感应电流检测系统、感应电流检测方法及逆变器驱动装置 |
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| 申请号 | CN201611079465.6 | 申请日 | 2016-11-30 | 公开(公告)号 | CN106771480A | 公开(公告)日 | 2017-05-31 |
| 申请人 | 旋智电子科技(上海)有限公司; | 发明人 | 丹尼斯·西尼斯基; 虎聪; | ||||
| 摘要 | 本 申请 提供一种感应 电流 检测系统、感应电流检测方法及逆变器驱动装置。所述感应电流检测系统包括：逆变器感应 电路 ，具有电流感应器件；所述电流感应器件具有第一检测点和第二检测点；差分放大电路，用于从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入 电压 ，并将所述差分输入电压处理为差分 输出电压 后输出。相比于 现有技术 ，本申请所获得的差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声 信号 ，从而可用于检测逆变器的感应电流，提高感应电流检测的准确性。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种感应电流检测系统，用于检测逆变器的感应电流，其特征在于，所述感应电流检测系统包括： |
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| 说明书全文 | 感应电流检测系统、感应电流检测方法及逆变器驱动装置技术领域背景技术[0003] 测量精度是平稳控制高调速电机及其他逆变驱动系统的关键。特别地，这些测量方法应免于由大电机驱动装置产生的噪音的干扰。然而，现有的涉及电机电流的测量方法(用于测量电机电流的方法)要么是单端的要么会受到噪音影响。 [0004] 请参阅图1，在图1中，描绘了传统逆变器驱动电路，其带有一感应电阻。 [0005] 在该图式中，串联有高侧FET器件101、低侧FET器件102、以及感应电阻103，其中，高侧FET器件101的漏极连接于电源104， [0006] 高侧FET器件101的源极连接于低侧FET器件102的漏极并形成连接点106，连接点106用于与逆变器的输出端连接，低侧FET器件102的源极连接于感应电阻103的一端形成连接点107，而感应电阻103的另一端则连接于逆变器的接地端105。在这里我们用Rsense表示感应电阻103，其阻值通常是数十毫欧。 [0007] 该逆变器是由高侧FET器件101和低侧FET器件102的栅极来控制。 [0009] Vsense＝I·Rsense+GNDinv [0010] 其中，GNDinv为逆变器的接地端的电压。如此，即可通过测量Vsense来计算出感应电流I。 [0011] 请参阅图2，在图2中，显示了一种三相逆变器，其带有三个高侧FET器件101a、101b、101c，三个低侧FET器件102a、102b、102c，三个感应电阻103a、103b、103c，其中，高侧FET器件101a、低侧102a以及感应电阻103a串联，高侧FET器件101b、低侧FET器件102b以及感应电阻103b串联，高侧FET器件101c、低侧FET器件102c以及感应电阻103c串联，所有高侧FET器件101a、101b、101c的漏极是连接于电源端104，高侧FET器件101a、101b、101c的源极与对应的低侧FET器件102a、102b、102c的漏极相连接以形成连接点106a、106b、106c，这三个连接点106a、106b、106c用于与逆变器的三相输出端连接。低侧FET器件102a、102b、102c的源极与对应的感应电阻103a、103b、103c的一端相连接以形成连接点107a、107b、107c，感应电阻103a、103b、103c的另一端均连接于逆变器的接地端105。高侧FET器件101a、101b、 101c及低侧FET器件102a、102b、102c的栅极分别是由两两成对且非交迭驱动信号。 [0012] 再请参阅图1，如前所述，为测量负载的电流，须测量得到低侧FET 102与感应电阻103相连的连接点107处的感应电压。当该电流来自负载时，连接点107处的电压是高于接地电压的，当该电流是输送至负载时连接点107处的电压是负的。 [0013] 通常地，连接点107处的电压变化范围为±几百毫伏(常见为±700mv)。 [0014] 现有技术中感应电阻上的感应电压及放大处理方法可参阅图3，感应电阻103上的电压通过滤波电阻108而连接于放大器109的正输入端，同时，滤波电阻108与放大器109的正输入端之间还设有电平转换结构，在该电平转换结构中，包括相互串联的上电阻111和下电阻112，上电阻111的第一端连接于芯片电源端113，上电阻111的第二端连接于下电阻112的第一端并与滤波电阻108和放大器109的正输入端连接，下电阻112的第二端连接于接地端114。逆变器的接地端105通过增益电阻115而连接于放大器109的负输入端。放大器109的输出端通过反馈电阻116而连接于放大器109的负输入端。 [0015] 无论接地端114是安静的芯片接地端还是吵闹的逆变器接地端，放大器109的输出端19的电压输出值不只依赖于连接点107处的感应电压与逆变器的接地端105的电压差值，该电压差值是正比于负载的传导电流但也取决于非理想状态下的接地端电压的绝对值，因此，图3中的电路具有逆变器地面噪声泄漏到放大器的输出端。如此，在实际应用中，会将显著的噪声分量引入电流检测结果中，造成低信噪比，影响感应电流检测的准确性，这是我们希望避免的。发明内容 [0016] 本申请提供一种感应电流检测系统、感应电流检测方法及逆变器驱动装置，用于解决现有技术中逆变器感应电流检测不够精确等问题。 [0017] 本申请的第一方面，提供一种感应电流检测系统，包括：逆变器感应电路，具有电流感应器件；所述电流感应器件具有第一检测点和第二检测点；差分放大电路，用于从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0018] 在某些实施例中，感应电流检测系统还包括电流计算电路，用于根据所述差分放大电路输出的差分输出电压以计算得出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0020] 在某些实施例中，所述第一半导体开关器件包含两个传导端和一个控制端，所述第二半导体开关器件包含两个传导端和一个控制端，其中，所述第一半导体开关器件的第一传导端与所述逆变器的电源端连接，所述第一半导体开关器件的第二传导端与所述第二半导体开关器件的第一传导端连接，所述第二半导体开关器件的第二传导端与所述电流感应器件的第一端连接以形成所述第一检测点，所述电流感应器件的第二端形成所述第二检测点。 [0021] 在某些实施例中，所述第一半导体开关器件中的控制端接收第一控制信号，所述第二半导体开关器件中的控制端接收第二控制信号。 [0022] 在某些实施例中，所述第一控制信号与所述第二控制信号为成对非交迭状态。 [0023] 在某些实施例中，所述差分放大电路包括：第一电平转换电路，基于所述电流感应器件的第一检测点的电压而实施第一电平转换以获得第一转换电压；第二电平转换电路，基于所述电流感应器件的第二检测点的电压而实施第二电平转换以获得第二转换电压；差分放大器，用于接收由所述第一电平转换电路的第一转换电压和所述第二电平转换电路的第二转换电压所形成的差分输入电压，并将所述差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压。 [0024] 在某些实施例中，所述第一电平转换电路包括第一上分压电阻和第一下分压电阻，所述第一上分压电阻的第一端与一参考电压或一电源电压连接，所述第一上分压电阻的第二端与所述第一下分压电阻的第一端连接以形成第一电平转换输出点，所述第一下分压电阻的第二端与所述第一检测点连接。 [0025] 在某些实施例中，所述第二电平转换电路包括第二上分压电阻和第二下分压电阻，所述第二上分压电阻的第一端与所述参考电压或一电源电压连接，所述第二上分压电阻的第二端与所述第二下分压电阻的第一端连接以形成第二电平转换输出点，所述第二下分压电阻的第二端与所述第二检测点连接。 [0026] 在某些实施例中，所述第一电平转换电路中的第一上分压电阻与所述第一下分压电阻的阻值比是相等于所述第二电平转换电路中的第二上分压电阻与所述第二下分压电阻的阻值比。 [0027] 在某些实施例中，所述第一电平转换电路中的第一上分压电阻和所述第一下分压电阻以及所述第二电平转换电路中的第二上分压电阻和所述第二下分压电阻为等阻值的电阻。 [0028] 在某些实施例中，所述差分放大器具有正相输入端和反相输入端、以及正相输出端和反相输出端，其中，所述正相输入端与所述第一电平转换输出点连接，所述反相输入端与所述第二电平转换输出点连接。 [0029] 在某些实施例中，在所述差分放大器中，所述正相输出端与所述反相输出端之间的电压差值等于所述正相输入端与所述反相输入端之间的电压差值与增益的乘积，且输出的共模电压等于所述反相输入端的电压。 [0030] 在某些实施例中，所述第一电平转换输出点与所述正相输入端之间还设有滤波电路。 [0031] 在某些实施例中，所述第二电平转换输出点与所述反相输入端之间还设有滤波电路。 [0032] 本申请感应电流检测系统，利用差分放大电路从电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压并将其处理为差分输出电压后输出，一来，经差分放大处理之后，可将电流感应器件中第一检测点与第二检测点之间的电压差值转换为大尺度下的量值，从而能实现差分检测，再者，经处理后的差分输出电压仅与感应电流呈正比关系而免疫于噪声分量，从而尽可能地消除了噪声分量的影响，提高了感应电流检测的准确性。 [0033] 本申请的第二方面，再提供一种感应电流检测方法，包括：利用电流感应器件来获取感应电流；从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0034] 在某些实施例中，对所述电流感应器件的第一检测点的电压实施第一电平转换以获得第一转换电压，对所述电流感应器件的第二检测点的电压实施第二电平转换以获得第二转换电压；接收由所述第一转换电压和所述第二转换电压所形成的差分输入电压，将所述差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压，以供根据所述差分输出电压而计算得出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0035] 本申请感应电流检测方法，通过从电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压并将其处理为差分输出电压后输出，一来，经差分放大处理之后，可将电流感应器件中第一检测点与第二检测点之间的电压差值转换为大尺度下的量值，从而能实现差分检测，再者，经处理后的差分输出电压仅与感应电流呈正比关系而免疫于噪声分量，从而尽可能地消除了噪声分量的影响，提高了感应电流检测的准确性。 [0037] 图1为现有技术中逆变器驱动电路的示意图。 [0038] 图2为现有技术中三相逆变器驱动电路的示意图。 [0039] 图3为现有技术中针对图1的逆变器驱动电路的感应电流检测系统的示意图。 [0040] 图4为本申请逆变器驱动装置在一实施方式中的示意图。 [0041] 图5为图4中感应电流检测系统在一实施方式中的示意图。 [0042] 图6为图5中感应电流检测系统在一实施方式中的示意图。 [0043] 图7为图5中感应电流检测系统在另一实施方式中的示意图 [0044] 图8为图6中的感应电流检测系统在一具体实例中的电路示意图。 [0045] 图9为图8中逆变器感应电路中控制信号的时序图。 [0046] 图10为图6中感应电流检测系统在另一具体实例中的电路示意图。 [0047] 图11为图10中感应电流检测系统的一个变化例。 [0048] 图12为图10中感应电流检测系统的另一变化例。 [0049] 图13为图10中的感应电流检测系统的又一变化例。 [0050] 图14为本申请感应电流检测系统应用于三相逆变器中的电路示意图。 [0051] 图15为图14中逆变器感应电路中控制信号的时序图。 具体实施方式[0052] 以下通过特定的具体实例说明本申请的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本申请的其他优点与功效。本申请还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本申请的精神下进行各种修饰或改变。 [0053] 需要说明的是，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本申请可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本申请所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本申请所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。 [0054] 本申请的发明人发现，在现有逆变器感应电流的检测技术中，由于在信号处理过程中会引入显著的噪声分量，影响到感应电流检测的准确性。有鉴于此，本申请主要在于提出了一种感应电流检测系统、感应电流检测方法及逆变器驱动装置，通过对电流感应器件相对两端的电压信号分别进行电平转换并据此实现差分检测，极大地减少了噪声分量的干扰，提高了感应电流信号检测的灵敏度及准确性。 [0055] 请参阅图4，显示为本申请逆变器驱动装置在一实施方式中的示意图。如图4所示，本申请逆变器驱动装置包括：逆变电路1以及感应电流检测系统2，其中，逆变电路1中配置有逆变器，而感应电流检测系统2则用于检测逆变电路1中逆变器的感应电流，以获取所述逆变器的运行状态。通常，逆变器是用于将直流电(例如：电池、蓄电瓶等)转换为交流电(例如：110V市电、220V市电、三相380V)的电力变换设备，由于逆变器具有节能、易于控制输出功率的特性被广泛适用于例如空调、家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机、DVD、VCD、电脑、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱，录像机、按摩器、风扇、照明等各类产品上。在逆变器驱动装置中，由于额定电压和额定电流的最大容许量被限定，因而当输入超过额定电压或额定电流的电压、电流时，逆变器就会无法正常工作或发生故障。因此，需要对逆变器中的电流或电压(例如，针对电流，既可检测电流的增减，还可检测电流的变化率)进行持续检测，一旦检测到的电流或电压超过了额定电流或额定电压，则将逆变器立即断开与电网的连接。故，为了实时了解逆变器的工作状态及保护逆变器，本申请逆变器驱动装置中提供了感应电流检测系统2。利用所提供的感应电流检测系统2，可实时且准确地检测逆变器的电流。进一步地，在现有逆变器电流检测技术中，对逆变电路中的可能出现的噪声分量未作考量或欠考量，即，在电流检测电路中没有(完全)排除噪声信号，如此，会引入噪声信号并使得引入的噪声信号叠加于电流检测电路中以干扰到电流检测结果，造成低信噪比，影响感应电流检测的准确性，不能获悉逆变器真实的运行状态，这是我们希望避免的。有鉴于此，在本申请逆变器驱动装置中提供了一种新型的感应电流检测系统2，能在电流检测应用中尽可能排除噪声分量的影响，以提高感应电流检测的准确性。 [0056] 请参阅图5，显示为图4中感应电流检测系统在一实施方式中的示意图。如图5所示，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21和差分放大电路23。 [0057] 逆变器感应电路21具有电流感应器件210。利用电流感应器件210可获取逆变器的感应电流。电流感应器件210具有第一检测点和第二检测点。在一种实施例中，电流感应器件210可例如为感应电阻，为不影响逆变器驱动装置的整体运行，作为电流感应器件210的感应电阻的阻值一般都非常小，通常是数十毫欧(milli-Ohms)。当然，电流感应器件210也可是其他具有器件，并不以此为限，例如，在其他实施例中，电流感应器件210也可以是电流传感器(例如：霍尔电流传感器、罗柯夫斯基电流传感器等)。 [0058] 差分放大电路23用于从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0059] 参见图5所示的感应电流检测系统，本申请另提供了一种感应电流检测方法，包括： [0060] 首先，利用电流感应器件来获取感应电流。 [0061] 接着，从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0062] 之后，根据所述差分输出电压而计算得出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0063] 请参阅图6，显示为图5中感应电流检测系统在一实施方式中的示意图。如图6所示，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21和差分放大电路23。 [0064] 逆变器感应电路21具有电流感应器件210。利用电流感应器件210可获取逆变器的感应电流。电流感应器件210具有第一检测点和第二检测点。在一种实施例中，电流感应器件210可例如为感应电阻，为不影响逆变器驱动装置的整体运行，作为电流感应器件210的感应电阻的阻值一般都非常小，通常是数十毫欧(milli-Ohms)。当然，电流感应器件210也可是其他具有器件，并不以此为限，例如，在其他实施例中，电流感应器件210也可以是电流传感器(例如：霍尔电流传感器、罗柯夫斯基电流传感器等)。 [0065] 差分放大电路23用于从电流感应器件210的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0066] 进一步地，差分放大电路23进一步包括：第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大器235。 [0067] 第一电平转换电路231用于基于电流感应器件210的第一检测点的电压而实施第一电平转换以获得第一转换电压。 [0068] 第二电平转换电路233用于基于电流感应器件210的第二检测点的电压而实施第二电平转换以获得第二转换电压。 [0069] 差分放大器235用于接收由第一电平转换电路231的第一转换电压和第二电平转换电路233的第二转换电压所形成的差分输入电压，并将所述差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压，据此检测出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0070] 在本实施方式的感应电流检测系统中：一方面，通过第一电平转换电路而将电流感应器件210的第一检测点的电压经第一电平转换而转换为第一转换电压，通过第二电平转换电路而将电流感应器件210的第二检测点的电压经第二电平转换而转换为第二转换电压(通过第一电平转换电路能使得第一检测点的电压由原先的低的电平转换为高的电平，通过第二电平转换电路能使得第二检测点的电压由原先的低的电平转换为高的电平，以利用后续的差分放大器235进行信号差分放大处理)，并通过差分放大器235将第一电平转换电路231的第一转换电压和第二电平转换电路233的第二转换电压所形成的差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压，从而可将电流感应器件210中第一检测点与第二检测点之间的电压差值转换为大尺度下的量值，从而能实现差分检测，能更精确地得到对应于电流感应器件210中第一检测点与第二检测点之间的电压差值，并利用所述电压差值计算得到流经电流感应器件210的感应电流。另一方面，更进一步地，本申请感应电流检测系统中，通过差分放大器235将第一电平转换电路231的第一转换电压和第二电平转换电路233的第二转换电压所形成的差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压，而所述差分输出电压是正比于感应电流而不受噪声分量的影响，提高了感应电流检测的准确性。 [0071] 参见图6所示的感应电流检测系统，本申请另提供了一种感应电流检测方法，包括： [0072] 首先，利用电流感应器件来获取感应电流。 [0073] 接着，对所述电流感应器件的第一检测点的电压实施第一电平转换以获得第一转换电压，对所述电流感应器件的第二检测点的电压实施第二电平转换以获得第二转换电压。通过电压转换，能使得第一检测点的电压和第二检测点的电压由原先的低的电平转换为高的电平，以利用后续的信号差分放大处理。 [0074] 之后，接收由所述第一转换电压和所述第二转换电压所形成的差分输入电压，将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出。经过信号差分放大处理后的差分输出电压仅与感应电流呈正比关系而免疫于噪声分量，尽可能地消除噪声分量的影响。 [0075] 最后，根据所述差分输出电压而计算得出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0076] 请参阅图7，显示为图5中感应电流检测系统在另一实施方式中的示意图。如图7所示，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21、差分放大电路23、以及电流计算电路25。 [0077] 逆变器感应电路21具有电流感应器件210。利用电流感应器件210可获取逆变器的感应电流。电流感应器件210具有第一检测点和第二检测点。在一种实施例中，电流感应器件210可例如为感应电阻，为不影响逆变器驱动装置的整体运行，作为电流感应器件210的感应电阻的阻值一般都非常小，通常是数十毫欧(milli-Ohms)。当然，电流感应器件210也可是其他具有器件，并不以此为限，例如，在其他实施例中，电流感应器件210也可以是电流传感器(例如：霍尔电流传感器、罗柯夫斯基电流传感器等)。 [0078] 差分放大电路23用于从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0079] 进一步地，差分放大电路23更包括：第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大器235。 [0080] 第一电平转换电路231用于基于电流感应器件210的第一检测点的电压而实施第一电平转换以获得第一转换电压。 [0081] 第二电平转换电路233用于基于电流感应器件210的第二检测点的电压而实施第二电平转换以获得第二转换电压。 [0082] 差分放大器235用于接收由第一电平转换电路231的第一转换电压和第二电平转换电路233的第二转换电压所形成的差分输入电压并将所述差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压，据此检测出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0083] 电流计算电路25用于根据差分放大电路23输出的差分输出电压以计算得出对应于电流感应器件210的感应电流。 [0084] 在实际应用中，利用电流计算电路25，计算得出对应于电流感应器件210的感应电流，可具体包括：计算出差分放大器235输出的差分输出电压，根据所述差分输出电压是正比于感应电流而不受噪声分量的影响，根据差分放大器235的增益而得出差分放大器235的差分输入电压(即，所述第一转换电压和所述第二转换电压之间的电压差值)，根据第一电平转换电路231中第一电平转换的第一电平转换比和第二电平转换电路233中第二电平转换的第二电平转换比(为便于计算，可假设上述提及的第一电平转换比是等于所述第二电平转换比)来计算出电流感应器件210中第一检测点与第二检测点之间的电压差值，从而根据第一检测点与第二检测点之间的电压差值以及电流感应器件210的阻值来计算得出流经电流感应器件210的感应电流。 [0085] 请参阅图8，显示为图6中的感应电流检测系统在一具体实例中的电路示意图。如图8所示，在本具体实例中，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21以及差分放大电路23。 [0086] 针对逆变器感应电路21，逆变器感应电路21进一步包括：第一半导体开关器件211、第二半导体开关器件212、以及电流感应器件210。第一半导体开关器件211包含两个传导端和一个控制端，第二半导体开关器件212包含两个传导端和一个控制端，其中，第一半导体开关器件211的第一传导端与逆变器的电源端213连接，第一半导体开关器件211的第二传导端与第二半导体开关器件212的第一传导端连接，第二半导体开关器件212的第二传导端与电流感应器件210的第一端连接以形成第一检测点P1，电流感应器件210的第二端形成第二检测点P2。在实际应用中，第一半导体开关器件211可例如为NMOS晶体管(N-Channel Metal-Oxide-Semiconductor)，第二半导体开关器件212可例如为NMOS晶体管，而电流感应器件210可例如为感应电阻。假设：作为第一半导体开关器件211的NMOS晶体管称为第一NMOS晶体管，作为第二半导体开关器件212的NMOS晶体管称为第二NMOS晶体管，则它们的连接关系具体为：第一NMOS晶体管211的栅极接收第一控制信号Vc1，第一NMOS晶体管211的漏极与逆变器的电源端213连接，第一NMOS晶体管211的源极与第二NMOS晶体管212的漏极连接，第二NMOS晶体管212的栅极接收第二控制信号Vc2，第二NMOS晶体管212的源极与感应电阻210的第一端连接以形成第一检测点P1，感应电阻210的第二端与逆变器的接地端214连接以形成第二检测点P2。需说明的是，在前述中，是以第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212均为NMOS晶体管为例进行说明的，但其仅为示例性说明，并非用于限制本申请中第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212的保护范围，实际上，只要能实现电路切换功能的各类器件均是可允许的，即，第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212可作不同的变化。例如，作为一种扩展，第一半导体开关器件211可例如为PMOS晶体管，第二半导体开关器件212可例如为NMOS晶体管，这样，PMOS晶体管的栅极接收第一控制信号Vc1，PMOS晶体管的漏极与逆变器的电源端213连接，PMOS晶体管的源极与NMOS晶体管的漏极连接，NMOS晶体管的栅极接收第二控制信号Vc2，NMOS晶体管的源极与感应电阻210的第一端连接以形成第一检测点P1，感应电阻210的第二端与逆变器的接地端214连接以形成第二检测点P2。当然，作为其他扩展，第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212也可采用例如绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)。另外，在图8所示的具体实例中，感应电阻210的第二端是与接地端214连接，但并不以此为限，在其他实例中，若逆变器感应电路21中还包括其他电路或器件，那么感应电阻210的第二端也可与其他电路或器件连接。 [0087] 对于逆变器感应电路21而言，是由作为第一半导体开关器件211的第一NMOS晶体管和作为第二半导体开关器件212的第二NMOS晶体管来决定的，具体地，通过施加于第一NMOS晶体管211的栅极的第一控制信号Vc1和施加于第二NMOS晶体管212的栅极的第二控制信号Vc2来控制电路的通断，在所述第一控制信号Vc1为高电平时就可触发第一NMOS晶体管211导通并使得第一NMOS晶体管211的源极和漏极之间传导电流(而在所述第一控制信号Vc1为低电平时，第一NMOS晶体管211关断，第一NMOS晶体管211的源极和漏极之间不传导电流)，在所述第二控制信号Vc2为高电平时就可触发第二NMOS晶体管212导通并使得第二NMOS晶体管212的源极和漏极之间传导电流(而在所述第二控制信号Vc2为低电平时，第二NMOS晶体管212关断，第二NMOS晶体管212的源极和漏极之间不传导电流)。如此，会出现这样一种情形：当所述第一控制信号Vc1和所述第二控制信号Vc2同时为高电平时，第一NMOS晶体管 211和第二NMOS晶体管212同时导通，电源端213至接地端214直通易造成短路。为避免上述情形的出现，在本具体实施例中，将所述第一控制信号Vc1与所述第二控制信号Vc2可例如设计为成对非交迭状态，即，所述第一控制信号Vc1与所述第二控制信号Vc2不能同时为高电平，所述第一控制信号Vc1为高电平时所述第二控制信号Vc2为低电平，所述第二控制信号Vc2为高电平时所述第一控制信号Vc1为低电平(具体可详见图9)。 [0088] 当第二NMOS晶体管212传送感应电流I时，电流I也流经感应电阻210且产生电压降，第一检测点P1处的电压即为： [0089] Vsense＝I·Rsense+GNDinv (1) [0090] 其中，GNDinv为逆变器的接地端214的电压，Rsense为感应电阻210的阻值，阻值通常是数十毫欧(milli-Ohms)。 [0091] 如此，即可通过测量Vsense来计算出感应电流I。 [0092] 不过，首要地，由于感应电阻210的阻值非常小，从而使得感应电阻210第一检测点P1处的电压Vsense是个不易检测的小尺度量值(即使检测出，检测的准确性也会大打折扣)，其次，接地端214通常并非是理想状态下的接地，其往往掺杂有地面噪声分量。如此，一般无法通过直接测量方式来实现。所以，在本申请感应电流检测系统还引入有第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大电路23。 [0093] 差分放大电路23用于从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0094] 进一步地，差分放大电路23更包括：第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大器235。 [0095] 第一电平转换电路231用于基于电流感应器件210的第一检测点的电压而实施第一电平转换以获得第一转换电压。 [0096] 第二电平转换电路233用于基于电流感应器件210的第二检测点的电压而实施第二电平转换以获得第二转换电压。 [0097] 差分放大器235用于接收由第一电平转换电路231的第一转换电压和第二电平转换电路233的第二转换电压所形成的差分输入电压并将所述差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压，据此检测出对应于所述电流感应器件的感应电流。 [0098] 请参阅图10，显示为图6中的感应电流检测系统在另一具体实例中的电路示意图。如图10所示，在本具体实例中，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21以及差分放大电路23。 [0099] 针对逆变器感应电路21，逆变器感应电路21进一步包括：第一半导体开关器件211、第二半导体开关器件212、以及电流感应器件210。第一半导体开关器件211包含两个传导端和一个控制端，第二半导体开关器件212包含两个传导端和一个控制端，其中，第一半导体开关器件211的第一传导端与逆变器的电源端213连接，第一半导体开关器件211的第二传导端与第二半导体开关器件212的第一传导端连接，第二半导体开关器件212的第二传导端与电流感应器件210的第一端连接以形成第一检测点P1，电流感应器件210的第二端形成第二检测点P2。在实际应用中，第一半导体开关器件211可例如为NMOS晶体管，第二半导体开关器件212可例如为NMOS晶体管，而电流感应器件210可例如为感应电阻。假设：作为第一半导体开关器件211的NMOS晶体管称为第一NMOS晶体管，作为第二半导体开关器件212的NMOS晶体管称为第二NMOS晶体管，则它们的连接关系具体为：第一NMOS晶体管211的栅极接收第一控制信号Vc1，第一NMOS晶体管211的漏极与逆变器的电源端213连接，第一NMOS晶体管211的源极与第二NMOS晶体管212的漏极连接，第二NMOS晶体管212的栅极接收第二控制信号Vc2，第二NMOS晶体管212的源极与感应电阻210的第一端连接以形成第一检测点P1，感应电阻210的第二端与接地端214连接以形成第二检测点P2。需说明的是，首先：作为一种扩展，第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212可作不同的变化，例如，第一半导体开关器件211可例如为PMOS晶体管，第二半导体开关器件212可例如为NMOS晶体管，这样，PMOS晶体管的栅极接收第一控制信号Vc1，PMOS晶体管的漏极与逆变器的电源端213连接，PMOS晶体管的源极与NMOS晶体管的漏极连接，NMOS晶体管的栅极接收第二控制信号Vc2，NMOS晶体管的源极与感应电阻210的第一端连接以形成第一检测点P1，感应电阻210的第二端与接地端214连接以形成第二检测点P2。另外，第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212也可采用例如绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)。另外，在图7所示的具体实例中，感应电阻210的第二端是与接地端214连接，但并不以此为限，在其他实例中，若逆变器感应电路21中还包括其他电路或器件，那么感应电阻 210的第二端也可与其连接。 [0100] 对于逆变器感应电路21而言，是由作为第一半导体开关器件211的第一NMOS晶体管和作为第二半导体开关器件212的第二NMOS晶体管来决定的，具体地，通过施加于第一NMOS晶体管211的栅极的第一控制信号Vc1和施加于第二NMOS晶体管212的栅极的第二控制信号Vc2来控制电路的通断，在所述第一控制信号Vc1为高电平时就可触发第一NMOS晶体管211导通并使得第一NMOS晶体管211的源极和漏极之间传导电流(而在所述第一控制信号Vc1为低电平时，第一NMOS晶体管211关断，第一NMOS晶体管211的源极和漏极之间不传导电流)，在所述第二控制信号Vc2为高电平时就可触发第二NMOS晶体管212导通并使得第二NMOS晶体管212的源极和漏极之间传导电流(而在所述第二控制信号Vc2为低电平时，第二NMOS晶体管212关断，第二NMOS晶体管212的源极和漏极之间不传导电流)。如此，会出现这样一种情形：当所述第一控制信号Vc1和所述第二控制信号Vc2同时为高电平时，第一NMOS晶体管 211和第二NMOS晶体管212同时导通，电源端213至接地端214直通易造成短路。为避免上述情形的出现，在本具体实施例中，将所述第一控制信号Vc1与所述第二控制信号Vc2设计为成对非交迭状态，即，所述第一控制信号Vc1与所述第二控制信号Vc2不能同时为高电平，所述第一控制信号Vc1为高电平时所述第二控制信号Vc2为低电平，所述第二控制信号Vc2为高电平时所述第一控制信号Vc1为低电平(具体可详见图9)。 [0101] 差分放大电路23用于从所述电流感应器件的第一检测点和第二检测点获得差分输入电压，并将所述差分输入电压处理为差分输出电压后输出，所述差分输出电压与所述感应电流成正比但免疫于噪声信号。 [0102] 进一步地，差分放大电路23差分放大电路23更包括：第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大器235。 [0103] 针对第一电平转换电路231，第一电平转换电路231进一步包括：第一上分压电阻232和第一下分压电阻234，其中，第一上分压电阻232的第一端与一参考电压端230连接(该参考电压端230的参考电压记为Vref)，第一上分压电阻232的第二端与第一下分压电阻234的第一端连接以形成第一电平转换输出点P3，第一下分压电阻234的第二端与第一检测点P1连接。其中，第一上分压电阻232和第一下分压电阻234的阻值要远大于感应电阻210的阻值。 [0104] 针对第二电平转换电路233，第二电平转换电路233进一步包括：第二上分压电阻236和第二下分压电阻238，其中，第二上分压电阻236的第一端与参考电压端230连接，第二上分压电阻236的第二端与第二下分压电阻238的第一端连接以形成第二电平转换输出点P4，第二下分压电阻238的第二端与第二检测点P2连接。其中，第二上分压电阻236和第二下分压电阻238的阻值要远大于感应电阻210的阻值。 [0105] 差分放大器235具有电源端237及接地端239。在本实施例中，差分放大器235可例如为双输入双输出差分放大器，即，差分放大器235具有正相输入端和反相输入端、以及正相输出端和反相输出端，其中，所述正相输入端与第一电平转换电路231中的第一电平转换输出点P3连接，所述反相输入端与第二电平转换电路233中的第二电平转换输出点P4连接。通过差分放大电路23将接收到的第一电平转换输出点P3处的第一转换电压和第二电平转换输出点P4处的第二转换电压所形成的差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压。在所述差分放大器中，所述正相输出端与所述反相输出端之间的电压差值是等于所述正相输入端与所述反相输入端之间的电压差值与增益的乘积，且，输出的共模电压是等于所述反相输入端的电压。利用差分放大电路23，具有消除共模干扰(如温度、电磁干扰等)及抑制零点漂移的作用。 [0106] 以下针对图10所示的具体实例进行详细的电路分析： [0107] 首先，在逆变器感应电路21中， [0108] 当第二NMOS晶体管212导通并传送感应电流I时，电流I也流经感应电阻210且产生电压降，第一检测点P1处的电压即为： [0109] Vsense＝I·Rsense+GNDinv (1-1) [0110] 其中，GNDinv为逆变器的接地端214的电压，Rsense为感应电阻210的阻值，阻值通常是数十毫欧(milli-Ohms)。 [0111] 如此，即可通过测量Vsense来计算出感应电流I。 [0112] 不过，首要的，由于感应电阻210的阻值非常小，从而使得感应电阻210的第一检测点P1处的电压Vsense是个不易检测的小尺度量值(即使检测出，检测的准确性也会大打折扣)，其次，逆变器的接地端214通常并非是理想状态下的接地，其往往掺杂有地面噪声分量。如此，一般无法通过直接测量方式来实现。 [0113] 通过第一电平转换电路，可将电流感应器件210的第一检测点P1的电压经第一电平转换而转换为第一转换电压。具体地，第一转换电压Vt1为： [0114] [0115] 其中，Vref为参考电压，R11为第一上分压电阻，R12为第一下分压电阻。 [0116] 另外，通过第二电平转换电路，可将电流感应器件210的第二检测点P2的电压经第二电平转换而转换为第二转换电压。具体地，第二转换电压Vt2为： [0117] [0118] 其中，Vref为参考电压，R21为第二上分压电阻，R22为第二下分压电阻。 [0119] 如此，对于差分放大电路23的差分放大器235而言，其正相输入端与第一电平转换电路231中的第一电平转换输出点P3连接， 反相输入端与第二电平转换电路233中的第二电平转换输出点P4连接， [0120] 为运算简便，假设：第一电平转换电路231中的第一上分压电阻232与第一下分压电阻234的阻值比Rp1(R11/R12)是相等于第二电平转换电路233中的第二上分压电阻236与第二下分压电阻238的阻值比Rp2(R21/R22)，即： [0121] [0122] 有鉴于此，假设R11＝R21，R12＝R22，则，根据上述公式(1-2)、(1-3)得到两者的差分电压，即，差分输入电压Vin,diff为： [0123] [0124] 如此，经过差分放大器235的信号放大处理之后得到的差分输出电压Vout,diff为： [0125] [0126] 其中，G为差分放大器235的增益。 [0127] 另外，在本具体实例中，差分放大器235输出的共模电压Vout,cm是等于反相输入端的电压Vin-，即： [0128] [0129] 更进一步地，假设：第一电平转换电路231中的第一上分压电阻232和第一下分压电阻234以及第二电平转换电路中的第二上分压电阻236和第二下分压电阻238为等阻值的电阻，即： [0130] R11＝R12＝R21＝R22 [0131] 如此，公式(1-5)即转换为： [0132] [0133] 公式(1-6)即转换为： [0134] [0135] 公式(1-7)即转换为： [0136] [0137] 需指出的是：差分输出电压Vout,diff是正比于感应电流I而不受逆变器的接地端214的噪声分量的影响。 [0138] 由于GNDinv的量值非常小，因此，公式(1-10)即转换为： [0139] [0140] 共模电压Vout,cm是等于参考电压Vref的某一比例值。 [0141] 最后，即可根据输出的差分输出电压Vout,diff和共模电压Vout,cm，得到对应的感应电流。 [0142] 请参阅图11，显示为图10中的感应电流检测系统的一个变化例。如图11所示，在本变化例中，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21以及差分放大电路23，其中，差分放大电路23进一步包括：第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大器235，差分放大器235具有电源端237及接地端239。 [0143] 针对逆变器感应电路21，逆变器感应电路21进一步包括：第一半导体开关器件211、第二半导体开关器件212、以及电流感应器件210。第一半导体开关器件211包含两个传导端和一个控制端，第二半导体开关器件212包含两个传导端和一个控制端，其中，第一半导体开关器件211的第一传导端与逆变器的电源端213连接，第一半导体开关器件211的第二传导端与第二半导体开关器件212的第一传导端连接，第二半导体开关器件212的第二传导端与电流感应器件210的第一端连接以形成第一检测点P1，电流感应器件210的第二端形成第二检测点P2。在实际应用中，第一半导体开关器件211可例如为NMOS晶体管，第二半导体开关器件212可例如为NMOS晶体管，而电流感应器件210可例如为感应电阻。假设：作为第一半导体开关器件211的NMOS晶体管称为第一NMOS晶体管，作为第二半导体开关器件212的NMOS晶体管称为第二NMOS晶体管，则它们的连接关系具体为：第一NMOS晶体管211的栅极接收第一控制信号Vc1，第一NMOS晶体管211的漏极与逆变器的电源端213连接，第一NMOS晶体管211的源极与第二NMOS晶体管212的漏极连接，第二NMOS晶体管212的栅极接收第二控制信号Vc2，第二NMOS晶体管212的源极与感应电阻210的第一端连接以形成第一检测点P1，感应电阻210的第二端与逆变器的接地端214连接。需说明的是，首先：作为一种扩展，第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212可作不同的变化，例如，第一半导体开关器件 211可例如为PMOS晶体管，第二半导体开关器件212可例如为NMOS晶体管。另外，第一半导体开关器件211和第二半导体开关器件212也可采用例如绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)。 [0144] 需特别说明的是，与图10所示的具体实例相比，在图11所示的变化例中，第一电平转换电路231和第二电平转换电路233所连接的电源端和接地端发生了变化，简言之，图10所示的具体实例中的第一电平转换电路231和第二电平转换电路233接收的是独立的一参考电压，图11所示的变化例中的第一电平转换电路231和第二电平转换电路233是与差分放大器235共同连接于电源端237(参考电压改为差分放大器的电源电压)和接地端239(在这里，假设差分放大器235的接地端239是近似于逆变器的接地端214)。以下对第一电平转换电路231和第二电平转换电路233进行详细说明。 [0145] 针对第一电平转换电路231，第一电平转换电路231进一步包括：第一上分压电阻232和第一下分压电阻234，其中，第一上分压电阻232的第一端与一电源端237连接，第一上分压电阻232的第二端与第一下分压电阻234的第一端连接以形成第一电平转换输出点P3，第一下分压电阻234的第二端与第一检测点P1连接。其中，第一上分压电阻232和第一下分压电阻234的阻值要远大于感应电阻210的阻值。 [0146] 针对第二电平转换电路233，第二电平转换电路233进一步包括：第二上分压电阻236和第二下分压电阻238，其中，第二上分压电阻236的第一端与电源端237连接，第二上分压电阻236的第二端与第二下分压电阻238的第一端连接以形成第二电平转换输出点P4，第二下分压电阻238的第二端与作为第二检测点的接地端239连接。其中，第二上分压电阻236和第二下分压电阻238的阻值要远大于感应电阻210的阻值。 [0147] 差分放大电路23中的差分放大器235为双输入双输出差分放大器，即，差分放大器235具有正相输入端和反相输入端、以及正相输出端和反相输出端，其中，所述正相输入端与第一电平转换电路231中的第一电平转换输出点P3连接，所述反相输入端与第二电平转换电路233中的第二电平转换输出点P4连接。通过差分放大电路23将接收到的第一电平转换输出点P3处的第一转换电压和第二电平转换输出点P4处的第二转换电压所形成的差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压。 [0148] 以下针对图11所示的具体实例进行详细的电路分析： [0149] 首先，在逆变器感应电路21中， [0150] 当第二NMOS晶体管212导通并传送感应电流I时，电流I也流经感应电阻210且产生电压降，第一检测点P1处的电压即为： [0151] Vsense＝I·Rsense+GNDinv (2-1) [0152] 其中，GNDinv为逆变器的接地端214的电压，Rsense为感应电阻210的阻值，阻值通常是数十毫欧(milli-Ohms)。 [0153] 如此，即可通过测量Vsense来计算出感应电流I。 [0154] 通过第一电平转换电路，可将电流感应器件210的第一检测点P1的电压经第一电平转换而转换为第一转换电压。具体地，第一转换电压Vt1为： [0155] [0156] 其中，Vdd为差分放大器235中电源端237的电压，R11为第一上分压电阻，R12为第一下分压电阻。 [0157] 另外，通过第二电平转换电路，可将电流感应器件210的第二检测点P2的电压经第二电平转换而转换为第二转换电压。具体地，第二转换电压Vt2为： [0158] [0159] 其中，Vdd为差分放大器235中电源端237的电压，Vss为差分放大器235中接地端239的电压，R21为第二上分压电阻，R22为第二下分压电阻。 [0160] 如此，对于差分放大电路23的差分放大器235而言，其正相输入端与第一电平转换电路231中的第一电平转换输出点P3连接， 反相输入端与第二电平转换电路233中的第二电平转换输出点P4连接， [0161] 为运算简便，假设：差分放大器235中接地端239的电压Vss是近似于逆变器的接地端214的电压GNDinv。第一电平转换电路231中的第一上分压电阻232与第一下分压电阻234的阻值比Rp1(R11/R12)是相等于第二电平转换电路233中的第二上分压电阻236与第二下分压电阻238的阻值比Rp2(R21/R22)，即： [0162] [0163] 有鉴于此，假设R11＝R21，R12＝R22，则，根据上述公式(1-2)、(1-3)得到两者的差分电压，即，差分输入电压Vin,diff为： [0164] [0165] 如此，经过差分放大器235的信号放大处理之后得到的差分输出电压Vout,diff为： [0166] [0167] 其中，G为差分放大器235的增益。 [0168] 另外，在本变化例中，差分放大器235输出的共模电压Vout,cm是等于反相输入端的电压Vin-，即： [0169] [0170] 更进一步地，假设：第一电平转换电路231中的第一上分压电阻232和第一下分压电阻234以及第二电平转换电路中的第二上分压电阻236和第二下分压电阻238为等阻值的电阻，即： [0171] R11＝R12＝R21＝R22 [0172] 如此，公式(2-5)即转换为： [0173] [0174] 公式(2-6)即转换为： [0175] [0176] 公式(2-7)即转换为： [0177] [0178] 需指出的是：差分输出电压Vout,diff是正比于感应电流I而不受逆变器的接地端214的噪声分量的影响。 [0179] 由于Vss的量值非常小，因此，公式(2-10)即转换为： [0180] [0181] 共模电压Vout,cm是等于差分放大器235中电源端237的电压Vdd的某一比例值。 [0182] 最后，即可根据输出的差分输出电压Vout,diff和共模电压Vout,cm，得到对应的感应电流。 [0183] 当然，本申请所提供的感应电流检测系统仍可有其他变化，如图12所示，第一电平转换电路231连接于独立的参考电压端230和第一检测点P1，第二电平转换电路连接于独立的参考电压端230和独立的参考接地端G(假设：差分放大器235中接地端G的电压Vss是近似于逆变器的接地端214的电压GNDinv)，其他电路结构基本一致，电路分析可参见前述说明，在此不再赘述。 [0184] 在本申请中，进一步地，为改善电路特性，对于感应电流检测系统的差分放大电路，在所述差分放大器的正相输入端与第一电平转换电路的第一电平转换输出点之间设有滤波电路，同样地，在所述差分放大器的反相输入端与第二电平转换电路的第二电平转换输出点之间也可设有滤波电路。 [0185] 请参阅图13，显示为图10中的感应电流检测系统的一个变化例。如图13所示，所述感应电流检测系统包括：逆变器感应电路21以及差分放大电路23，差分放大电路23进一步包括：第一电平转换电路231、第二电平转换电路233、以及差分放大器235，差分放大器235具有电源端237及接地端239。 [0186] 如前所述，与图10所示的具体实例相比，在图13所示的变化例中，差分放大电路23中增设有滤波电路，所述滤波电路例如可包含滤波电阻。简言之，图13所示的变化例中，在差分放大器235的正相输入端处设有滤波电阻241，在差分放大器235的反相输入端处设有滤波电阻243。 [0187] 其他电路结构基本一致，电路分析可参见前述说明，在此不再赘述。 [0188] 当然，差分放大电路中增设的滤波电路并不以滤波电阻为限，在其他实施例中，滤波电路仍可有其他的变化，例如，滤波电路还可包括滤波电容等。 [0189] 请参阅图14，显示为本申请感应电流检测系统应用于三相逆变器中的电路示意图。如图14所示，三相逆变器的每一相上均配置有感应电流检测系统，如此，即可利用感应电流检测系统检测得到三相逆变器的每一相上的感应电流，从而准确获得三相逆变器的运行状态。 [0190] 具体地，每一相上的感应电流检测系统均包括：逆变器感应电路以及差分放大电路，其中，差分放大电路进一步包括：第一电平转换电路、第二电平转换电路、以及差分放大器。在以下描述中，假设：第一相上的感应电流检测系统包括：第一相逆变器感应电路21a以及第一相差分放大电路，其中，第一相差分放大电路进一步包括：第一电平转换电路231a、第二电平转换电路233、以及差分放大器235a；第二相上的感应电流检测系统包括：第二相逆变器感应电路21b以及第二相差分放大电路，其中，第二相差分放大电路进一步包括：第一电平转换电路231b、第二电平转换电路233、以及差分放大器235b；第三相上的感应电流检测系统包括：第三相逆变器感应电路21c以及第三相差分放大电路，其中，第三相差分放大电路进一步包括：第一电平转换电路231c、第二电平转换电路233、以及差分放大器235c。特别需要说明的是，在本实施例中，三相上的感应电流检测系统是共用一个第二电平转换电路，但并不以此为限。 [0191] 针对第一相逆变器感应电路21a，第一相逆变器感应电路21a进一步包括：第一半导体开关器件211a、第二半导体开关器件212a、以及电流感应器件210a。在实际应用中，第一半导体开关器件211a可例如为NMOS晶体管，第二半导体开关器件212a可例如为NMOS晶体管，而电流感应器件210a可例如为感应电阻。假设：作为第一半导体开关器件211a的NMOS晶体管称为第一NMOS晶体管，作为第二半导体开关器件212a的NMOS晶体管称为第二NMOS晶体管，则它们的连接关系具体为：第一NMOS晶体管211a的栅极接收第一控制信号Vc1a，第一NMOS晶体管211a的漏极与逆变器的电源端213a连接，第一NMOS晶体管211a的源极与第二NMOS晶体管212a的漏极连接，第二NMOS晶体管212a的栅极接收第二控制信号Vc2a，第二NMOS晶体管212a的源极与感应电阻210a的第一端连接以形成第一检测点P1a，感应电阻210a的第二端与接地端连接以形成第二检测点P2a。 [0192] 同理，第二相逆变器感应电路21b进一步包括：第一半导体开关器件211b、第二半导体开关器件212b、以及电流感应器件210b，第三相逆变器感应电路21c进一步包括：第一半导体开关器件211c、第二半导体开关器件212c、以及电流感应器件210c。第二相逆变器感应电路21b中各器件的连接方式以及第三相逆变器感应电路21c中各器件的连接方式可参见前述第一相逆变器感应电路21a中各器件的连接方式，在此不再赘述。 [0193] 对于第一相逆变器感应电路21a而言，是由作为第一半导体开关器件211a的第一NMOS晶体管和作为第二半导体开关器件212a的第二NMOS晶体管来决定的，具体地，通过施加于第一NMOS晶体管211a的栅极的第一控制信号Vc1a和施加于第二NMOS晶体管212a的栅极的第二控制信号Vc2a来控制电路的通断，在所述第一控制信号Vc1a为高电平时就可触发第一NMOS晶体管211a导通并使得第一NMOS晶体管211a的源极和漏极之间传导电流(而在所述第一控制信号Vc1a为低电平时，第一NMOS晶体管211a关断，第一NMOS晶体管211a的源极和漏极之间不传导电流)，在所述第二控制信号Vc2a为高电平时就可触发第二NMOS晶体管212a导通并使得第二NMOS晶体管212a的源极和漏极之间传导电流(而在所述第二控制信号Vc2a为低电平时，第二NMOS晶体管212a关断，第二NMOS晶体管212a的源极和漏极之间不传导电流)。如此，会出现这样一种情形：当所述第一控制信号Vc1a和所述第二控制信号Vc2a同时为高电平时，第一NMOS晶体管211a和第二NMOS晶体管212a同时导通，电源端213至接地端214直通易造成短路。为避免上述情形的出现，在本具体实施例中，将所述第一控制信号Vc1a与所述第二控制信号Vc2a可例如设计为成对非交迭状态，即，所述第一控制信号Vc1a与所述第二控制信号Vc2a不能同时为高电平，所述第一控制信号Vc1a为高电平时所述第二控制信号Vc2a为低电平，所述第二控制信号Vc2a为高电平时所述第一控制信号Vc1a为低电平。同理，第二相逆变器感应电路21b中第一半导体开关器件211b和第二半导体开关器件212b的工作方式以及第三相逆变器感应电路21c中第一半导体开关器件211c和第二半导体开关器件212c的工作方式也基本类似。图15显示了各个逆变器感应电路所属的半导体开关器件的时序示意图，由图15可知，第一半导体开关器件211a、211b、211c及第二半导体开关器件212a、212b、212c的栅极上施加的控制信号为两两成对且非交迭。 [0194] 针对第一电平转换电路231a，第一电平转换电路231a进一步包括：第一上分压电阻232a和第一下分压电阻234a，其中，第一上分压电阻232a的第一端与一参考电压端230连接(该参考电压端230的参考电压记为Vref)，第一上分压电阻232a的第二端与第一下分压电阻234a的第一端连接以形成第一电平转换输出点P3a，第一下分压电阻234a的第二端与第一检测点P1a连接。其中，第一上分压电阻232a和第一下分压电阻234a的阻值要远大于感应电阻210a的阻值。同理，第一电平转换电路231b包括：第一上分压电阻232b和第一下分压电阻234b，第一电平转换电路231c包括：第一上分压电阻232c和第一下分压电阻234c，第一电平转换电路231b中的第一上分压电阻232b和第一下分压电阻234b以及第一电平转换电路231c中的第一上分压电阻232c和第一下分压电阻234c的连接方式可参见前述第一电平转换电路231a中第一上分压电阻232a和第一下分压电阻234a的连接方式。 [0195] 由于，各相上的逆变器感应电路21a、21b、21c共用一个接地端214，因此，在本实施例中，三相上的感应电流检测系统是共用一个第二电平转换电路233。针对第二电平转换电路233，第二电平转换电路233进一步包括：第二上分压电阻236和第二下分压电阻238，其中，第二上分压电阻236的第一端与与参考电压端230连接，第二上分压电阻236的第二端与第二下分压电阻238的第一端连接以形成第二电平转换输出点P4a，第二下分压电阻238的第二端与第二检测点P2a连接。其中，第二上分压电阻236和第二下分压电阻238的阻值要远大于感应电阻210a的阻值。 [0196] 针对差分放大器235a，差分放大器235a为双输入双输出差分放大器，即，差分放大器235a具有正相输入端和反相输入端、以及正相输出端和反相输出端，其中，所述正相输入端与第一电平转换电路231a中的第一电平转换输出点P3a连接，所述反相输入端与第二电平转换电路233中的第二电平转换输出点P4a连接。通过第一相差分放大电路将接收到的第一电平转换输出点P3a处的第一转换电压和第二电平转换输出点P4a处的第二转换电压所形成的差分输入电压经信号放大处理后输出差分输出电压。在所述差分放大器中，所述正相输出端与所述反相输出端之间的电压差值是等于所述正相输入端与所述反相输入端之间的电压差值与增益的乘积，且，输出的共模电压是等于所述反相输入端的电压。利用差分放大器235a，具有消除共模干扰(如温度、电磁干扰等)及抑制零点漂移的作用。同理，差分放大器235b、235c的连接方式可参见前述差分放大器235a的连接方式。 [0197] 三相逆变器上的各个感应电流检测系统的电路分析可参见前述图10中感应电流检测系统中的说明，在此不再赘述。简言之，感应电流检测系统中差分放大器中的共模电压Vout,cm是等于参考电压Vref的某一比例值，而差分输出电压则是正比于感应电流而不受噪声分量的影响。 [0198] 上述实施例仅例示性说明本申请的原理及其功效，而非用于限制本申请。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本申请的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本申请所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本申请的权利要求所涵盖。 |
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