一种输出匹配网络可切换的功率放大器 |
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| 申请号 | CN201710807425.7 | 申请日 | 2017-09-08 | 公开(公告)号 | CN107453719A | 公开(公告)日 | 2017-12-08 |
| 申请人 | 广州慧智微电子有限公司; | 发明人 | 苏强; 陈思弟; 徐柏鸣; 金海鹏; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种输出匹配网络可切换的功率 放大器 ，包括：输入切换 开关 、功率放大管、以及输出匹配网络；输入切换开关包括用于切换不同频段模式的两个以上输入开关，两个以上输入开关的一端分别连接不同的输入 信号 ，另一端均连接于功率放大管的基极；功率放大管的集 电极 连接输出匹配网络的输入端，输出匹配网络的输出端具有对应不同频段模式的两个以上输出端口； 功率放大器 工作于不同频段模式时，两个以上输入开关中一个闭合，其余断开，将闭合的输入开关连接的 输入信号 经功率放大管和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过功率放大器当前工作的频段模式对应的输出端口输出。本发明的功率放大器可减小芯片面积、减少损耗。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种输出匹配网络可切换的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器包括输入切换开关、功率放大管、以及输出匹配网络； |
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| 说明书全文 | 一种输出匹配网络可切换的功率放大器技术领域背景技术[0002] 在多模多频功率放大器芯片中，通常需要多路输出匹配网络对不同模式不同频率下功率放大器的性能进行优化。 [0003] 目前，常见的多模多频功率放大器芯片末级电路主要包括两个功率放大管、低频段(LB)输出匹配网络、高频段(HB)输出匹配网络、以及与两个输出匹配网络分别相连的两个开关。图1显示了常见的多模多频功率放大器电路的结构，如图1所示，功率放大管Q1的集电极连接低频段电路部分，低频段电路部分包括LB输出匹配网络以及与LB输出匹配网络输出端连接的低频段输出开关(LBOUT_SW)；功率放大管Q2的集电极连接高频段电路部分，高频段电路部分包括HB输出匹配网络以及与HB输出匹配网络输出端连接的高频段输出开关(HBOUT_SW)；LB输出匹配网络和HB输出匹配网络均包括若干电感和若干电容。 [0004] 当LBOUT_SW闭合、HBOUT_SW开启时，与低频段部分电路连接的功率放大管Q1工作；当HBOUT_SW闭合、LBOUT_SW开启时，与高频段部分电路连接的功率放大管Q2工作。 [0005] 可见，当其中一个频段电路工作时，另外一个频段电路就会闲置，这就意味着功率放大管Q1和功率放大管Q2其中一个处于闲置状态。由于功率放大管Q1和功率放大管Q2均位于同一个芯片中，当其中一个功率放大管闲置时，闲置功率放大管所对应的芯片部分就被浪费；此外，闲置的某一频段电路部分还会增加功率放大器的无源器件成本。 发明内容[0006] 为解决现有存在的技术问题，本发明实施例期望提供一种输出匹配网络可切换的功率放大器，能减小功率放大器芯片面积，节约无源器件的成本。 [0007] 本发明实施例的技术方案是这样实现的：一种输出匹配网络可切换的功率放大器，所述功率放大器包括输入切换开关、功率放大管、以及输出匹配网络。 [0008] 所述输入切换开关包括用于切换不同频段模式的两个以上输入开关，两个以上输入开关的一端分别连接不同的输入信号，另一端均连接于所述功率放大管的基极；所述功率放大管的集电极连接输出匹配网络的输入端；所述输出匹配网络的输出端具有对应不同频段模式的两个以上输出端口。 [0009] 所述功率放大器工作于不同频段模式时，两个以上输入开关中一个闭合、其余断开，将闭合的输入开关连接的输入信号经功率放大管和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过所述功率放大器当前工作的频段模式对应的输出端口输出。 [0010] 上述方案中，输入切换开关包括两个输入切换开关，所述两个输入切换开关为高频段输入开关和低频段输入开关；所述输出匹配网络的输出端具有对应高频段模式的高频段输出端口、以及对应低频段模式的低频段输出端口。 [0011] 所述功率放大器工作于高频段模式时，所述高频段输入开关闭合，所述低频段输入开关断开，将高频段输入开关连接的输入信号经功率放大管和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过所述高频段输出端口输出； [0012] 所述功率放大器工作于低频段模式时，所述低频段输入开关闭合，所述高频段输入开关断开，将低频段输入开关连接的输入信号经功率放大管和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过所述低频段输出端口输出。 [0013] 上述方案中，输出匹配网络包括可切换陷波器和可切换负载匹配网络；其中，[0014] 所述可切换陷波器包括第一开关、第二开关及第一电容，所述第一开关和所述第二开关并联后与所述第一电容连接； [0015] 所述功率放大器工作于高频段模式时，所述第一开关闭合，所述第二开关开启；所述功率放大器工作于低频段模式时，所述第一开关开启，所述第二开关闭合； [0016] 或者，所述功率放大器工作于高频段模式时，所述第一开关和所述第二开关均闭合；所述功率放大器工作于低频段模式时，所述第一开关开启，所述第二开关闭合； [0017] 或者，所述功率放大器工作于高频段模式时，所述第一开关闭合，所述第二开关开启；所述功率放大器工作于低频段模式时，所述第一开关和所述第二开关均闭合； [0018] 所述可切换负载匹配网络包括第一电感、第二电容、第三电容、第三开关，所述第一电感串联所述第二电容，所述第三电容和所述第三开关串联后与所述第二电容并联。 [0019] 上述方案中，所述可切换负载匹配网络还包括第二电感、第四开关和第五开关； [0020] 所述第二电感的一端连接所述可切换负载匹配网络中第三电容的输出端； [0021] 所述第二电感的另一端与所述第四开关的输入端和所述第五开关的输入端均连接； [0022] 所述第四开关输出端经由第一匹配网络连接高频段输出端口；所述第五开关输出端经由第二匹配网络连接低频段输出端口。 [0023] 上述方案中，所述可切换负载匹配网络还包括第二电感、第四开关和第五开关； [0024] 所述第二电感的一端连接所述可切换负载匹配网络中第三电容的输出端； [0025] 所述第二电感的另一端与所述第四开关的输入端和所述第五开关的输入端均连接； [0026] 所述第四开关的输出端直接连接高频段输出端口；所述第五开关的输出端直接连接低频段输出端口。 [0027] 上述方案中，所述第一匹配网络包括一个以上电感和一个以上电容。 [0028] 上述方案中，所述第二匹配网络包括一个以上电感和一个以上电容。 [0029] 本发明实施例提供的输出匹配网络可切换的功率放大器，在输出匹配网络中设置一个可切换的功率放大器，使不同频段模式共用同一个功率放大管；具体的，通过功率放大管输入端连接的两个以上输入开关来选择不同频段模式的输入信号，并由功率放大管输出端连接的输出匹配网络及两个以上输出开关选择与输入端对应的频段模式输出。这样，由于同一个功率放大管及其连接的输出匹配网络供不同频段模式共用，功率放大管的输入端和输出端通过切换开关选择所需的频段模式，可在满足不同频段信号输出的同时采用较小尺寸的芯片，克服了现有技术中两个功率放大管导致的芯片面积过大的缺陷，进而节约了功率放大器的无源器件成本，且适用范围更广。附图说明 [0030] 图1为现有功率放大器的组成结构示意图； [0031] 图2为本发明实施例提供的一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图； [0032] 图3为本发明实施例提供的又一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图； [0033] 图4为本发明实施例提供的另一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图。 具体实施方式[0034] 为了能够更加详尽地了解本发明实施例的特点与技术内容，下面结合附图对本发明实施例的实现进行详细阐述，所附附图仅供参考说明之用，并非用来限定本发明。 [0035] 在本发明实施例记载中，需要说明的是，除非另有说明和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，可以是电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。 [0036] 本发明实施例提供的功率放大器包括：输入切换开关、功率放大管、以及输出匹配网络；其中， [0037] 所述输入切换开关包括用于切换不同频段模式的两个以上输入开关，两个以上输入开关的一端分别连接不同的输入信号，另一端均连接于所述功率放大管的基极；所述功率放大管的集电极连接输出匹配网络的输入端；所述输出匹配网络的输出端具有对应不同频段模式的两个以上输出端口； [0038] 所述功率放大器工作于不同频段模式时，两个以上输入开关中一个闭合、其余断开，将闭合的输入开关连接的输入信号经功率放大管和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过所述功率放大器当前工作的频段模式对应的输出端口输出。下文均以输入切换开关包括两个输入开关为例进行说明，当输入切换开关包括多个输入开关时，实现原理类似。 [0039] 图2是本发明实施例提供的一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图，如图2所示，两个输入开关为高频段输入开关(HBIN_SW)和低频段输入开关(LBIN_SW)；HBIN_SW和LBIN_SW的一端分别连接不同的输入信号，HBIN_SW连接输入信号HBIN，LBIN_SW连接输入信号LBIN；HBIN_SW和LBIN_SW的另一端均连接功率放大管Q的基极；功率放大管Q的集电极通过电感连接到电源，同时连接输出匹配网络的输入端，输出匹配网络的输出端包括对应高频段模式的高频段输出端口(HBOUT)、以及对应低频段模式的低频段输出端口(LBOUT)；功率放大管Q的发射极接地。 [0040] 具体的，当功率放大器用于全球移动通信系统(GSM，Global System forMobile Communication)时，所述高频段模式为GSM高频段模式，低频段模式为GSM低频段模式。 [0041] 当功率放大器工作于GSM高频段(HB)模式时，HBIN_SW闭合，LBIN_SW断开，HBIN_SW连接的输入信号HBIN输入，经功率放大管Q和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过HBOUT输出； [0042] 当功率放大器工作于GSM低频段(LB)模式时，LBIN_SW闭合，HBIN_SW断开，LBIN_SW连接的输入信号LBIN输入，经功率放大管Q和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过LBOUT输出。 [0043] 这里，输出匹配网络包括切换陷波器和可切换负载匹配网络；其中，可切换滤波器包括第一开关(SW1)、第二开关(SW2)及第一电容C1，SW1和SW2并联后与第一电容C1连接，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1闭合，SW2开启；第一电容C1和SW1共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1开启，SW2闭合；第一电容C1和SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。实际应用中，SW1和SW2可以交换位置使用。 [0044] 或者，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1和SW2均闭合；此时，第一电容C1、SW1以及SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1开启，SW2闭合；此时，第一电容C1和SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。 [0045] 或者，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1闭合，SW2开启；此时，第一电容C1和SW1共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1和SW2均闭合；此时，第一电容C1、SW1以及SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。 [0046] 实际应用中，SW1和SW2可以交换位置使用。 [0047] 可切换负载匹配网络包括第一电感L1、第二电容C2、第三电容C3、第三开关(SW3)；第一电感L1串联第二电容C2，第三电容C3和SW3串联后与第二电容C2并联；第一电感L1和第二电容C2构成输出匹配网络的前半部分，SW3和第三电容C3用于调节前半部分匹配网络不同频段的匹配。 [0048] 具体的，当SW3开启时，输入信号从第一电感L1的输出端抵达第二电容C2，不会抵达第三电容C3；那么，可切换负载匹配网络的等效电容的值为第二电容C2。 [0049] 当SW3闭合时，输入信号从第一电感L1的输出端抵达第二电容C2以及第三电容C3，那么，可切换负载匹配网络的等效电容的值为第二电容C2与第三电容C3之和。 [0050] 这里，SW3的断开和闭合能够改变可切换负载匹配网络的等效电容的大小，进而能够满足不同频率的阻抗匹配，实现可切换的匹配操作。也就是说，低频段电路所需电容的值可设置为第二电容C2与第三电容C3之和；高频段电路所需电容的值为第二电容C2；实际应用中，低频段电路和高频段电路所需电容的值也可以互换。 [0051] 此外，可切换负载匹配网络还包括第二电感L2、第四开关(SW4)和第五开关(SW5)，第二电感L2的一端连接可切换负载匹配网络中第三电容C3的输出端，；第二电感L2另一端与SW4的输入端和SW5的输入端均连接；SW4的输出端经由第一匹配网络连接HBOUT；SW5的输出端经由第二匹配网络连接LBOUT。 [0052] 在实际应用中，对于开关来讲，一般都会存在寄生电阻，如果将开关放置于靠近功率放大管Q的地方，其寄生电阻对匹配网络的负载阻抗产生重要影响。因此，本发明实施例中的SW4和SW5的输入端均与第二电感L2的一端连接，也就是说，SW4和SW5设置于输出匹配网络远离功率放大管Q的地方；这样，输出匹配网络能够有效地减小插入损耗。这里，并联的两个匹配网络分别连接对应不同频段模式的输出端口，两个匹配网络能够将高阻抗变换到低阻抗；两个匹配网络可设置为相同结构，也可设置为不同结构；配合可切换负载匹配网络的组成器件完成不同频率的阻抗匹配操作，进一步有效地减少插入损耗。 [0053] 图3是本发明实施例提供的又一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图，与图2所示的一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图不同，SW4的输出端无需经过第一匹配网络，直接连接HBOUT；同样，SW5的输出端也无需经过第二匹配网络，直接连接LBOUT。如图3所示：两个输入开关为HBIN_SW和LBIN_SW；HBIN_SW和LBIN_SW的一端分别连接不同的输入信号，HBIN_SW连接输入信号HBIN，LBIN_SW连接输入信号LBIN；HBIN_SW和LBIN_SW的另一端均连接功率放大管Q的基极；功率放大管Q的集电极通过电感连接到电源，同时连接输出匹配网络的输入端，输出匹配网络的输出端包括对应高频段模式的HBOUT、以及对应低频段模式的LBOUT；功率放大管Q的发射极接地。 [0054] 具体的，当功率放大器用于GSM时，所述高频段模式为GSM HB模式，低频段模式为GSM LB模式。 [0055] 当功率放大器工作于GSM HB模式时，HBIN_SW闭合，LBIN_SW断开，HBIN_SW连接的输入信号HBIN输入，经功率放大管Q和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过HBOUT输出； [0056] 当功率放大器工作于GSM LB模式时，LBIN_SW闭合，HBIN_SW断开，LBIN_SW连接的输入信号LBIN输入，经功率放大管Q和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过LBOUT输出。 [0057] 这里，输出匹配网络包括切换陷波器和可切换负载匹配网络；其中，可切换滤波器包括SW1、SW2及第一电容C1，SW1和SW2并联后与第一电容C1连接，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1闭合，SW2开启；第一电容C1和SW1共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1开启，SW2闭合；第一电容C1和SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。实际应用中，SW1和SW2可以交换位置使用。 [0058] 或者，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1和SW2均闭合；此时，第一电容C1、SW1以及SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1开启，SW2闭合；此时，第一电容C1和SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。 [0059] 或者，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1闭合，SW2开启；此时，第一电容C1和SW1共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1和SW2均闭合；此时，第一电容C1、SW1以及SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。 [0060] 实际应用中，SW1和SW2可以交换位置使用。 [0061] 可切换负载匹配网络包括第一电感L1、第二电容C2、第三电容C3及SW3；第一电感L1串联第二电容C2，第三电容C3和SW3串联后与第二电容C2并联；第一电感L1和第二电容C2构成输出匹配网络的前半部分，SW3和第三电容C3用于调节前半部分匹配网络不同频段的匹配。 [0062] 具体的，当SW3开启时，输入信号从第一电感L1的输出端抵达第二电容C2，不会抵达第三电容C3；那么，可切换负载匹配网络的等效电容的值为第二电容C2。 [0063] 当SW3闭合时，输入信号从第一电感L1的输出端抵达第二电容C2以及第三电容C3，那么，可切换负载匹配网络的等效电容的值为第二电容C2与第三电容C3之和。 [0064] 这里，SW3的断开和闭合能够改变可切换负载匹配网络的等效电容的大小，进而能够满足不同频率的阻抗匹配，实现可切换的匹配操作。 [0065] 也就是说，低频段电路所需电容的值可设置为第二电容C2与第三电容C3之和；高频段电路所需电容的值为第二电容C2；实际应用中，低频段电路和高频段电路所需电容的值也可以互换。 [0066] 此外，可切换负载匹配网络电路还包括第二电感L2、SW4和SW5，第二电感L2的一端连接可切换负载匹配网络中第三电容C3的输出端，第二电感L2另一端与SW4的输入端和SW5的输入端均连接。 [0067] 这样设置可以减少电感和电容的数量，节约功率放大器的无源器件，降低成本。 [0068] 在实际应用中，对于开关来讲，一般都存在寄生电阻，如果将开关放置于靠近功率放大管Q的地方，其寄生电阻对匹配网络的负载阻抗产生重要影响。因此，本发明实施例中的SW4和SW5的输入端均与第二电感L2的一端连接，也就是说，SW4和SW5设置于输出匹配网络电路远离功率放大管Q的地方；这样，输出匹配网络能够有效地减小插入损耗。 [0069] 图4是本发明实施例提供的另一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图，与图3所示的一种输出匹配网络可切换的功率放大器的组成结构示意图不同，SW4的输出端经由一个以上电感和一个以上电容连接HBOUT；SW5的输出端经由一个以上电感和一个以上电容连接LBOUT。如图4所示：两个输入开关为HBIN_SW和LBIN_SW；HBIN_SW和LBIN_SW的一端分别连接不同的输入信号，HBIN_SW连接输入信号HBIN，LBIN_SW连接输入信号LBIN；HBIN_SW和LBIN_SW的另一端均连接功率放大管Q的基极；功率放大管Q的集电极通过电感连接到电源，同时连接输出匹配网络的输入端，输出匹配网络的输出端包括对应高频段模式的HBOUT、以及对应低频段模式的LBOUT；功率放大管Q的发射极接地。 [0070] 具体的，当功率放大器用于GSM时，所述高频段模式为GSM HB模式，低频段模式为GSM低频段模式。 [0071] 当功率放大器工作于GSM HB模式时，HBIN_SW闭合，LBIN_SW断开，HBIN_SW连接的输入信号HBIN输入，经功率放大管Q和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过HBOUT输出； [0072] 当功率放大器工作于GSM LB模式时，LBIN_SW闭合，HBIN_SW断开，LBIN_SW连接的输入信号LBIN输入，经功率放大管Q和输出匹配网络，完成信号放大及输出负载匹配后，通过LBOUT输出。 [0073] 这里，输出匹配网络包括可切换陷波器和可切换负载匹配网络；其中，可切换滤波器包括SW1、SW2及第一电容C1，SW1和SW2并联后与第一电容C1连接，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1闭合，SW2开启；第一电容C1和SW1共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1开启，SW2闭合；第一电容C1和SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。实际应用中，SW1和SW2可以交换位置使用。 [0074] 或者，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1和SW2均闭合；此时，第一电容C1、SW1以及SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1开启，SW2闭合；此时，第一电容C1和SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。 [0075] 或者，当功率放大管Q工作于GSM HB模式时，SW1闭合，SW2开启；此时，第一电容C1和SW1共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。当功率放大管Q工作于GSM LB模式时，SW1和SW2均闭合；此时，第一电容C1、SW1以及SW2共同构成切换陷波器，用于滤除功率放大器产生的谐波。 [0076] 实际应用中，SW1和SW2可以交换位置使用。 [0077] 可切换负载匹配网络包括第一电感L1、第二电容C2、第三电容C3及SW3；第一电感L1串联第二电容C2，第三电容C3和SW3串联后与第二电感C2并联；第一电感L1和第二电容C2构成输出匹配网络的前半部分，SW3和第三电容C3用于调节前半部分匹配网络不同频段的匹配。 [0078] 具体的，当SW3开启时，输入信号从第一电感L1的输出端抵达第二电容C2，不会抵达第三电容C3；那么，可切换负载匹配网络的等效电容的值为第二电容C2。 [0079] 当SW3闭合时，输入信号从第一电感L1的输出端抵达第二电容C2以及第三电容C3，那么，可切换负载匹配网络的等效电容的值为第二电容C2与第三电容C3之和。 [0080] 这里，SW3的断开和闭合能够改变可切换负载匹配网络的等效电容的大小，进而能够满足不同频率的阻抗匹配，实现可切换的匹配操作。 [0081] 也就是说，低频段电路所需电容的值可设置为第二电容C2与第三电容C3之和；高频段电路所需电容的值为第二电容C2；实际应用中，低频段电路和高频段电路所需电容的值也可以互换。 [0082] 此外，可切换负载匹配网络还包括第二电感L2、SW4和SW5，第二电感L2的一端连接可切换负载匹配网络中第三电容C3的输出端；第二电感L2另一端与SW4的输入端和SW5的输入端均连接；SW4的输出端经由一个以上电感和一个以上电容连接HBOUT；SW5的输出端经由一个以上电感和一个以上电容连接LBOUT，一个以上电感和一个以上电容在可切换输出匹配网络中能够增加阻抗匹配的调整范围。 [0083] 在实际应用中，由于开关存在寄生电阻，寄生电阻影响匹配网络的负载阻抗，增加插入损耗；当开关距离功率放大管Q越近，产生的寄生电阻对匹配网络的负载阻抗影响越大，插入损耗就越多。也就是说，SW4和SW5设置于输出匹配网络远离功率放大管Q的地方；这样，输出匹配网络能够有效地减小插入损耗。 [0084] 由于本发明实施例实现了仅有一个功率放大管Q的功率放大器电路，克服了现有技术中两个功率放大管导致的芯片面积过大；其中闲置的功率放大管所位于的芯片部分浪费的缺陷，同时本发明实施例实现简单方便，降低了功率放大器的无源器件成本，适用范围更广。 |
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