多赫蒂放大器 |
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| 申请号 | CN201410540169.6 | 申请日 | 2014-10-14 | 公开(公告)号 | CN104660176B | 公开(公告)日 | 2017-12-12 |
| 申请人 | 安普林荷兰有限公司; | 发明人 | 艾克斯威尔·布鲁诺·让·莫诺瓦; 杰拉德·简-路易斯·布伊斯; 让-雅克·博尼; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种多赫蒂 放大器 ，用于在工作 频率 处对输入 信号 进行放大，所述多赫蒂放大器包括：主放大器；第一峰值放大器；第二峰值放大器，所述放大器中的每一个包括用于接收 输入信号 的输入和用于提供已放大信号的输出；第一输入 移相器 ；第二输入移相器；第一电容器，耦接在第一峰值放大器的源极和漏极之间；第一输出移相器；以及第二输出移相器。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种集成多赫蒂放大器，用于在工作频率处对输入信号进行放大，所述集成多赫蒂放大器包括： |
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| 说明书全文 | 多赫蒂放大器技术领域[0001] 本发明涉及一种多赫蒂(Doherty)放大器，具体地但非排他地涉及一种多路多赫蒂放大器。 背景技术[0002] 由于多赫蒂型放大器在处理多载波无线通信系统中常见的可变功率电平时的高效率，多赫蒂型放大器广泛用作无线通信系统中的功率放大器。多赫蒂放大器包括主放大器和峰值放大器，主放大器可以对高达某个转变点的功率电平进行处理，而峰值放大器可以在大于上至多赫蒂放大器的饱和点的转变点的功率电平处提供附加功率。与类似额定的单级AB类或A类放大器相比，典型地按照不同类别操作的主放大器和峰值放大器一起可以传递改进的补偿(back-off)功率电平效率。 [0003] 图1示出了一种双路多赫蒂放大器。双路多赫蒂放大器包括两个放大器级1、2，第一个是峰值放大器1，而第二个是主放大器2。峰值放大器1对已移相的输入信号进行放大，而主放大器102对未移相的输入信号进行放大。通过分路器级3将移相引入到已移相的输入信号中。组合器级4将来自放大器级1、2的同相输出信号进行组合，并且向负载5提供输出放大信号。使用移相的峰值信号降低了当接收峰值电平信号时放大器的瞬时功耗需求。 [0004] 按照对称或非对称实现方式的典型多赫蒂功率放大器已经成为电信基站高效率放大器的当前工业标准。然而，随着不断增加的更高的RF带宽和更高数据传输率的要求，迅速逼近现有技术实现方式性能的物理限制。 发明内容[0005] 根据本发明的第一方面，提出了一种用于在工作频率处对输入信号进行放大的集成多赫蒂放大器，包括： [0006] 主放大器； [0007] 至少第一和第二峰值放大器，所述峰值放大器的每一个包括用于接收输入信号的栅极、源极和用于提供已放大信号的漏极； [0008] 第一输入移相器，设置于主放大器的栅极和第一峰值放大器的栅极之间； [0010] 第一电容器，配置为耦接在第一峰值放大器的漏极和地之间； [0011] 第一输出移相器，设置于主放大器的漏极和第一峰值放大器的漏极之间，其中第一输出移相器和第一电容器的组合配置为在工作频率处将来自主放大器的已放大信号的相位移位90°；以及 [0012] 第二输出移相器，设置于第一峰值放大器的漏极和第二峰值放大器的漏极之间，其中第二输出移相器与第一电容器的组合配置为在工作频率处将来自第一峰值放大器的已放大信号的相位移位90°。 [0013] 多路集成多赫蒂放大器组合了多路技术和集成技术两者的优点，因此可以提供非常高的效率和较宽的带宽。除了第一峰值放大器的寄生输出电容之外，还设置了第一输出电容器。第一电容器的设置可以使第二输出移相器能够提供所要求的阻抗和/或相移，因此使得能将多赫蒂放大器设置为集成多赫蒂放大器。包括相移电路在内的集成多赫蒂放大器可以完全地设置在单一包装或封装内。也就是说，可以通过单一封装来包装多赫蒂放大器。因此，放大器可以是紧凑的，并且因为其设置在单一包装中而使能制造和安装的简单性。 [0014] 第一电容器可以直接耦接至第一峰值放大器的漏极。第一电容器可以看作是第一和/或第二输出移相器的部件。 [0015] 多赫蒂放大器可以包括另外的峰值放大器，例如第三峰值放大器。 [0016] 第二输出移相器可以包括具有第一极板和第二极板的第二电容器。第一极板可以与初级和次级输出移相器接合配线之间的结点相连。第二极板可以耦接至第二峰值放大器的源极。也就是说，第二极板可以适用于耦接至地。 [0017] 第二输出移相器可以包括串联的初级和次级接合配线。第一输出移相器的阻抗可以是初级和次级移相器接合配线在工作频率处的组合阻抗的两倍。这种结构的提供可以允许更加容易地调谐多赫蒂放大器的阻抗和频率响应。在替代拓扑结构中，第一输出移相器的阻抗可以是第二输出移相器的阻抗的1/4、3/4、一半、三倍或四倍。 [0018] 主放大器和多个峰值放大器中的每一个均可以包括场效应晶体管，所述场效应晶体管具有提供相应放大器输入的栅极、用于耦接至地的源极和用于提供相应放大器输出的漏极。每一个晶体管可以具有寄生输入电容。每一个晶体管可以具有寄生输出电容。两个相邻放大器之间的输出移相器可以包括两个放大器中每一个的寄生输出电容。两个相邻放大器之间的输入移相器可以包括两个放大器中每一个的寄生输入电容。 [0019] 第一输入移相器可以包括集成电感器。第一输入移相器可以包括接合配线或者接合配线串。第二输入移相器可以包括集成电感器。第二输入移相器可以包括接合配线或者接合配线串。 [0020] 多赫蒂放大器可以包括第零电容器(zeroth capacitor)，第零电容器配置为耦接在主放大器的漏极和地之间。多赫蒂放大器可以包括第二电容器，所述第二电容器配置为耦接在第二峰值放大器的漏极和地之间。两个相邻放大器之间的输出移相器可以包括第一输出电容器，所述第一输出电容器具有耦接至两个相邻放大器中的第一放大器的输出的第一极板和耦接至地的第二极板。两个相邻放大器之间的输出移相器可以包括第二输出电容器，第二输出电容器具有耦接至两个相邻放大器中的第二放大器的输出的第一极板和耦接至地的第二极板。两个相邻放大器之间的输出移相器可以包括电感器。电感器可以串联在第一放大器的输出和第二峰值放大器的输出之间。 [0021] 可以选择输出电容器值和电感器值以提供必要的特征阻抗和90°的相移。电感器可以是集成电感器或者接合配线。对于一些半导体技术(例如，LDMOS)，接合配线可以优选地用于减小损耗并且将多赫蒂放大器的性能最大化。 [0022] 两个相邻放大器之间的输入移相器可以包括两个放大器中的每一个的寄生输入电容。两个相邻放大器之间的输入移相器可以包括输入电感器。输入电感器可以串联在第一峰值放大器的输入和第二峰值放大器的输入之间。可以选择输入电容器值和输入电感器值以提供必要的特征阻抗和90°的相移。输入电感器可以是集成电感器或者接合配线。在输入移相器包括接合配线的情况下，使用输入集成电感器将允许减小输入和输出之间的电磁耦合，这是因为两个电感器处于不同的平面。因此可以避免性能退化问题和稳定性问题。在输入和输出移相器两者都由接合配线实现的情况下，可以将主放大器和峰值放大器设置在不同的管芯(die)中。 [0023] 第一输出移相器可以包括接合配线。第一输出移相器可以包括集成电感器。第一电容器可以是设置在与第一峰值放大器同一管芯上的集成电容器。第一电容器可以是设置在与第一峰值放大器同一管芯上的集成电容器。 [0024] 第一输入移相器可以包括隔直(DC blocking)电容器。第二输入移相器可以包括隔直电容器。输入移相器中的每一个均可以包括隔直电容器。因此，可以向主放大器和峰值放大器中的每一个施加不同的偏置。 [0025] 通常，晶体管的输入寄生电容明显大于晶体管的输出寄生电容(对于LDMOS技术是3倍)。电感器和电容器的串联结构可以连接至每个放大器的输入。这种电容器可以具有与电感器相连的第一极板和用于连接地的第二极板。这种串联结构部分地补偿了晶体管的输入电容，因此允许调节输入移相器特性(阻抗和相移值)。这种串联结构还提供RF冷点(RF幅度相对较低的节点)，所述RF冷点便于向每一个放大器提供输入偏置。 [0026] 输入和输出移相器可以使用多个串联电感器在数个步骤中实现。每一个串联电感器可以连接至分路接地的电容器。 [0027] 输出电容器可以是集成电容器。输出电容器可以设置在与第一峰值放大器同一管芯上。由此输出电容器可以直接耦接至第一峰值放大器的输出，因此减小了在其间引入附加阻抗的可能性。 [0028] 每一个放大器可以包括多个场效应晶体管。每一个晶体管可以包括多个子晶体管。因此，因此可以增加多赫蒂放大器的功率能力。峰值放大器可以按行设置。输入和输出移相器可以沿所述行的一侧延伸。每一个放大器的场效应晶体管可以设置在相应的列中。 [0029] 主放大器和峰值放大器可以具有不同的最大输出功率能力。这种结构可以得到各种多路多赫蒂放大器。多赫蒂放大器的实现可以依赖于所要求的性能而变化，例如高补偿效率和/或较宽带宽。 [0030] 多赫蒂放大器可以包括一个或多个匹配网络。匹配网络可以设置在具体的主放大器或峰值放大器的栅极和地之间。每一个网络可以包括串联的电容器和电感器。多赫蒂放大器还可以包括设置在匹配网络的电容器和电感器之间的结点，所述结点配置为接收针对第一和第二峰值放大器的偏置电压。 [0031] 主放大器和峰值放大器可以设置在单个管芯上。 [0032] 根据本发明的另一个方面，可以提供一种包括上述多赫蒂放大器的电信基站。 [0033] 还公开了一种多赫蒂放大器，用于在工作频率处对输入信号进行放大，所述多赫蒂放大器包括： [0034] 主放大器； [0035] 第一峰值放大器； [0036] 第二峰值放大器，每一个放大器包括用于接收输入信号的输入和用于提供已放大信号的输出，每一个输出在工作频率处具有相同的实输出阻抗； [0037] 第一输出移相器，耦接在主放大器的输出和第一峰值放大器的输出之间，其中第一输出移相器配置为在工作频率处将来自主放大器的已放大信号的相位移位90°，第一输出移相器的特征阻抗的实部与所述实输出阻抗相匹配；以及 [0038] 第二输出移相器，耦接在第一峰值放大器的输出和第二峰值放大器的输出之间，其中第二输出移相器配置为在工作频率处将来自第一峰值放大器的已放大信号的相位移位90°，第二输出移相器的特征阻抗的实部与所述实输出阻抗的一半相匹配。 [0039] 这种结构提供了一种三路多赫蒂放大器，具有将第一和第二峰值放大器输出耦合的阻抗匹配传输线。已经发现放大器之间的输出阻抗匹配的结构获得了与现有技术方案相比具有改进的带宽性能的三路多赫蒂放大器。 [0040] 如果阻抗相同，可以认为第一阻抗与第二阻抗相匹配。如果两个量的彼此差异在20％、10％、5％或1％内，可以认为这两个量相同。如果第一个量在第二个量的30％和70％、 40％和60％、45％和55％或者49％和51％之间，可以认为第一个量是第二个量的一半。反之，可以应用于第一个量是第二量的两倍的情况。工作频率可以看作是工作频率带宽内的点，例如中点频率。 [0041] 每一个输入可以在工作频率处具有相同的实输入阻抗。多赫蒂放大器可以包括在主放大器的输入和第一峰值放大器的输入之间的第一输入移相器。多赫蒂放大器可以包括耦接在第一峰值放大器的输入和第二峰值放大器的输入之间的第二输入移相器。第一输入移相器和第二输入移相器中每一个均可以配置为在工作频率处将输入信号的相位移位90°。第一输入移相器和第二输入移相器中每一个的特征阻抗的实部与所述实输入阻抗相匹配。 [0042] 多赫蒂放大器可以是集成放大器。主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器中每一个均可以包括场效应晶体管，所述场效应晶体管具有提供相应放大器输入的栅极、用于耦接至地的源极和用于提供相应放大器输出的漏极。每一个晶体管可以具有寄生输入电容。每一个晶体管可以具有寄生输出电容。第二输出移相器可以包括第一和第二峰值放大器的寄生输出电容。第二输出移相器可以包括第一输出电容器，第一输出电容器具有耦接至第一峰值放大器的输出的第一极板和用于耦接至地的第二极板。第二输出移相器可以包括两个接合配线。这两个接合配线可以串联在第一峰值放大器的输出和第二峰值放大器的输出之间。这两个接合配线可以在节点处耦接。第二输出移相器可以包括第二输出电容器，第二输出电容器具有耦接至所述节点的第一极板和用于耦接至地的第二极板。 [0043] 与分立放大器结构相比，集成多赫蒂放大器的提供可以便于制造和安装的简化。 [0044] 第一输出电容器可以具有与第二输出电容器相同的电容。第一输出电容器可以具有与第一峰值放大器的输出寄生电容相同的电容。两个接合配线可以具有彼此实质上相同的阻抗。两个接合配线可以具有彼此相同的阻抗。 [0045] 第一输入移相器可以由集成电容器提供。第二输入移相器可以由集成电容器提供。 [0046] 第一输出移相器可以包括接合配线。第一输出移相器的接合配线可以具有第二输出移相器的两个接合配线的两倍的组合电感。通过将输出移相器提供为集成电感器并且将输出移相器提供为接合配线，当电感器处于不同平面时可以减小交叉耦合。 [0047] 第一输入移相器可以包括隔直电容器。因此，可以向主放大器和峰值放大器施加不同的偏置。 [0048] 第一输出电容器可以是集成电容器。第一输出电容器可以与第一峰值放大器设置在同一管芯上。因此，第一输出电容器可以直接耦接至第一峰值放大器的输出，并且减小在其间引入附加阻抗的可能性。 [0049] 每一个晶体管可以包括多个子晶体管。因此，可以增加放大器的功率能力。 [0050] 第一峰值放大器和第二峰值放大器可以按照行设置。第一和第二输出移相器可以沿所述行的一侧延伸。每一个放大器的场效应晶体管可以设置在相应的列中。 [0051] 每一个移相器可以包括传输线。 [0052] 主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器可以具有相同的输出功率能力。这种结构可以便于提供具有相同输入和输出阻抗的放大器。 [0053] 主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器可以设置在单个管芯上。 [0054] 还公开了一种在工作频率处对输入信号进行放大的多赫蒂放大器，包括：主放大器；第一峰值放大器；第二峰值放大器，每一个放大器包括用于接收输入信号的输入和用于提供已放大信号的输出，多个峰值放大器，每一个放大器包括用于接收输入的输入和用于提供已放大信号的输出；第一输入移相器；第二输入移相器；第一电容器，耦接在第一峰值放大器的源极和漏极之间；第一输出移相器；和第二输出移相器。 [0056] 现在只作为示例并且参考附图描述本发明的一个或多个实施例，其中： [0057] 图1示出了双路多赫蒂放大器的示意图； [0058] 图2示出了使用传输线实现的三路1∶1∶1多赫蒂放大器的示意图； [0059] 图3示出了三路集成多赫蒂放大器的示意图； [0060] 图4示出了类似于参考图3所述的集成多赫蒂放大器的部件的平面图； [0061] 图5a示出了对类似于图1的多赫蒂放大器的带宽加以示出的仿真概图(profile)； [0062] 图5b示出了对与图2类似的多赫蒂放大器的带宽加以示出的仿真概图； [0063] 图6示出了多路集成多赫蒂放大器的示意图； [0064] 图7示出了与参考图6描述的类似的集成多赫蒂放大器的部件的平面图； [0065] 图8示出了基于图7的放大器并且按列复制以实现更大峰值功率的集成多赫蒂放大器的部件的平面图；以及 [0066] 图9示出了对类似于图3的多赫蒂放大器的带宽加以示出的仿真概图。 具体实施方式[0067] 图2和图3示出了在三路多赫蒂放大器的输入和输出处的阻抗匹配结构的替代实现方式。使用传输线实现图2中的示例，而参考图3示出了集成多赫蒂放大器的等效结构。 [0068] 图2示出了三路多赫蒂放大器200，包括主放大器202、第一峰值放大器204和第二峰值放大器206。主放大器202、第一峰值放大器204和第二峰值放大器206各自包括用于接收输入信号的相应输入208、210、212和用于提供已放大信号的相应输出216、218、220，所述已放大的信号一起形成组合的输出信号222。放大器202、204、206的每一个均有类似的最大功率输出能力。也就是说，多赫蒂放大器200具有1∶1∶1体系结构。 [0069] 设置传输线224、226、228、230作为移相器，以便错开向各个放大器202-206提供输入信号214的相位，并且重新组合同相输出信号222。此外，放大器202-206的输入和输出实部阻抗和传输线224-230的特征阻抗的实部已经进行了匹配，以便改进放大器200的可达到工作频率带宽。 [0070] 主放大器202的输入阻抗的实部(输入电阻，称作实输入阻抗Rs)与第一和第二峰值放大器204、206在工作频率带宽内的具体工作频率处的输入阻抗的实部相同。类似地，主放大器202的输出阻抗的实部(输出电阻，称作实输出阻抗RL)在工作频率处与第一和第二峰值放大器204、206中每一个的输出阻抗的实部相同。 [0071] 输入信号214直接施加至主放大器202的输入208。第一输入传输线224设置在主放大器202的输入208和第一峰值放大器204的输入210之间。第一输入传输线224配置为在工作频率处将输入信号的相位移位90°，使得在第一峰值放大器204的输入210处接收的信号与施加至主放大器202的输入208的信号的相位相差四分之一周期。第一输入传输线224具有特征阻抗，该特征阻抗的实部与主放大器208和/或第一峰值放大器210的实输入阻抗Rs相匹配。 [0072] 第二输入传输线226设置在第一峰值放大器204的输入210和第二峰值放大器206的输入212之间。第二输入传输线226配置为在工作频率处将输入信号的相位移位另一个90°，使得在第二峰值放大器206的输入212处接收的信号与施加至第一峰值放大器204的输入210的信号的相位相差四分之一周期，与施加至主放大器202的输入208的信号的相位相差半个周期。第二输入传输线226具有特征阻抗，该特征阻抗的实部与第一峰值放大器210和/或第二峰值放大器212的Rs相匹配。 [0073] 输入信号需要类似的时间传播通过主放大器202、第一峰值放大器204和第二峰值放大器206中的每一个。 [0074] 第一输出传输线228设置在主放大器202的输出216和第一峰值放大器204的输出218之间。第一输出传输线228配置为在工作频率处将来自主放大器202的输出信号的相位移位90°。因此，第一峰值放大器204的输出218处的信号与来自主放大器202的输出216的相移信号同相。第一输出传输线228具有特征阻抗，该特征阻抗的实部与主放大器208和第一峰值放大器210的输出实阻抗RL相匹配。 [0075] 第二输出传输线230设置在第一峰值放大器204的输出218和第二峰值放大器206的输出220之间。第二输出传输线230配置为在工作频率处将第一峰值放大器的输出218处的输出信号的相位移位90°。因此，在第二峰值放大器206的输出220处接收的信号与来自第一峰值放大器204的输出218和第一主放大器202的输出216的相移信号同相。第二输出传输线230具有特征阻抗，该特征阻抗的实部与第一峰值放大器210和/或第二峰值放大器212的输出实阻抗RL的一半相匹配。 [0076] 可以使用诸如微带线之类的多种装置来实现各种传输线224-230。 [0077] 下面参考图5讨论了放大器的带宽性能的比较，例如多赫蒂放大器200和图1中所示的多赫蒂放大器。 [0078] 图3示出了三路集成多赫蒂放大器300，所述三路集成多赫蒂放大器向图2所示的多赫蒂放大器提供类似的相移和输出匹配性能。在图2和图3中使用相应系列的参考数字来表示具有类似功能的部件。 [0079] 多路集成多赫蒂放大器300将多路和集成技术两者的优势进行组合，因此可以提供非常高的效率和较宽的带宽。包括如下所述的移相电路在内的集成多赫蒂放大器30可以完全设置在单个包装或封装中。因此，放大器变得更加紧凑，并且能够实现制造和安装的简单性。 [0080] 多赫蒂放大器300是一种集成多赫蒂放大器，其中放大器302、304、306中的每一个具有类似的最大功率输出能力。放大器302、304、306中的每一个包括场效应晶体管(或者并联操作的多个场效应晶体管，因此功能上与单个场效应晶体管类似)。 [0081] 每一个场效应晶体管具有与相应放大器302、304、306的输入308、310、312耦接的栅极以及与相应放大器302、304、306的输出316、318、320耦接的漏极。每一个场效应晶体管的源极耦接至地。在实际实现方式中，每一个场效应晶体管均具有在它们相应的栅极和源极端子之间的输入寄生电容CGS1、CGS2、CGS3以及在相应的漏极和源极端子之间的输出寄生电容CDS1、CDS2、CDS3。如下所述，由于阻抗匹配的要求，寄生电容使得传统结构不足以提供所要求的相移和功率处理能力。 [0082] 在不添加额外阻抗元件的情况下，对于如多赫蒂放大器300中所要求的90°并联C-串联L-并联C Pi网络中有效使用的一些半导体技术(例如，对于LDMOS技术是～1pF/mm)来说，主放大器和第二峰值放大器的输入寄生电容CGS1、CGS3太高。在那些情况下，本发明实施例的方法利用第一和第二集成并联电感器LGi1、LGi2将这些寄生电容CGS1、CGS部分地谐振。这对于晶体管T2是不需要的，对于晶体管T2，在两个90°并联C-串联L-并联C Pi网络中使用输入寄生电感CGS2，意味着在每一个Pi网络中只使用大约所述电容的一半。 [0083] 输入信号314直接施加至主放大器302的输入308。第一集成电感器LG1324设置为在主放大器320的输入308和第一峰值放大器304的输入310之间与隔直电容器CDC串联。 [0084] 第一集成电感器LG1与主放大器302的寄生输入电容CGS1和第一峰值放大器304的寄生输入电容CGS2相关联地形成了第一C-L-C Pi网络。第一Pi网络的特征阻抗的实部与实输入阻抗RS相同，并且配置为在工作频率处在主放大器302的输入308和第一峰值放大器304的输入310之间将输入信号314的相位移位90°。可以将第一Pi网络以及因此将主峰值放大器302和第一峰值放大器304的输入寄生电容CGS1、CGS2看作是提供移相器。 [0085] 可以由在工作频率处电容值不影响信号相移的部件来提供隔直电容器CDC，如本领域已知的。通过阻止主放大器302的输入308和第一峰值放大器304的输入310之间的DC电压转移，可以向主放大器302和峰值放大器304、306施加不同的栅极偏置电压。 [0086] 第二集成电感器Lg2326设置在第一峰值放大器304的输入310和第二峰值放大器306的输入312之间。 [0087] 第二集成电感器LG2326与第一峰值放大器304的寄生输入电容CGS2和第二峰值放大器306的寄生输入电容CGS3相关联地形成了第二C-L-CPi网络。第二Pi网络的特征阻抗的实部与实输入阻抗RS相同。第二Pi网络配置为在工作频率处在第一峰值放大器304的输入310和第二峰值放大器306的输入312之间将输入信号314的相位移位另一个90°。可以将第二Pi网络以及因此将第一峰值放大器304和第二峰值放大器306的输入寄生电容CGS2、CGS3看作是移相器的一部分。 [0088] 第一输出接合配线串LD1328设置在主放大器302的输出316和第一峰值放大器304的输出318之间。第一输出电容器CD1耦接在第一峰值放大器304的输出318和地之间。第一输出电容器CD1具有与第二输出电容器CD2相同的电容，并且具有与第一峰值放大器304的输出寄生电容CDS2相同的电容。第一输出电容器CD1与第一峰值放大器304的输出寄生电容CDS2并联，并且因此将漏极电容加倍。 [0089] 接合配线串LD1328与第一输出电容器CD1、主放大器302的输出寄生电容CDS1和第一峰值放大器304的输出寄生电容CDS2相关联地形成了第三C-L-C Pi网络。第三C-L-C Pi网络的等效阻抗Z1由下式给出： [0090] [0091] 第三C-L-C Pi网络的特征阻抗的实部也与实输出阻抗RL相同。第三C-L-C Pi网络配置为在工作频率f处将来自主放大器的已放大信号的相位移位90°。 [0092] 工作频率由下式给出： [0093] [0094] 可以将第三Pi网络，因此是主峰值放大器302和第一峰值放大器304的输出寄生电容CDS2、CDS3看作是提供移相器。 [0095] 第二输出接合配线串LD2和第三输出接合配线串LD3串联在第一峰值放大器304的输出318和第二峰值放大器306的输出320之间。第二和第三输出接合配线串LD2、LD3在节点332处相连。第二输出电容器CD2耦接在节点332和地之间。 [0096] 第二接合配线串LD2的阻抗是第一接合配线串的阻抗的四分之一。第二接合配线串LD2与第一峰值放大器304的输出寄生电容CDS1、第一输出电容器CD1和第二输出电容器CD2相关联地形成了第四C-L-C Pi网络。第四C-L-C Pi网络的等效阻抗Z2由下式给出： [0097] [0098] 第四Pi网络的特征阻抗的实部是实输出阻抗一半(RL/2)，并且配置为在工作频率处将来自第一峰值放大器的已放大信号的相位移位45°。 [0099] 第三接合配线串LD3具有与第二接合配线串LD2相同的阻抗，因此阻抗是第一接合配线串LD1的阻抗的四分之一。第三输出接合配线串LD3与第二输出电容器CD2和第二峰值放大器30的输出寄生电容CDS3相关联地形成第五C-L-C Pi网络。第五Pi网络的特征阻抗的实部是实输出阻抗一半(RL/2)，并且配置为在工作频率处将来自第一峰值放大器的已放大信号的相位移位45°。 [0100] 结果，第四和第五Pi网络的组合在工作频率处将来自第一峰值放大器的已放大信号的相位移位90°，并且提供实部是实输出阻抗一半的特征阻抗(RL/2)。两条输出传输线的特征阻抗RL和(RL/2)的组合允许满足以下条件： [0101] 在全功率情况下，主放大器和两个峰值放大器加载有它们的最优阻抗RL； [0102] 在低功率情况下，主放大器加载有1.3倍的RL。主放大器上的这种低负载调制改进了多赫蒂放大器300的较宽带宽响应。 [0103] 因此，将来自主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器的信号同相地设置为组合的输出信号322。 [0104] 在放大器300的输入一侧使用集成电感器并且在输出一侧使用接合配线可以减小输入和输出之间的交叉耦合，并且因此改进了放大器的性能。 [0105] 图4示出了与参考图3所述的多赫蒂放大器类似的集成多赫蒂放大器400的部件的平面图。在图3和图4之间使用相应系列的参考数字来表示类似的部件。通常，下面将不会进一步讨论在图3和图4之间类似的特征。 [0106] 主放大器402、第一峰值放大器404和第二峰值放大器406排列成行，并且沿信号传播方向450间隔开。每一个放大器包括由沿第二方向452延伸的线所表示的多个晶体管，所述第二方向与信号传播方向450垂直。每一个晶体管的栅极被设置为相应放大器402、404、406第一侧上的输入408、410、412。每一个晶体管的漏极被设置为相应放大器402、404、406第二侧上的输出416、418、420。第二侧是与第一侧相对的一侧，并且这两侧沿第二方向452间隔开。每一个晶体管的源极(未示出)设置为耦接至地平面，所述地平面与平面图中所示的结构平行。从多赫蒂放大器的输入414到输出422的信号路径长度同样地适用于每一个放大器402、404、406。 [0107] 放大器400是1∶1∶1多赫蒂放大器。也就是说，每一个放大器402、404、406具有相同的栅极面积和漏极面积。因此，每一个放大器402、404、406的功率处理能力相同。 [0108] 放大器包括参考图3描述的多个电容器CD1、CD2、CDC以及如下所述的附加电容器CG1、CG2。每一个电容器CD1、CD2、CDC、CG1、CG2的第一极板由平面图中所示的导电材料的区域来提供。每一个电容器CD1、CD2、CDC、CG1、CG2的第二极板由放大器400的接地平面来提供。 [0109] 第一和第二集成电感器424、426设置在第一行454中，所述第一行与放大器402、404、406的第一侧相邻地沿信号传播方向450延伸。隔直电容器CDC设置为与第一集成电感器LG1串联。可以将主放大器402的偏置电压直接施加至输出信号414。隔直电容器CDC确保了第一峰值放大器404与这种偏置电压隔离。第一集成电感器424耦接在主放大器402的输入408和第一峰值放大器404的输入410之间。第二集成电感器LG2耦接在第一峰值放大器404的输入410和第二峰值放大器406的输入412之间。 [0110] 在该示例中，提供了可选的输入级460和可选的偏置级462。输入级460和偏置级462设置在第一行454中。输入级460包括第一输入电容器CG1和集成电感器LGi1。这种串联结构部分地补偿了主放大器和峰值放大器402、404、406的输入电容，因此允许调节诸如阻抗和相移值之类的输入移相器特性。 [0111] 偏置级462包括第一偏置电容器CG2和集成偏置电感器LGi2。第一和第二接合配线424、426的结构的附加效果是在第一偏置电容器CG2和集成偏置电感器LGi2之间产生了RF“冷点”(RF幅度相对较低的节点)。因此，可以将第一和第二峰值放大器404、406的偏置电压施加于第一偏置电容器CG2和集成偏置电感器LGi2之间。 [0112] 第一、第二和第三输出接合配线串LD1、LD2、LD3串联并且设置在第二行456中，所述第二行与放大器402、404、406的第二侧相邻地沿信号传播方向450延伸。第一输出电容器CD1的第一极板耦接至第一峰值放大器404的输出418。第二输出电容器CD2的第一极板耦接在节点432和地之间。输出接合配线串440也设置在第二峰值放大器406和输出端子422之间的第二行456中。 [0113] 在对称多赫蒂放大器中，主放大器需要同时和对应于最大功率的负载以及当在低功率下工作时负载的两倍相匹配。与低功率负载相匹配是最迫切的，并且描述为图5中频率的函数。 [0114] 图5a示出了对与图1类似的放大器的带宽的仿真概图。上部概图502表示由于匹配网络导致的损耗，并且在所示的频率范围内接近0dB。上部概图502在2GHz的中点频率最接近0dB，并且随着频率朝1.7GHz下降或者朝2.3GHz增加时下降到-2dB。下部概图504表示由放大器提供的匹配质量。当信号频率在1.7GHz和1.98GHz之间变化时，下部概图504从-5d下降为超过-30dB。当信号频率在约2.02GHz和2.3GHz之间变化时，下部概图504从-30dB上升到-5dB。上部概图502和下部概图504都关于2.0GHz粗略对称。 [0115] 将放大器的有用带宽限定为在下部概图504小于-15dB的频率范围。工作频率是在2GHz的中点周围约172MHz。这等效于8.6％带宽。 [0116] 图5b示出了仿真概图，所述仿真概图示出了与图2类似的放大器的带宽。 [0117] 上部概图506表示由于匹配网络导致的损耗，并且在所示的频率范围内接近0dB。上部概图506在2GHz的中点频率最接近0dB，并且当频率朝1.7GHz下降或者朝2.3GHz增加时下降到-1.5dB。下部概图508表示由放大器提供的匹配质量。当信号频率在1.7GHz和 1.92GHz之间变化时，下部概图509从-7.5dB下降为超过-30dB。当信号频率在约2.02GHz和 2.3GHz之间变化时，下部概图508从-30dB上升到-7.5dB。上部概图506和下部概图508都关于2.0GHz粗略对称。 [0118] 将放大器的有用带宽限定为在下部概图508小于-15dB的频率范围。工作频率是在2GHz的中点周围近似408MHz。这等效于20.4％带宽。对于有效的载波负载调制(1.3∶1)，图3所示的结构能够实现较宽的RF带宽(>>20％)。允许容易地覆盖1.8GHz至2.2GHz的通信频带。 [0119] 可以提供替代的专用布局结构以实现实际的集成多路多赫蒂放大器。 [0120] 图6示出了多路集成多赫蒂放大器600的平面图。放大器600在许多方面与参考图3描述的集成多赫蒂放大器类似。在图3和图6之间使用相应系列的参考数字来表示具有类似功能的部件。通常，将不参考图6进一步详细描述图3和图6之间的类似部件。 [0121] 在该示例中，将第二峰值放大器描述为第n峰值放大器606。可以复制另外的第n峰值放大器和与第n峰值放大器(如下所述)相关联的部件，并且与图6所示的多个峰值放大器并联连接。 [0122] 集成多赫蒂放大器600包括主放大器602和多个峰值放大器604、606。每一个放大器602、604、606包括场效应晶体管(或者并联操作的多个场效应晶体管，因此功能与单个场效应晶体管类似)。每一个场效应晶体管的栅极耦接至相应放大器602、604、606的输入608、610、612，漏极耦接至相应放大器602、604、606的输出616、618、620。每一个场效应晶体管的源极耦接至地。 [0123] 提供输入级660，所述输入级包括串联在主放大器602的输入608和地之间的第一输入电容器CGi0和第一输入电感器LGi0。将偏置电压VG0施加在第一输入电容器CGi0和第一输入电感器LGi0之间的节点。将输入信号614施加至主放大器602的输入608。 [0124] 第一输入移相器设置在主放大器602的输入608和第一峰值放大器604的输入610之间。第一输入移相器包括设置为与第一隔直电容器CDC1串联的第一集成电感器LG1624。第一输入移相器也包括耦接在第一峰值放大器604的输入610和地之间的电感器LGi1和电容器CGi1的串联结构。 [0125] 第n输入移相器设置在第一峰值放大器604的(或更通常地第(n-1)峰值放大器)的输入610和第n峰值放大器606的输入612之间。第n输入移相器包括设置为与可选的第n隔直电容器CDCN串联的第一集成电感器LGN。可选的第n隔直电容器CDCN使能将第一峰值放大器604(或者更通常地第(n-1)峰值放大器)和第n峰值放大器606保持在不同的偏置电势VG0、VG1、VGN。第n输入移相器也包括耦接在第n峰值放大器606的输入612和地之间的第n电感器LGiN和第n电容器CGiN的串联结构。 [0126] 第一输出接合配线串LD1628设置在主放大器602的输出616和第一峰值放大器604的输出618之间。第零输出电容器CD0耦接在主放大器602的输出616和地之间。第零输出电容器CD0与主放大器602的输出寄生电容CDS0并联，因此增加了漏极电容。第一输出电容器CD1耦接在第一峰值放大器604的输出618和地之间，如图3中的示例那样。 [0127] 第一输出接合配线串LD1628与主放大器602的第零输出电容器CD0、第一输出电容器CD1、输出寄生电容CDS0以及第一峰值放大器604的输出寄生电容CDS1相关联地形成了与图3的C-L-C Pi网络相对应的第三C-L-C Pi网络。 [0128] 第n输出接合配线LDN632设置在第一峰值放大器(或者更通常地，第(n-1)峰值放大器)的输出618和第n峰值放大器606的输出620之间。第n输出电容器CDN耦接在第n峰值放大器602的输出和地之间。 [0129] 第n输出接合配线串LDn632与第一峰值放大器602的第n输出电容器CDN、第一输出电容器CD1、输出寄生电容CDS1以及第n峰值放大器606的输出寄生电容CDSN相关联地形成了与图3的第四和第五网络相对应的第四C-L-C Pi网络。 [0130] 可以通过提供复制第n峰值放大器606、第n电感器LGiN、第n电容器CGiN、第n输出接合配线LDN、第n输出电容器CDN以及可选的复制第n隔直电容器CDCN(设置在第一峰值放大器604的输入610和第n峰值放大器606的输入612之间)，来提供附加的一个或多个第n峰值放大器。 [0131] 图7示出了与参考图6描述的多赫蒂放大器类似的集成多赫蒂放大器700的部件的平面图。集成多赫蒂放大器700的结构与图4的结构类似。 [0132] 主放大器702(T0)、第一峰值放大器704(T1)和第n峰值放大器706(Tn)排列成行，并且沿信号传播方向间隔开。每一个放大器包括由沿第二方向752延伸的线所表示的多个晶体管，所述第二方向与信号传播方向750垂直。每一个晶体管的栅极被设置为相应放大器702、704、706的第一侧上的输入708、710、712。每一个晶体管的漏极被设置为相应放大器 702、704、706的第二侧上的输出716、718、720。第二侧是与第一侧相对的一侧，并且这两侧沿第二方向752间隔开。每一个晶体管的源极(未示出)被设置为耦接至地平面，所述地平面与平面图中所示的结构平行。从多赫蒂放大器的输入714到输出722的信号路径长度对于每一个放大器702、704、706部相同。 [0133] 放大器包括如下所述的多个电容器CD0、CD1、CDN、CDC1、CGi1、CGiN、CGi0。每一个电容器CD1、CD2、CGi1、CDC、CGiN、CGI0的第一极板由图7的平面图中所示的导电材料区域来提供。每一个电容器CD1、CD2、CGi1、CDC、CGiN、CGi0的第二极板由放大器700的接地平面来提供。 [0134] 第一和第二集成电感器727、726设置在第一行754中，所述第一行与放大器702、704、706的第一侧相邻地沿信号传播方向750延伸。隔直电容器CDC1设置为与第一集成电感器LG1串联。隔直电容器CDC1确保了第一峰值放大器704与施加至输入信号的任意偏置电压相隔离。隔直电容器CDCN设置为与第n集成电感器LGN串联。隔直电容器CDCN确保了第n峰值放大器706与施加至在先峰值放大器的任意偏置电压相隔离。第一集成电感器724耦接在主放大器702的输入708和第一峰值放大器704的输入710之间。第n集成电感器LGN耦接在第一(或第(n-1))峰值放大器的输入和第n峰值放大器706的输入712之间。 [0135] 通过匹配网络提供了可选的输入级760和可选的偏置级762、764。输入级760和偏置级762、764设置在第一行754中。 [0136] 输入级760包括第一输入电容器CGi0和集成电感器LGi0。 [0137] 偏置级762包括第一偏置电容器CGi1和集成偏置电感器LGi1。这种结构的附加效果是在第一偏置电容器CGi1和集成偏置电感器LGi1之间产生了RF“冷点”(RF幅度相对较低的节点)。 [0138] 偏置级764包括第一偏置电容器CGiN和集成偏置电感器LGiN。这种结构的附加效果是在第一偏置电容器CGiN和集成偏置电感器LGiN之间产生了RF“冷点”。因此，可以施加针对第一和第n峰值放大器704、706的不同偏置电压VG1、VGN。 [0139] 第一和第n接合配线串LD1728、LDN732串联并且设置在第二行756中，所述第二行与放大器702、704、706的第二侧相邻地沿信号传播方向750延伸。第零输出电容器CD0的第一极板耦接至主放大器702的输出716。第一输出电容器CD1的第一极板耦接至第一峰值放大器704的输出718。第n输出电容器CDN的第一极板耦接至第n峰值放大器706的输出720。输出接合配线串740也设置在第n峰值放大器706和输出端子722之间的第二行756中。 [0140] 图8示出了基于图7的多赫蒂放大器700的集成多赫蒂放大器的部件的平面图。图7所示多个双列的多赫蒂放大器700并排设置以便使能处理器800处理的更多峰值功率。通常，一列的漏极和栅极耦接至相邻列的相应漏极和栅极。 [0141] 图9示出了对与图3类似的多赫蒂放大器的带宽加以示出的仿真概图。 [0142] 上部概图902表示由于匹配网络导致的损耗，并且在所示的频率范围内接近0dB。上部概图902在约2GHz最接近0dB，并且当频率朝1.4GHz下降或者朝3GHz增加时上部概图 902下降至-0.5dB。 [0143] 下部概图904表示由放大器提供的匹配质量。在1.4GHz-3GHz的频率范围内的下部概图904中示出了两个最小值。当信号频率在1.4GHz和约2GHz之间变化时，下部概图904从-10dB下降至-27dB。当信号频率在约2GHz和2.4GHz之间变化时，下部频率904从-27dB增加到-18dB。当信号频率在约2.4GHz和2.7GHz之间变化时，下部概图904从-18dB下降至-22dB。 当信号频率在约2.7GHz和3GHz之间变化时，下部概图904从-22dB上升到约-10dB。 [0144] 可以将放大器的有用带宽定义为下部概图904小于-15dB的频率范围。工作频带在2.3GHz的中点周围近似是1.25GHz。这等效于54％的带宽。 |
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