一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器及双状态匹配方法 |
|||||||
| 申请号 | CN201710450466.5 | 申请日 | 2017-06-15 | 公开(公告)号 | CN107453714A | 公开(公告)日 | 2017-12-08 |
| 申请人 | 江苏大学; | 发明人 | 夏景; 陈晓恩; 祝帅雷; 孔娃; 丁大维; 杨利霞; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种基于双状态匹配的Doherty功率 放大器 及其设计方法，包括 功率分配器 、载波放大 电路 、峰值放大电路和合路负载。功率分配器两个输出端分别连接载波放大电路和峰值放大电路的输入端；载波放大电路由载波 相位 补偿线、载波输入匹配网络、载波功放管、载波输出双状态匹配网络依次 串联 组成；峰值放大电路由峰值相位补偿线、峰值功放管、峰值输出双状态匹配网络依次串联组成；载波放大电路的输出端与峰值放大电路的输出端与合路负载直接相连。载波和峰值输出双状态匹配网络由双状态匹配方法设计。本发明省略了传统Doherty 功率放大器 输出端的补偿线和λ/4阻抗变换线，减小了电路尺寸，降低了输出端的功率损耗，提高了效率。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器，包括功率分配器(10)、载波放大电路(20)、峰值放大电路(30)和合路负载(40)；其特征在于：所述功率分配器(10)两个输出端分别与载波放大电路(20)和峰值放大电路(30)的输入端连接，所述载波放大电路(20)和峰值放大电路(30)的信号输出端直接与合路负载(40)相连；所述载波放大电路(20)由载波相位补偿线(201)、载波输入匹配网络(202)、载波功放管(203)、载波输出双状态匹配网络(204)依次串联连接组成；所述峰值放大电路(30)由峰值相位补偿线(301)、峰值输入匹配网络(302)、峰值功放管(303)和峰值输出双状态匹配网络(304)依次串联连接组成。 |
||||||
| 说明书全文 | 一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器及双状态匹配方法 技术领域背景技术[0002] 为了适应调制信号的高峰均比，在功率放大器的设计中要求功率放大器在回退时仍保持较高的效率，在各种提高功率放大器效率的技术中，Doherty功率放大器能够在功率回退时有较高的效率，既保证了通讯信号的线性度，又能保持较高的工作效率。Doherty功率放大器因结构简单，性能卓越且成本较低而成为当今无线通信所采用功率放大器的主流形式，并得到广泛应用。因此，在当前技术上进一步减小Doherty功放的尺寸，减少损耗，节约生产成本具有重要意义。 [0003] 传统的Doherty功率放大器的结构框图如图1所示，长度为λ/4的35Ω阻抗变换线的作用是把标准负载阻抗50Ω变换为25Ω，长度为λ/4的50Ω阻抗变换线的作用是保证在低功率状态下，载波放大器的负载阻抗为100Ω。由于实际的晶体管漏极处存在漏极电容和引线电感等寄生参数，只通过理想Doherty功率放大器中的λ/4阻抗变换线无法使载波放大器达到预期的负载调制效果。在载波放大器与λ/4阻抗变换线之间增加一段补偿线，通过调整补偿线的长度，可对晶体管漏极寄生参数进行补偿，以达到预期的负载调制。由于峰值放大器未开启时的输出阻抗通常比较小，与载波放大器合路后，可能会引起载波放大器负载阻抗的变化以及引起功率泄漏，降低Doherty放大器的性能。在峰值放大器与合路端之间也增加一段补偿线，通过调整补偿线的长度，可以保证峰值放大器未开启时呈现开路状态，减小功率泄漏。 [0004] 然而，发明人在研究中发现，传统Doherty功率放大器中的补偿线和λ/4阻抗变换线增大了电路尺寸，增加了损耗，降低了效率。另外，载波放大器中的补偿线和λ/4阻抗变换线会使宽带内的输出阻抗分布不一致，且偏离中心频率越远，阻抗变化越剧烈，同理，对于峰值放大器亦是如此，不利于拓宽Doherty功率放大器的带宽。因此，取消补偿线和λ/4波长阻抗变换线对于Doherty功率放大器设计具有十分重要的意义。 发明内容[0005] 本发明的目的在于提供一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器及双状态匹配方法，以减小Doherty功率放大器的尺寸，降低损耗和生产成本，提高效率。 [0006] 为了解决以上技术问题，本发明通过设计满足Doherty功率放大器回退和饱和时阻抗匹配要求的双状态匹配网络，省略了传统Doherty功率放大器输出端的补偿线以及λ/4波长阻抗变换线，从而减小Doherty功率放大器的尺寸，提高了效率，具体方案如下： [0007] 一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器，包括功率分配器(10)、载波放大电路(20)、峰值放大电路(30)和合路负载(40)；其特征在于：所述功率分配器(10)两个输出端分别与载波放大电路(20)和峰值放大电路(30)的输入端连接，所述载波放大电路(20)和峰值放大电路(30)的信号输出端直接与合路负载(40)相连；所述载波放大电路(20)由载波相位补偿线(201)、载波输入匹配网络(202)、载波功放管(203)、载波输出双状态匹配网络(204)依次串联连接组成；所述峰值放大电路(30)由峰值相位补偿线(301)、峰值输入匹配网络(302)、峰值功放管(303)和峰值输出双状态匹配网络(304)依次串联连接组成。 [0008] 所述功率分配器(10)将能量等分或不等分地分配给载波放大电路(20)和峰值放大电路(30)。 [0009] 所述功率分配器(10)与载波输入匹配网络(202)和峰值输入匹配网络(302)之间设有载波相位补偿线(201)和峰值相位补偿线(301)，分别调节上路和下路信号相位差。 [0010] 所述载波输出双状态匹配网络(204)和峰值输出双状态匹配网络(304)由双状态匹配方法设计，可满足Doherty功率放大器在回退和饱和两种状态下的匹配，从而无需使用传统Doherty功率放大器中的补偿线和λ/4阻抗变换线。 [0011] 所述载波放大电路(20)的载波输出双状态匹配网络(204)直接与合路负载(40)连接。 [0012] 所述峰值放大电路(30)的峰值输出双状态匹配网络(304)直接与合路负载(40)连接。 [0013] 一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器的双状态匹配方法，其特征在于所述双状态匹配方法包括以下步骤： [0014] 步骤一，确定输出匹配网络在回退和饱和两个状态下的输入阻抗和输出阻抗：以载波输出双状态匹配网络(204)为例，通过负载牵引获取载波双状态匹配网络(204)在回退时和饱和时的输入阻抗Z'c-back、Z'c-sat；根据有源负载调制原理得到载波双状态匹配网络(204)在回退时和饱和时的输出阻抗Zc-back、Zc-sat； [0015] 步骤二，计算输出匹配网络的网络参数：载波输出双状态匹配网络(204)双端口的电压和电流的关系可以用Z矩阵表示，化简可以得到用Z矩阵参数表示的输入端口阻抗Zc-sat、Zc-back和输出端口阻抗Z'c-sat、Z'c-back之间的关系式；若载波输出双状态匹配网络(204)为无耗互易的双端口网络，可以将Z参数转化为S参数，通过上述关系式可以求解得到载波输出双状态匹配网络(204)的S参数中的S11和相移θ21； [0016] 步骤三，设计输出匹配网络：由求解得到的S11和相移θ21设计载波输出双状态匹配网络(204)来满足载波放大电路在回退和饱和两个状态下的阻抗匹配要求；同理，利用类似的方法设计峰值输出双状态匹配网络(304)。 [0017] 与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益效果： [0018] (1)减小了电路的尺寸，降低了损耗，提高了效率。对于传统的Doherty功率放大器，λ/4阻抗变换线和补偿线增大了电路尺寸，增加了损耗，降低了效率。本发明采用双状态匹配方法省略了传统Doherty功率放大器输出端的补偿线以及λ/4波长阻抗变换线，可以减小电路的尺寸，降低损耗，提高效率。 [0019] (2)增大了工作带宽。传统的Doherty功率放大器能够很好的提高功率回退时的效率，但λ/4阻抗变换线和补偿线会使宽带内的输出阻抗分布越散，不利于带宽的拓展。本发明省略了λ/4阻抗变换线和补偿线，避免了输出阻抗随频率偏移发生剧烈变化，可有效地提高放大器的工作带宽。附图说明 [0020] 图1传统Doherty功率放大器的结构框图。 [0021] 图2本发明的基于双状态匹配的Doherty功率放大器的结构框图。 [0022] 图3本发明的载波输出双状态匹配网络的双端口示意图。 [0023] 图4本发明实施例的载波输出双状态匹配网络的阻抗匹配图。 [0024] 图5本发明实施例与传统Doherty功率放大器的增益以及效率和输出功率对比关系图。 [0025] 图中：功率分配器10、载波放大电路20、峰值放大电路30、载波相位补偿线201、峰值相位补偿线301、载波输入匹配网络202、峰值输入匹配网络302、载波功放管203、峰值功放管303、载波输出双状态匹配网络204、峰值输出双状态匹配网络304、合路负载40。 具体实施方式[0026] 下面将结合附图和具体实施例对本发明的技术方案做进一步详细说明。 [0027] 图1为传统Doherty功放的结构框图。λ/4阻抗变换线和载波补偿线对Doherty功率放大器进行充分负载调制，峰值补偿线保证峰值放大器未开启时呈现开路状态，减小功率泄露。但是λ/4阻抗变换线和补偿线增加了电路的尺寸和损耗，降低了效率。 [0028] 图2所示为本发明的一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器，包括功率分配器10、载波放大电路20、峰值放大电路30；所述功率分配器10输出端分别与载波放大电路20和峰值放大电路30输入端连接；所述载波放大电路20由载波相位补偿线201、载波输入匹配网络202、载波功放管203、载波输出双状态匹配网络204依次串联连接组成；所述峰值放大电路30由峰值相位补偿线301、峰值输入匹配网络302、峰值功放管303和峰值输出双状态匹配网络304依次串联连接组成；所述载波放大电路20和峰值放大电路30的信号输出端直接与合路负载40相连。 [0029] 上述的双状态匹配Doherty功率放大器中，功率分配器10将能量等分或不等分地分配给载波放大电路20和峰值放大电路30。功率分配器10与载波输入匹配网络202和峰值输入匹配网络302之间设有载波相位补偿线201和峰值相位补偿线301，分别调节各支路的信号相位差。 [0030] 上述的双状态匹配的Doherty功率放大器，载波输出双状态匹配网络204和峰值输出双状态匹配网络304由双状态匹配方法设计，可满足Doherty功率放大器在回退和饱和两种状态下的匹配，从而无需使用传统Doherty功率放大器中的补偿线和λ/4阻抗变换线。 [0031] 上述的双状态匹配Doherty功率放大器中，载波放大电路20的载波输出双状态匹配网络204直接与合路负载40连接；峰值放大电路30的峰值输出双状态匹配网络304直接与负载连接40。 [0032] 上述的一种基于双状态匹配的Doherty功率放大器的双状态匹配方法，包括以下步骤： [0033] 步骤一，确定输出匹配网络在回退和饱和两个状态下的输入阻抗和输出阻抗。以载波输出双状态匹配网络204为例，通过负载牵引获取载波双状态匹配网络204在回退时和饱和时的输入阻抗Z'c-back、Z'c-sat；根据有源负载调制原理得到载波双状态匹配网络204在回退时和饱和时的输出阻抗Zc-back、Zc-sat。 [0034] 步骤二，计算输出匹配网络的网络参数。载波输出双状态匹配网络204的双端口模型如图3所示，其中Vc和V'c分别为两端口的电压。载波输出双状态匹配网络204的双端口电压和电流的关系可以用Z矩阵表示为 [0035] [0036] 具体的，可以得到双端口网络输入端口的阻抗Zc-sat、Zc-back和输出端口的阻抗Z'c-sat、Z'c-back的关系式： [0037] [0038] 若载波输出双状态匹配网络204为无损耗的双端口网络，Z矩阵参数可以由S参数的S11和相移θ21表示为 [0039] [0040] [0041] [0042] [0043] 具体的，将式(3)(4)(5)(6)带入式(2)，式(2)中有两个未知参量S11和θ21，载波输出双状态匹配网络的S11和相移θ21由方程组得到唯一解。 [0044] 步骤三，设计输出匹配网络。根据微波网络理论，由求解得到的S11和相移θ21可设计载波输出双状态匹配网络204来满足载波放大电路在回退和饱和两个状态下的阻抗匹配要求。同理，利用类似的方法设计峰值输出双状态匹配网络304。 [0045] 下面举一个实施例。 [0046] 本实施例是根据本发明设计的一款工作频率在2.5GHz的对称Doherty功率放大器。载波功放管203工作在AB类，峰值功放管303工作在C类，均采用CREE的HEMT功放管CGH40010，功率分配器将功率平均分给载波放大电路20和峰值放大电路30。 [0047] 图4为实施例的载波输出双状态匹配网络的阻抗匹配图，结合图3的载波输出双状态匹配网络的双端口示意图，在回退状态时的阻抗Z'c-back＝50Ω变换至回退时的最优阻抗Zc-back，使输出效率最大；随着输入功率的增大，载波放大电路进入饱和状态，在饱和状态下，阻抗Z'c-sat＝100Ω变换为饱和时的最优阻抗Zc-sat。两对阻抗一一对应，使载波放大电路在回退状态和饱和状态都保持较高的输出功率和效率。 [0048] 图5为本发明实施例与传统Doherty功率放大器的增益以及效率和输出功率对比关系图。带有空心圆形的线条表示本发明实施例的增益以及效率与输出功率的关系图，带有实心方形的线条表示传统Doherty功率放大器的增益以及效率与输出功率的关系图。从图中可以看出，本发明实施例的Doherty功率放大器效率明显高于传统Doherty功率放大器，增益也有所提高。与传统Doherty功率放大器相比，在提高效率的前提下，还减小了Doherty功放的尺寸。 |
||||||
