圧を供給することとしたのは説明のためであり、実装時の要求に応じて、より多い又はより少ない数の供給電圧をＲＦ増幅ステージ１００に供給してもよい。

図２（ａ）の曲線２０２は、ＲＦ増幅ステージ１００に対するＲＦ入力信号、即ち、信号線１１０における信号の電圧包絡線を示す。 破線曲線２０６は、上記ＲＦ入力信号に関する理想的な電圧供給包絡線を示す。 図２（ａ）に示されるように、破線曲線２０６は、ＲＦ入力信号包絡線２０２をトラッキングし、現時点の入力信号レベルにとって理想的な電力供給を行う。 このため、理想的な供給電圧により、電力の浪費を回避し、効率を大きく向上させることが可能となる。

階段状曲線２０４は、４つのレベルの切替え供給電圧に基づく、ＲＦ電力増幅器に対する一般的な電圧供給を示し、先行技術における一般的な性能を反映する。 ＲＦ入力信号の包絡線２０２が電圧レベルＶ ₁ 〜Ｖ ₄に到達すると、これに応じて供給電圧が切り替えられる。 このため、図２（ａ）に示されるように、供給電圧２０４は、４つの供給電圧レベルの間を段階的に変化する。 このため、ＲＦ増幅器に対する供給電圧レベルは頻繁に過剰になってしまう。 斜線領域２０８に示されるように、先行技術における階段状の供給電圧は、理想的な状態よりも相当効率が劣る。 図２（ａ）の斜線領域２０８は、エネルギー損失を示し、理想的なレベルを超える供給電圧レベルとなる結果、不必要なものとなる。

図２（ｂ）は、本発明により達成された効率の向上を示す。 階段状曲線２０５は、供給電圧を切り替えることにより生成された電圧供給を示す。 供給電圧選択部１０６により供給される供給電圧２０５は、後述するように、包絡線２０２の上下をトラッキングする。 本実施形態において、このような機能が実現されるのは、供給電圧調整部１０８において交流増幅器を使用するためである。 本発明の実施形態では、増幅器に対する実際の供給電圧が、理想的な供給電圧２０６の非常に近くをトラッキングすることで効率が向上し、増幅器に対する最終的な電圧が理想的な電圧２０６に非常に接近する。 後述するように、本発明の一実施形態では、供給電圧選択部１０６は、図２（ａ）の関数２０４と同等の階段状の関数を出力してもよい。 この場合、供給電圧選択部１０６の出力の間に直流のオフセットを加えることで、図２（ａ）の関数２０５と同等の関数とすることもできる。

本発明に係る図１のＲＦ増幅ステージによれば、図２（ｂ）に示すように、切り替えられた供給電圧が、理想的な供給電圧包絡線に接近してトラッキングし、エネルギー損失を最小化し、効率を最大化する。

本発明に係るＲＦ増幅ステージ１００は、効率的に生成された数多くの直流供給電圧（Ｖ ₁ 〜Ｖ ₄ ）のうちの１つに、供給電圧選択部１０６及び供給電圧調整部１０８を介して接続可能なＲＦ増幅器１０２を有する。 供給電圧選択部１０６及び供給電圧調整部１０８は、図２（ａ）の斜線領域２０８で示されるような新たなエネルギー損失を生じさせることなしに、できる限り接近して、入力信号の包絡線をトラッキングする機能を有する。

一般に、増幅されるＲＦ入力信号に対して好適な供給電圧が選択されると、供給電圧選択部１０６は、この選択された供給電圧を線１２０を介して出力する。 供給電圧調整部１０８は、ＲＦ増幅器１０２に対し、増幅器の出力が包絡線に接近してトラッキングするように適切に調整された供給電圧を線１２０を介して供給する機能を有するが、ＲＦ増幅器の供給電圧の全範囲を供給する線形的な装置と関連付けられた帯域の減少や効率の低下を生じさせることはない。 このような構成により、増幅器は、高い変調帯域で高効率を実現することが可能となる。

図３には、本発明の好適な実施形態に係る図１のＲＦ増幅ステージ１００を利用した好適な実施形態が示される。 ＲＦ増幅ステージ１００の構成要素が図１の構成要素に対応する場合、同一の参照符号を使用する。

図１の場合と同様、ＲＦ増幅ステージ１００は、包絡線検出器１０４と、供給電圧選択部１０６と、ＲＦ増幅器１０２と、供給電圧調整部１０８とを有する。 図１において、包絡線検出器１０４は、線１１８及び１１６を介して２つの相異なる出力をするものとして示されていた。 図３の実施形態では、包絡線検出器１０４は、線３４０を介して信号を出力し、これにより、供給電圧選択部１０６への入力及び遅延素子３０４への入力がなされる。 線３３４に対する遅延素子３０４の出力は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）３０６への入力となり、その後、図１の線１１６における信号と同等の、供給電圧調整部１０８に対する入力となる線３３２への出力となる。 ＲＦ増幅器１０２には、その入力部に遅延素子３０２が設けられ、線１１０におけるＲＦ入力信号が遅延素子３０２への入力となり、線３４６を介しての遅延素子３０２の出力はＲＦ増幅器１０２に対する入力となる。 実際の使用形態では、遅延素子３０２は、ＲＦ増幅器１０２の手前に接続する代わりに、サンプル抽出部１１４と包絡線検出器１０４の間に接続することも可能であることに留意されたい。 遅延素子は、最も遅延の少ない経路（電圧供給部又はＲＦ増幅器）に配置することが好ましい。

供給電圧調整部１０８は、一般に、アイドラー３１０と、第１のフィードバック回路３４２と、第２のフィードバック回路３４４とを有する。 アイドラー３１０は、供給電圧選択部１０６の出力を線１２０を介して受信する。 アイドラー３１０は、第１のフィードバック回路３４２の加算器３１４に対する第１の入力となる出力を線３２４になす。 加算器３１４の出力は線３２６を介して行われ、第１のフィードバック回路３４２の出力となる。 線３２６における信号は、さらに減算器３１６に対する第１の入力となる。 減算器３１６への第２の入力は、線３３２を介してのＤＡＣ３０６の出力によりなされる。 減算器３１６の出力は線３２８を介してなされ、交流増幅器３１２に対する入力となる。 交流増幅器３１２からの線３３０を介しての出力は、加算器３１４に対する第２の入力となる。

第２のフィードバック回路３４４は、第１のフィードバック回路３４２と同様に構成される。 第２のフィードバック回路３４４に対する入力は、第１のフィードバック３４２の線３２６に対する出力によってなされる。 この出力は、第２のフィードバック回路３４４の加算器３１８に対する第１の入力となる。 加算器３１８の線３４８に対する出力は、減算器３２２に対する第１の入力となり、ＤＡＣ３０６の線３３２に対する出力は、減算器３２２に対する第２の入力となる。 減算器３２２の線３３６に対する出力は、高周波（ＨＦ）増幅器３２０に対する入力となり、ＨＦ増幅器３２０の線３３８に対する出力は、加算器３１８の第２の入力となる。 加算器３１８の線３４８に対する出力は、線１２２を介してのＲＦ増幅器１０２に対する供給電圧入力Ｖ _Sをも構成する。

従って、一般的に、各フィードバック回路には入力電圧が供給され、また、各フィードバック回路はこの入力電圧を調整したものを出力する。 ここでの調整は、フィードバック回路（フィードバック経路を規定するもの）の出力及び基準信号に基づいて行われる。 本実施形態において、基準信号は、包絡線検出器１０４の出力により構成される。

供給電圧調整部１０８は、調整済みの電圧レベルをＲＦ増幅器１０２に対して供給するように動作する。 この電圧レベルは、ＲＦ増幅器１０２に対する入力を示す包絡線の電圧レベルをトラッキングするが、供給電圧選択部１０６の出力によりもたらされる大きな出力電流に応じた大きな出力電流を有する。

図３のＲＦ増幅ステージ１００の一般的な動作原理を説明する。 包絡線検出器１０４及び供給電圧選択部１０６により、所望の供給電圧トラッキング波形に近似させる損失最小化予測フィードフォワード経路（ｍｉｎｉｍｉｓｅｄ ｌｏｓｓ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ ｐａｔｈ）が提供される。 包絡線検出器１０４は、線１１０におけるＲＦ入力信号から検出した包絡線を出力線３４０に出力する。 この情報は供給電圧選択部１０６に送出される。

供給電圧選択部１０６は、スプライサネットワーク（ｓｐｌｉｃｅｒ ｎｅｔｗｏｒｋ）とされることが望ましく、複数の、本実施形態では４つの、固定された高効率の直流電源に接続される。 このスプライサネットワークは、選択された供給電圧を最小の切替え過渡電流で線１２０の出力につなげるように構成されたトランジスタ及びダイオードの接合であることが好ましい。 供給電圧選択部１０６は、包絡線検出器１０４により示されたＲＦ入力信号の電圧レベルが、それぞれの供給電圧に対応する閾値電圧レベルに対して上下動するのに応じて、入力部の電圧源を切り替えるように包絡線検出器１０４の出力に動作することが好ましい。 これにより、供給電圧選択部１０６は、供給電圧Ｖ ₁ 〜Ｖ ₄のうち適切なものを線１２０に出力する。

図２（ｂ）に示すような電圧関数２０５を示す供給電圧選択部の実施形態は、当業者にとって明らかであろう。 ここで、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）により、「温度計コード」（ｔｈｅｒｍｏｍｅｔｅｒ ｃｏｄｅ）フォーマット（即ち、００００、０００１、００１１、０１１１、１１１１）によるデジタル信号を送出することが好ましい。 スプライサネットワークは、レベル「１」のロジック信号を示す最も高い電圧レベルに切り替えることにより、上記デジタルコード化された信号に応答するダイオード及びトランジスタからなる構成をとることが好ましい。 これよりも低い全てのレベルスイッチは、スプライサネットワークで実現される回路機能により、ＤＳＰによる介在なしにオフにされる。

上述のように、別の実施形態では、供給電圧選択部１０６に、図２（ａ）の関数２０４のような関数を出力させ、直流オフセット回路をその出力側に設けてもよい。 図２（ｂ）の関数２０５のような関数をとる必要性については後述する。

ＤＡＣ３０６の入力側に設けられた遅延素子３０４の目的は後述する。 一般に、遅延素子３０４は、増幅ステージにおける各信号のタイミングを同期させるものである。

ＤＡＣ３０６は、ＲＦ入力信号がデジタル信号であることを前提に設けられている。 しかし、本発明はデジタル信号の用途に限定されない。 ＤＡＣ３０６は、遅延素子３０４を介して送出される包絡線検出器１０４の線３４０に対する出力をアナログ形式に変換し、線３３２を介して供給電圧調整部１０８に送出する。

アイドラー３１０及び第１・第２のフィードバック回路３４２、３４４は、供給電圧選択部１０６において選択され線１２０を介して供給された供給電圧に基づき、ＲＦ増幅器に対する電圧供給信号を線１２２を介して高効率で送信する。

アイドラー３１０は、入力側の線１２０からの信号を補間し、線３２４に出力する。 アイドラー３１０は、低損失エネルギー貯蔵素子からなる回路であることが好ましく、供給電圧選択部１０６のスプライサネットワークを介して供給されたエネルギーを、増幅効率を向上させ、不要な放出を減少させるように最適化して再送出する。

第１のフィードバック回路３４２は、補正交流フィードバック回路又は補正回路であり、線３２４の予測フィードフォワード経路の出力を十分に補正するように機能する。 交流フィードバック回路３４２により効率が向上する。

第２のフィードバック回路３４４は低電力高周波補正回路であり、第１のフィードバック回路３４２の出力から発生した高周波グリッチを除去する。

図３の好適な実施形態では、縦続接続された２つのフィードバック回路が示されているが、本発明はこのような構成に限定されないことが理解されよう。 フィードバック回路は１つのみ又は３つ以上設けてもよい。 フィードバック回路を１つとする場合、交流フィードバック回路とすることが好ましい。 アイドラー３１０は本発明に必須のものではなく、好適な実施形態として使用されていることも理解されよう。 さらに、供給電圧調整部１０８には、１つ又は複数のフィードフォワード回路を用い、そのうちのいくつか又は全部を縦続接続とすることもできる。

一般に、供給電圧選択部１０６及び包絡線検出器１０４は、最小損失予測フィードフォワード経路を構成するものとみなすことが可能であり、この経路により、ＲＦ増幅器に対する供給電圧を所望のトラッキング波形に近似させることができる。 使用に際し、アイドラー３１０の出力は、フィードフォワード経路の出力を構成する。

一般に、好適な実施形態において、供給電圧調整部１０８は、補正フィードバック経路を有する。 もちろん、このような場合、アイドラー３１０はそのような経路の一部を構成しない。 供給電圧調整部１０８は、複数の補正フィードバック経路を有してもよい。 複数の補正フィードバック経路が設けられた場合、これらの経路は、縦続形式とされることが好ましい。 後述するように、本発明の実施形態では、交流フィードバック及び直流トラッキングの制限を克服するため、供給電圧調整部１０８にクランプ手段及び直流復元手段を設けることが好ましい。

遅延素子３０４を設けることで、ＲＦ増幅ステージ１００の予測経路と補正経路との間の差分時間遅延を解消することが好ましい。 ＲＦ増幅ステージ１００の遅延を補償するため、ＲＦ入力信号の経路に遅延素子３０２が挿入される。

供給電圧調整部１０８の動作について述べる。 供給電圧調整部１０８で使用するため、ＤＡＣ３０６から線３３２に基準信号が効率的に出力される。 線３３２における信号は、包絡線検出器１０４が検出したＲＦ入力信号の包絡線を示す。 このため、同信号は、最大効率を実現するためにＲＦ増幅器１０２に対して随時供給されるべき供給電圧の基準レベルを示す。 この包絡線は、上述した図２（ｂ）の包絡線２０２に対応する。

供給電圧選択部１０６から線１２０に出力された信号は、上述した図２（ｂ）の階段状関数２０５に対応する。 本発明の好適な実施形態では、供給電圧選択部１０６は、図２（ｂ）に示すように、最も近似した供給電圧レベルに向かう。 これは、図２（ａ）の曲線２０４として示されるような、上側が常に切り捨てられる先行技術と対照的である。 ＲＦ増幅ステージ１００の目的は、線３３２における基準信号に基づいて、線１２０における階段状関数を調整し、図２（ｂ）の破線２０６で示される理想的な供給電圧に近似する、ＲＦ増幅器に対する供給電圧入力における信号を送出することである。

上述のように、アイドラー３１０は本発明の実施形態に必須のものではない。 効率を向上させるため、アイドラー３１０は、供給電圧選択部１０６の出力に対するリアクタンスを持つＬＣ（インダクタ−キャパシタ）の組合せであることが好ましい。 アイドラー３１０を追加することで、供給電圧選択部１０６からのエネルギーを貯蔵し、増幅器から要求されたときにこれを放出することができる。 このため、増幅器の最適な電力供給要求に十分に適合することが可能となり、ＲＦ増幅ステージ１００の効率が改善される。 従って、アイドラー回路は、波形を高速に変化させ、不要な放出を減少させるための効率の向上に役立つ。

アイドラー３１０を使用することは、供給電圧選択部１０６の出力を平滑化する上で有利となる。 しかし、供給電圧調整部１０８と同等の補正を行う上で、アイドラー３１０の出力から供給電圧選択部１０６へのフィードバックループを形成することは実用上の解決策とならないであろうことが理解されよう。 アイドラー３１０は供給電圧選択部１０６の出力を平滑化するのに有利である一方、その名称が示すように速度が犠牲になる。 アイドラー３１０は、補正フィードバックループに組み込むには速度が遅く、実用上の補正回路はこのように実現されないこともあり得る。

本発明の好適な実施形態において、供給電圧調整部１０８にフィードバックループを設けることで、高速な補正ループを広い帯域で実現することができる。 フィードフォーワードループの場合も同様の効果を得ることができる。

第１のフィードバック回路３４２の交流補正増幅器３１２は、その入力側に交流信号を要する。 このような構成は、供給電圧選択部１０６が、最も高いレベルを切り捨てるのではなく、最も近似した供給電圧レベルに向かうことにより実現することができる。 このような階段状関数は、交流補正が機能するのに必要である。 図２（ｂ）からわかるように、交流増幅器３１２に対する入力は、供給電圧信号と基準信号との差である。 このことは、供給電圧信号が、基準信号に対して上下動し、増幅器３１２に対する使用可能な入力を生成する場合、交流信号によってのみ可能となる。

従来技術のように供給電力を切り捨てるのと異なり、供給電圧選択部１０６において供給電力を丸める処理（ｐｒｏｃｅｓｓ ｏｆ ｒｏｕｎｄｉｎｇ）は、従来のシステムと比較して、有効な電力供給源の数を２倍にするのと等しい。

有効な電力供給源の数を２倍にすることは、従来技術に対するエラーを半分にすることにより効率的に実現される。 従って、電源が同じ数だけ設けられた場合、本発明によれば、従来技術における電源の数が２倍となるようにエラーが半分になる。 あるいは、本発明は、従来技術で必要とされた数の半分の電源でのみエラーが発生すると考えることもできる。

第１のフィードバック回路の減算器３１６には、実際上、供給電圧選択部１０６の電流出力及び線３３２における包絡線基準信号が送られる。 従って、線３２８における減算器３１６の出力はこの２つの信号の差であり、理想的な電圧供給３３２と比較した供給電圧選択部１０６の出力における信号中のエラーを示す。 線３３０における増幅されたエラー信号は、供給電圧選択部１０６の出力に加算され、エラーを補償した、線３２６における供給電圧信号を送出する。 交流増幅器３１２は、高いピークと中間との比を用いてエラー信号を処理しなければならず、このため、効率を最適化するため複数の切替え電源を伴うクラスＧの増幅器とされることが好ましい。 増幅器３１２は、供給電圧選択部１０６よりも低い電力レベルを処理する。 このため、より小さい、より高速の装置で実現可能である。

第２のフィードバック回路３４４は別の補正手段を提供する。 必要に応じて、さらなる補正手段を追加することもでき、さらに、補正手段を１つのみとすることも可能である。 供給電圧調整部１０８の補正回路により、ＲＦ増幅器の供給電圧は、包絡線検出器１０４により送信された基準信号の近くを、広い範囲の周波数でトラッキングする。

加算手段３１４、３１８は変圧器とすることが好ましい。

供給電圧選択部１０６は、スイッチマトリクスを有するスプライサ（splicer）を備えることが好ましく、また、デジタル信号処理手段により制御されることが好ましい。 デジタル信号処理手段には、遅延素子３０２、３０４、ＤＡＣ３０６及び包絡線検出器１０４を設けてもよい。 このようなデジタル信号処理手段の具体的な実装形態は、各種の関連素子を含むものであるが、当業者にとって明らかであろう。

切替え式の複数の電圧源に対して第１のフィードバック回路３４２の交流増幅器３１２を設けることは、ＲＦ増幅器１０２の供給電圧の数を大きく増加させることが可能であることを意味する。 例えば、交流増幅器３１２がｍ個の供給電圧と関連付けられ、メイン供給電圧の選択がｎ個の供給電圧と関連付けられる場合、ＲＦ増幅器１０２に利用可能な供給電圧の合計はｍ×ｎとなる。 上述のように、供給電圧選択部１０６で丸められる電力供給を使用することで、電源の数を効率的に２倍にすることができ、供給される電力の数の合計は２×ｍ×ｎとなる。

本発明に係る上記のような実施形態では大きな効果を得ることができる。 上述のように、増幅器３１２の寸法が小さいことは、それが供給電圧選択部１０６に関連し、本発明が解決しようとする課題と関連しないことを意味する。 供給電圧調整部１０８における包絡線トラッキングのフィードバックループは、大型装置や、フィードバックループではなく予測フィードフォワード経路で実現される大電流の大型装置を要さない。 よって、包絡線トラッキングループの電力帯域が大幅に増加される。

図４には、増幅器３１２に対して可変供給電圧を供給するように増幅器３１２を適用した構成が示される。 増幅器に対してこのような可変供給をするには、当該分野で公知の技術を用いることができる。 図４に示すように、増幅器の信号入力に接続された線４０８の入力を受信する電圧選択部４０２が設けられる。 線４０８への入力は、入力信号の増幅を示す。 さらに、電圧選択部４０２には、複数の供給電圧、例えば、線４０６、４０４から２つの供給電圧Ｖｘ、Ｖｙが供給される。 電圧選択部４０２は、上記供給電圧の１つを、線４１０を介する増幅器への供給電圧として選択する。 供給電圧Ｖｘ、Ｖｙは、線４０８の包絡線に基づいて選択される。

選択可能な電力供給を伴う増幅器３１２の実装形態は上記のものに限定されない。 例えば、ＤＳＰの制御下で実現する実装形態も可能である。

後述するように、本発明の好適な実施形態では、クランプ手段及び復元手段を使用することで、直流補正フィードバックを不要とする。

本発明の別の好適な実施形態について述べる。 まず、フィードフォワード補正回路を利用した本発明の実施形態について述べる。

図１及び図３の実施形態では、供給電圧調整部１０８における補正回路又は補正経路をフィードバック構成とした。 このような構成の一般的な原理が図５（ａ）に示される。 一般に、補正前の信号が近似関数部５５６により生成され、基準信号が基準関数部５５４により生成される。 補正前の信号は、加算器５５２に対する第１の入力を構成し、線５５８における加算器５５２の出力は、補正済みの信号を示す。 基準信号及び補正済みの信号は、増幅器５５０に入力され、増幅器５５０の出力は、加算器５５２に対する第２の入力となる。 以上が図３のフィードバック経路の一般原理であり、増幅器３１２に対する入力は、補正済み出力及び基準信号を入力として受信する減算器により送出されることに留意されたい。

図５（ｂ）には、本発明の別の実施形態におけるフィードフォワード構成の原理が示される。 補正前の信号は、加算器５６２に対する第１の入力となる。 増幅器５６０は、補正前の信号及び基準信号を入力として受信する。 増幅器５６０の出力は、加算器５６２に対する第２の入力となり、加算器５６２の出力は、補正済みの出力となる。 図５（ｂ）に示すフィードフォワード構成は、図１及び図３の実施形態でフィードバック構成の代わりに用いることができる。

供給電圧選択部１０６のスプライサネットワークを、予測フィードフォワードコントローラの一部とした場合、スプライサのパラメータを適応制御することにより効率が向上する。 従って、スプライサのローカル出力は、スプライサネットワークの各構成要素のモデルからデジタル処理により生成されることが好ましい。 スプライサのレベル、即ち、出力供給電圧を変化させる決定は、ローカルに生成されたスプライサ波形（過去、現在、未来の値の検討を含む）と包絡線の値の差を最小化するように行われる。

このモデルには以下のものが含まれる。 即ち、
ａ） 切替え遅延及び立ち上がり時間のパラメータ ｂ） フィルタのパラメータ ｃ） スライサ電圧及び電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）抵抗である。

ローカルに生成されたパラメータは、ローカルに生成された測定パラメータと実際の回路から取得されたパラメータとを比較することにより実際のパラメータに関連付けられる。 実際のパラメータで測定が最も簡便なものは、スプライサの出力と、第１のフィードバック回路３４２の交流エラー増幅器３１２の平均化された電流消費との比較から得られる信号エラーである。 ここで、前記モデルにおいて上記のように測定されたパラメータを調整することで交流増幅器３１２の電流消費を最小化することを目的とする最適化アルゴリズムを用いてもよい。 最適化の収束は、スプライサネットワークの信号エラーを検討し、ローカル化されたエラー補正を行うことで促進されよう。 増幅器が接続される電源の選択は、供給電圧選択回路により行われる。

供給電圧選択部１０６のスプライサ回路は、スイッチングトランジスタのネットワークから構成される。 このスイッチングトランジスタは、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）において生成された論理信号により切り替えられる。 このような適応制御の実現は当業者に理解可能であろう。

図６には、直流クランプ処理及び直流オフセット復元処理を実現する本発明の好適な実施形態が示される。 直流クランプ処理は、直流エラー信号が蓄積することを防止するためのものである。 直流オフセット復元処理は、実際の供給電圧レベルにおける調整を補償する。 例えば、選択された供給電圧が７Ｖであるが、回路における低減のため、実際には６．５Ｖになってしまうことがある。 直流オフセット復元処理及び直流クランプ処理は、本実施形態におけるように一緒に設けてもよく、また、別々に設けてもよい。

前述同様、図６の各構成要素において、上述した各図の構成要素と対応するものは、同一の参照符号で特定する。 図６には、ＲＦ増幅ステージ１００の一部のみが示される。 また、図６は、図３で示したような、供給電圧選択部１０６と、第１のフィードバック回路又は補正回路３４２とを示す。 さらに、図３のＤＡＣ３０６が示される。 図６において、ＤＡＣ３０６は、ＤＳＰ５００から線５０４を介して入力を受けるものとして描かれている。 ＤＳＰ５００は、線５０２を介して供給電圧選択部１０６に対しても制御入力を行う。 上述のように、本実施形態では、ＤＳＰ５００は、図３の包絡線検出器１０４及び遅延素子３０４を含むものとして構成することができる。

また、図６に示されるように、第１のフィードバック回路又は補正回路３４２の線３２６における出力は、別の縦続フィードバック／補正回路に出力され、又はＲＦ増幅器の供給電圧に直接出力される。 直流クランプ処理を組み入れるため、ＲＦ増幅ステージは減算器５１２を有するように更に変形される。 この減算器５１２は、第１のフィードバック／補正回路の線１２０に対する出力を第１の入力として受信し、ＤＡＣ３０６からの線３３２を介した基準信号を第２の入力として受信する。 減算器５１２の出力は、線５１０を介して、単一ビットアナログ−デジタル変換器５０８に出力される。 単一ビットアナログ−デジタル変換器５０８は線５０６を介してＤＳＰ５００に出力を行う。 ＤＳＰ５００には、供給電圧信号におけるエラー信号を示す減算器３１６の出力が入力される。 更に、ＤＳＰ５００は、Ｖ _DDクランプ回路５１４に対する入力となる出力を線５１８を介して行う。 Ｖ _DDクランプ回路５１４の線５１６に対する出力は、交流増幅器３１２の出力線３３０に接続されたクランプ手段５２０を制御する。

図７において、包絡線信号は、所定の位置において、最も低い供給電圧レベルを下回ることが理解されよう。 例えば、線８０４ｃが最も低い供給電圧であるとした場合、位置８０３及び８０５の間において、包絡線は、最も低い供給電圧を下回っている。 そのような時間間隔では、増幅器に対する供給電圧を補正回路によりトラッキングする必要はない。 従って、本発明の実施形態はこの状態を検出し、この状態の存在を利用して、後述するように直流復元処理を行う。

減算器５１２は、線１２０における現在の供給電圧から、線３３２における基準信号を減算し、この差を１ビットアナログ−デジタル変換器５０８に送出する。 最上位ビットにより、現在の包絡線レベルが最も低い供給電圧を上回っているか又は下回っているかを特定し、包絡線クランプのオフレベルは、時間に応じた積分により細かく制御される。

ＤＳＰが適切な条件を検出するのに応答して、コマンド信号が、線５１８を介してＶｄｄクランプ回路５１４に送出され、クランプ手段５２０を順番にオンにするよう制御する。 クランプ手段５２０がオンの場合、クランプ手段５２０は、交流増幅器３１２の線３３０における出力を既知の基準レベル、好ましくはグラウンドに引き寄せる。 クランプ手段５２０はトランジスタであることが好ましい。

直流クランプ処理の目的は、経時的な直流エラーの増加を防ぐため、増幅器３１２を既知の状態にリセットすることである。 上述の通り、好適な実施形態ではこれが実現される。 しかし、直流クランプ処理に代えて、他の技術を用いることもできる。 例えば、供給電圧選択部１０６に対する複数の電源の調整を遅くしたり、直列のパストランジスタを用いたりすること等により直流をフィードバックすることができる。 従って、直流クランプ処理の間隔として、所定時間が割り当てられる。

ＲＦ増幅器に電流を送る際の実際の低供給電圧レベルと、包絡線検出器１０４におけるクランプレベルにより当初推測されたレベルとの間には不確実性が存在するのが常であることから、上記比較は、実際上の任意の実施形態におけるクランプ処理時間において現在の供給電圧及び低供給電圧の間に接続された導体及び各構成要素における電圧降下を許容するために必要である。 比較器５１２はこれを補正し、包絡線検出器１０４が、実際の低供給電圧と同等のレベルでクランプオフされることを確実にする。

線５０６における信号は、ＤＳＰ５００の積算器において開閉制御されることが好ましい。 この積算器の出力は、線５１８における振幅基準デジタル出力のクランプレベルを設定する。 これにより、基準ＤＡＣ３０６のクランプレベルを変化させる。 従って、この積算により、理論供給電圧（例えば、７Ｖ）ではなく、実際の供給電圧（例えば、６．５Ｖ）においてクランプオフが起こるように、供給電圧における変化が補償される。 よって、積算器は、クランプオフ電圧が、供給電圧選択部１０６における最も低い供給入力の値から、供給電圧選択部１０６における他の電圧降下を差し引いた値と同等となるようにクランプを調整する。

クランプ処理の間、交流フィードバック出力の値は、クランプ処理の間にオンとされるスイッチ５２０によりゼロに設定される。 この直流復元処理により、有限の低カットオフ周波数で増幅器を使用することができる。

エラー波形は、増幅器３１２等のバンドパス交流増幅器の使用を意味する平坦な周波数スペクトルを示すが、増幅器は低周波数成分に追従することができないため大きな残余エラーを生じさせる可能性がある。 クランプ処理期間中に交流出力をクランプし、増幅器３１２の低周波数時間定数がクランプ時間を超える場合、正確なトラッキングが可能となる。

図７には、直流クランプ処理を用いる本実施形態において実現される効果が示されている。 図７の曲線８０２は、ＲＦ入力信号の包絡線を示す。 直線８０４ａ、８０４ｂは、クランプ処理がなされたＤＡＣレベルの調整、即ち、直流を除去した効果を示す。

低周波数におけるエラーの別の大きな原因は、ＤＳＰ５００で予測されたスプライス電圧（ｓｐｌｉｃｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ）と、供給電圧選択部１０６の出力に存在する電圧とのミスマッチである。 これは、スライス閾値におけるエラーと同等である。 上述のように、スプライサ適応アルゴリズムは、スライス閾値における上記エラーを除去する。

好ましい実施形態としての別のＤＳＰ調整は、図３の遅延素子３０４により示されるように、また、上述したように、供給電圧選択部１０６の出力に対してＤＡＣの包絡線基準波形の出力を遅延させることである。

図８には、遅延バランス回路の一実施形態が示されている。 この実施形態には、フィードバック／補正回路における直流レベルのクランプ処理のために図６で導入された改変を含む。 交流増幅器３１２の出力は最小化されるため、遅延バランス回路は、最大効率をもたらすように構成することが好ましい。 図８の好適な実施形態には、図６の好適な実施形態の適切な改変が示される。 図８には、本実施形態を理解するのに必要な構成要素のみが示されている。

図８において、本実施形態のデジタルシグナルプロセッサ５００は、補間器６０２と、時間差分器６０４と、乗算器６０８と、加算器６０６と、スプライス制御部６１０と、包絡線レベル発生源６１２とを有する。 包絡線レベル発生源６１２は、基準包絡線を生成するものであり、図１及び図３を参照して上述したような生成処理を行うことが好ましいことが理解されよう。

本実施形態では、図８に示されたＤＳＰ５００の各構成要素は、遅延バランス処理を実行するものとして機能する。

包絡線レベル発生源６１２により生成された包絡線基準波形は、線６１４を介して補間器６０２に送出され、補間器６０２から線６１６を介して時間差分器６０４へと出力される。 線６１６における出力は、線３３２を介してＤＡＣ３０６にも入力される。 線６２２に対する時間差分器６０４の出力は、包絡線基準波形の時間導関数(ｔｉｍｅ ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ)を含む。

線６２２における包絡線基準波形の時間導関数は、乗算器６０８において、１ビットＡＤＣ５０８から線５０６を介して出力された単一ビットのエラー信号と乗算される。 乗算の結果は、乗算器６０８の出力として線６２０に出力される。

線６２０における乗算の結果は、積算器として機能する加算器６０６に対する第１の入力を構成する。 線６１８に対する加算器６０６の出力はフィードバックされ、加算器６０６に対する第２の入力を構成する。 線６１８における積算後の出力は、補間器６０２への入力とされ、基準波形の遅延を制御する。

サブサンプル間隔遅延変換（ｓｕｂ−ｓａｍｐｌｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ ｄｅｌａｙ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）は、補間器６０２における基準波形の補間により実現される。

要するに、図８は、図６の直流クランプ制御を含む図３の遅延素子３０４の好適な実施形態を示す。 遅延素子３０４の別の実施形態は、当業者にとって明らかであろう。

上述した実施形態により、ＲＦ増幅ステージ１００は、電力及び帯域の制限の中で、複数の搬送波を用いるケース（ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ ｃａｓｅｓ）の大部分で外部からの調整無しに動作することが可能となる。 しかし、図８のＤＳＰ５００の動作モードを自動的に変化させることを要する特定のケースが２つある。 いくつかの改変として、一定の包絡線又はゆっくりと変化する信号に対する正確な包絡線トラッキングを要するものがある。 そのような信号の例としてはＧＰＲＳ（ｇｅｎｅｒａｌ ｐａｃｋｅｔ ｒａｄｉｏ ｓｅｒｖｉｃｅｓ）があり、このＧＰＲＳでは、１つの搬送波のみ又は２つの接近した搬送波が増幅されることを要する。 そのような事案では、クランプ処理の間隔は非常に長くなり得る。 このため、最も接近した供給電圧間でのセカンドオーダーデルタシグマパルス幅変調（ｓｅｃｏｎｄ ｏｒｄｅｒ ｄｅｌｔａ ｓｉｇｍａ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がスプライサ制御モジュール６１０により実行された時点で、ＤＳＰがタイムアウト処理を行うことを要する。 最小の高周波包絡線電力が存在するため、パルス幅変調の使用は、そのような事案において許容され得る。

同じ振幅の２つの搬送波が存在するが、大きな周波数間隔により離れている場合は別の事案となるが、包絡線の深さは、最小の供給クランプに到達するのには十分ではない。 この場合、クランプレベルは、次に高い供給レベルに移動し、他の機能は全て上記複数の搬送波を用いるケースと同じである。

最後に、図９には、本発明により実現される効率の改善が示される。 図９は、電力増幅器の供給電圧に対する電力増幅器の効率を示す。 図９に示すように、太線７０４は、本発明における供給電圧の切替えを示し、細線７０２は、先行技術における供給電圧の範囲を示す。

図９の曲線７０６は、クラスＧの増幅器である増幅器３１２を用いて、複数の供給電圧が使用される際に達成され得る重要な効果を示す。 供給電圧の種類が増えると、供給電圧レベル間の効率の低下は、供給電圧の種類が少ない場合の「鋸刃状」波形７０４というよりもむしろ波状となる。

ＲＦ増幅器１０２は、アンテナ等のＲＦ負荷を作動することが好ましい。

本発明について、特定の好適な実施形態を参照して説明した。 しかし、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。 本発明は、ＲＦ増幅器に関連する特定の用途を有するものであるが、そのような実施形態には限定されない。 本発明は、供給電圧が切り替えられ、選択可能なあらゆる場合において効果がある。

ＲＦ増幅器を用いて上述した好適な実施形態は、ＲＦ増幅器により駆動される特定の負荷に限定されない。 しかし、一般的には、ＲＦ増幅器がアンテナを駆動する用途が想定される。 このため、本発明は、移動通信の分野を含む通信分野での使用において特に効果がある。

本発明の思想を具体化した無線周波数（ＲＦ）増幅ステージのブロック図である。

包絡線トラッキングにおける供給電圧を変化させる思想及びこれに伴う課題を示す図である。

本発明によりもたらされる効率向上の原理を示す図である。

図１に示した本発明に係るＲＦ増幅ステージのより詳細な実施形態であって補正経路を含むものを示す図である。

図１に示した補正経路を改良した実施形態を示す図である。

図５（ａ）及び図５（ｂ）は、本発明の実施形態における補正経路の別の実施形態を示す図である。

図１のＲＦ増幅ステージにおける直流制御ループの実施形態を示す図である。

本発明の好適な実施形態における動作原理を示す図である。

図１のＲＦ増幅ステージにおける時間遅延素子の実施形態を示す図である。

図１の実施形態のＲＦ増幅ステージにおける効率の向上を示す図である。

符号の説明

１００…無線周波数（ＲＦ）増幅ステージ１０２…ＲＦ増幅器１０４…包絡線検出器（基準信号生成手段）
１０６…供給電圧選択部（選択手段） １０８…供給電圧調整部（調整手段）
３０２、３０４…遅延素子 ３１０…アイドラー（補間手段）
３１２…交流増幅器 ３１４、３１８…加算器（加算手段）
３２０…高周波（ＨＦ）増幅器３４２、３４４…フィードバック回路（補正回路）
５２０…クランプ手段 Ｖ ₁ 〜Ｖ ₄ …供給電圧