高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置 |
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| 申请号 | CN201380024245.1 | 申请日 | 2013-04-26 | 公开(公告)号 | CN104272585B | 公开(公告)日 | 2017-08-01 |
| 申请人 | 株式会社村田制作所; | 发明人 | 辻仁司; | ||||
| 摘要 | 高频功率放大装置(205A)具备高频功率放大 电路 用电源装置(105A)、RF 信号 处理电路(20)以及高频功率放大电路(100)。在输入 电压 的输入部与 输出电压 的输出部之间设有能够供给/再生电荷的双向转换器(CONVa～CONVn)。转换器控制电路(9)对RF 输入信号 的包络进行检测，设定并且切换双向转换器(CONVa～CONVn)的谐振 频率 以及振幅以使输出电压追踪包络线输入信号的振幅变化。延迟时间探测电路(12)掌握高频功率放大电路用电源装置(105A)的延迟时间，利用延迟调整电路(22)进行调整。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种高频功率放大电路用电源装置，使作为电源电压向放大高频信号的高频功率放大电路进行供给的输出电压随着所述高频信号的振幅变化而变化， |
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| 说明书全文 | 高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置技术领域[0001] 本发明涉及高频功率放大电路用的电源装置，尤其涉及能够提高高频功率放大电路的功率效率的电源装置以及具备其的高频功率放大装置。 背景技术[0002] 在专利文献1中示出为了谋求高频放大电路的高效化而使高频放大电路的电源电压追踪放大前的高频信号的振幅变化(包络)的构成。这里的高频信号的振幅变化的频率并非是载波频率(例如移动电话中的1～2GHz)而是载波的振幅变化的频率(最大为10～100MHz左右)。在低频的放大电路中，虽然有D级放大电路(数字放大器)，但是在高频功率放大电路用的电源装置中却要求处理的频带高、且快速的开关转换。 [0003] 图22是专利文献1所示的高频功率放大电路50的框图。该图22所示的高频功率放大电路50具备包络检测电路54、供给电压选择电路56、电源电压调整电路58以及高频放大电路52。包络检测电路54检测高频信号(RFIN)的包络，供给电压选择电路56选择电压源(V1～V4)以追踪高频信号(RFIN)的包络。电源电压调整电路58对被选择出的电压进行波形调整，并作为电源电压而向高频放大电路52供给。由此，高频放大电路52对高频信号(RFIN)进行放大并输出高频信号(RFOUT)。 [0004] 在先技术文献 [0005] 专利文献 [0006] 专利文献1：日本特表2006-514472号公报 发明内容[0007] 发明要解决的课题 [0008] 然而，在专利文献1的高频功率放大装置中，由于是准备多个电压源并对它们进行选择而使之追踪高频信号的包络的方式，因此需要用于对切 换多个电压源时的电压差(波形高低差)进行修复的复杂电路以及极其复杂的控制。如果该波形高低差的修复不完善，则波形失真将变大，通信系统中的相邻信道泄漏功率比(ACPR)变大，给规定范围外的频带来不良影响，因此产生无法适用于容许频带严格的产品这样的问题。 [0009] 本发明的目的在于提供一种解决上述电路以及控制复杂化的问题，能够以较为简单的构成使对于高频放大电路的电源电压追踪高频信号的包络这样的高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置。 [0010] 用于解决课题的手段 [0011] 本发明的高频功率放大电路用电源装置，使作为电源电压向放大高频信号的高频功率放大电路进行供给的输出电压随着所述高频信号的振幅变化而变化，所述高频功率放大电路用电源装置的特征在于具备： [0013] 输出侧能量蓄积元件，被设置在所述双向转换器的所述输出部； [0014] 时间频率解析单元，将向所述高频功率放大电路输入的输入信号在时间轴上变换成具有频率以及信号振幅的信息的控制信息；和 [0015] 转换器控制电路，对所述高频信号的振幅变化进行检测，并控制所述多个双向转换器的谐振频率以及振幅以使所述输出电压追踪所述高频信号的振幅变化。 [0016] 此外，本发明的高频功率放大装置，具备：高频功率放大电路，对高频信号进行放大；和高频功率放大电路用电源装置，使向该高频功率放大电路进行供给的电源电压随着所述高频信号的振幅变化而变化，所述高频功率放大装置的特征在于具备： [0017] 多个双向转换器，被设置在输入电压的输入部与所述输出电压的输出部之间，具备所流动的谐振电流的多种频率，能够供给/再生能量； [0018] 输出侧能量蓄积元件，被设置在所述双向转换器的所述输出部； [0019] 时间频率解析单元，将向所述高频功率放大电路输入的输入信号在时间轴上变换成具有频率以及信号振幅的信息的控制信息；和 [0020] 转换器控制电路，对所述高频信号的振幅变化进行检测，并控制所述多个双向转换器的谐振频率以及振幅以使所述输出电压追踪所述高频信 号的振幅变化。 [0021] 发明效果 [0022] 根据本发明，因为电源电压随着被输入至高频功率放大电路的输入信号的振幅而变化，所以能够使高频功率放大电路的放大元件始终以接近饱和点的条件动作，从而可以大幅地降低放大元件产生的损耗。 [0023] 由于双向转换器能够供给/再生能量，因此通过对双向转换器的内部开关元件的接通(ON)/断开(OFF)时间进行非线性控制(脉冲宽度控制、频率控制、睡眠时间以及突发时间的组合控制等)，从而动态范围取得较大，从而快速控制成为可能。由此，不论是从低频还是到高频的范围，均可以高精度地调整高频输入信号和输出电压的振幅以及相位，能够使之追踪高频输入信号的包络。 [0025] 图1是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101、高频功率放大装置201以及高频功率放大电路100的关系的图。 [0026] 图2是表示高频功率放大电路100对应的电源电压Vout、高频功率信号RFout及其包络Ve的关系的图。 [0027] 图3是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101的构成的框图。 [0028] 图4(A)是表示高频功率放大电路用电源装置101以及其中包含的双向转换器的具体构成的图。图4(B)是表示另一双向转换器的构成例的图。 [0029] 图5是表示高频信号的包络线的振幅变化RFref(包络)、以及包络追踪输出电压Vout的关系的图。 [0030] 图6是表示多个供给转换器的输出、和向负载供给的功率的关系的图。 [0031] 图7是表示通过能量的供给/再生而使输出电压追踪输入信号的情形 的图。 [0032] 图8是关于高频功率放大电路用电源装置101表示其振幅变化监视电路用于追踪输入信号并控制双向转换器的处理内容的图。 [0033] 图9是表示第2实施方式的高频功率放大电路用电源装置102的构成的框图。 [0034] 图10是表示基于频率以及振幅的转换器的分开处理的例子的图。 [0035] 图11是表示通过电感值来变更谐振频率的例子的图。 [0036] 图12是由多层印刷基板线圈构成了可变电感器的例子。 [0037] 图13是表示第4实施方式的高频功率放大电路用电源装置104的构成的框图。 [0038] 图14是包含反馈控制以及其他的控制块的处理内容来进行了表示的图。 [0039] 图15是表示用于对第4实施方式的高频功率放大电路用电源装置的输出电容器的电容进行估计的采样定时的例子的图。 [0040] 图16是表示包含基于反馈控制块的微调整在内的必要的接通时间的增减处理以及谐振频率的增减处理的内容的图。 [0041] 图17是表示输入信号、高频信号、以及输出电压的关系的图。 [0042] 图18是表示第5实施方式的高频功率放大电路用电源装置105A以及高频功率放大装置205A的构成的框图。 [0043] 图19是表示第5实施方式的高频功率放大电路用电源装置105B以及高频功率放大装置205B的构成的框图。 [0044] 图20(A)是表示第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置106A的构成的框图。图20(B)是高频功率放大电路用电源装置106A的输出电压的波形图。 [0045] 图21(A)是表示第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置106B的构成的框图。图21(B)是高频功率放大电路用电源装置106B的输出电压的波形图。 [0046] 图22是专利文献1所示的高频功率放大电路50的框图。 具体实施方式[0047] 《第1实施方式》 [0048] 图1是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101、高频功率放大装置201以及高频功率放大电路100的关系的图。 [0049] 高频功率放大电路100输入高频信号RFin，进行功率放大，并输出高频功率信号RFout。高频功率放大电路用电源装置101进行输入电源电压Vin的输入，检测高频信号RFin的包络线的振幅变化(包络的振幅变化)，使输出电压Vout发生变化以追踪该包络线的振幅变化。高频功率放大电路100将高频功率放大电路用电源装置101的输出电压Vout作为电源电压来动作。 [0050] 图2是表示与所述高频功率放大电路100对应的电源电压Vout、高频功率信号RFout及其包络Ve的关系的图。图2(A)是使高频功率放大电路用电源装置101起作用的情况下的波形，图2(B)是使对于高频功率放大电路100的电源电压变为恒定的情况下的波形。在此，在表征高频信号的包络的基础上，电源电压也正负对称地表征。大致可以说Vout和Ve的差分是损耗。根据本发明，该损耗能够削减。 [0051] 图3是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有多个双向转换器CONVa、CONVb……CONVn。这些双向转换器分别是可以供给/再生能量的转换器。输入输出部的左右两个方向的箭头表征能量移动方向。在图3中，“包络线输入信号”是与高频信号(1～2GHz)的基带调制信号相同的信号，且只会是该高频信号的包络线信号。包络线信号(包络信号(最大100MHz)可直接以基带进行供给，或者对该高频信号进行包络线检波来获得。振幅变化监视电路10控制双向转换器CONVa、CONVb……CONVn的能量供给/再生，以使输出电压追踪所述振幅变化信号。转换器切换电路11选择多个双向转换器CONVa、CONVb……CONVn的任意一个来进行谐振频率以及振幅的设定，并且选择性地进行驱动。由振幅变化监视电路10和转换器切换电路11构成了本发明所涉及的“转换器控制电路”。 [0052] 图4(A)是表示所述高频功率放大电路用电源装置101以及其中包含的双向转换器的具体构成的图。在该高频功率放大电路用电源装置101 中，转换器CONV1、CONV2、CONV3分别为供给转换器，转换器CONV4、CONV5、CONV6分别为再生转换器。由这些多个转换器整体作为双向转换器发挥作用。 [0053] 在转换器CONV1～CONV6的输出部配备电容Co，该电容Co为输出侧能量蓄积元件且作为谐振电容来动作，在输入部配备电容器Ci，该电容器Ci是对被再生的能量进行蓄积的再生能量蓄积元件。 [0054] 供给转换器CONV1具备整流开关元件(高侧元件)Q11、向该整流元件Q11供给接通/断开控制信号的开关转换控制电路、换向二极管(低侧元件)D12以及电感器L1。关于供给转换器CONV2、CONV3，也是同样的构成。 [0055] 再生转换器CONV4具备整流二极管D41、换向开关元件Q42、向该换向开关元件Q42供给接通/断开控制信号的开关转换控制电路、以及电感器L4。关于再生转换器CONV5、CONV6，也是同样的构成。开关元件Q11、Q21、Q31、Q42、Q52、Q62为由GaN(氮化镓)或SiC(碳化硅)等化合物半导体组成的FET、或者IGBT(绝缘栅型双极性晶体管)，是不包含寄生二极管的开关元件。由所述化合物半导体组成的FET与由Si半导体组成的FET相比较，相对反向电压的势垒高。在此，所谓FET中的反向，是指从源极至漏极的方向。由Si半导体组成的FET作为寄生二极管而具有PN结二极管，如果被施加从源极至漏极的方向的电压、且施加电压变得高于PN结二极管的正向电压，则电流经由PN结二极管而在反向上流动。不包含寄生二极管的开关元件，在PN结二极管的正向电压下电流不会向反向流动，即相对反向电压的击穿电压高于PN结二极管的正向电压。因而，能够构成更高电压的电源装置。 [0056] 虽然在图4(A)中没有表现出，但是所述开关转换控制电路是通过振幅变化监视电路来控制的。 [0057] 供给转换器CONV1的谐振频率由输出电容器Co的电容和电感器L1的电感来决定。此外，供给转换器CONV2的谐振频率由输出电容器Co的电容和电感器L2的电感来决定。同样地，供给转换器CONV3的谐振频率由输出电容器Co的电容和电感器L3的电感来决定。 [0058] 供给转换器CONV1～CONV3分别向负载侧供给谐振的半波份的功 率，再生转换器CONV4～CONV6分别向输入侧再生谐振的半波份的能量。因为这些转换器是谐振转换器，所以被实施ZCS(零电流开关转换)。 [0059] 在图4(A)所示的例子中，虽然使供给转换器和再生转换器分离开，但是如图4(B)所示，也可以使整流元件Qc和换向元件Qr两者构成作为开关元件的双向转换器来兼作供给转换器和再生转换器。 [0060] 图5是表示所述高频信号的振幅变化RFref(包络)、以及包络追踪输出电压Vout的关系的图。通过各双向转换器的能量供给/再生，包络追踪输出电压Vout将追踪包络线输入信号RFref。在该例子中，向图1所示的高频功率放大电路100施加最高65V且最低15V的电源电压。图5表示图2所示的Vout和高频功率信号的包络(参照图2中的Ve)的差分成为零的理想状态。 [0061] 起因于各双向转换器的能量的供给/再生动作以及振幅变化监视电路的响应延迟等，使得所述包络追踪输出电压Vout比包络线输入信号RFref仅延迟了延迟时间Td。该延迟时间Td需要为例如1μs以下。 [0062] 图6是表示多个供给转换器的输出、和向负载供给的功率的关系的图。如图6(A)所示，供给转换器CONV1、CONV2、CONV3的输出被合成，从而图6(B)所示那样的包络的功率被供给至负载。 [0063] 图7是表示通过能量的供给/再生而使输出电压追踪包络线输入信号的情形的图。关于供给转换器CONV1、CONV2、CONV3以及再生转换器CONV4、CONV5、CONV6，横轴为这些转换器的接通、断开、睡眠(SLEEP)的时序图。在供给转换器中，“接通”为整流元件(高侧元件)的接通期间，“断开”为整流元件的断开期间。此外，在再生转换器中，“接通”为换向元件(低侧元件)的接通期间，“断开”为换向元件的断开期间。 [0064] 转换器切换电路11(参照图3)基于包络线输入信号，向各转换器的开关转换控制电路赋予如该时序图那样的切换信号。因为在各转换器中通过电荷量的供给/再生而被进行输出能量蓄积元件(输出端子间电容Co)的充放电，所以输出电压如图7所示那样变化。可知，该输出电压追踪输入信号。 [0065] 图8是关于高频功率放大电路用电源装置101表示其振幅变化监视电 路用于追踪包络线输入信号并控制双向转换器的处理内容的图。 [0066] 首先，针对包络线输入信号RFref，通过作为频率解析方法之一的小波变换等时间频率解析来求出频率以及信号振幅的信息。然后，将频率信息送入频率寄存器Fr，将振幅信息送入振幅寄存器Ar。基于频率寄存器Fr和振幅寄存器Ar的值的组合来进行发生动作的单个或者多个转换器的设定。根据频率寄存器Fr的值为小、中、大的区别，向供给转换器用的占空因数寄存器DCR1、DCR2、DCR3、再生转换器用的占空因数寄存器DCR4、DCR5、DCR6分别输入值。 [0067] 数字PWM电路DPWM1～DPWM6输出与上述占空因数寄存器DCR1～DCR6的值相应的接通占空比的信号。带死区时间的互补输出发生器DT&COMP1～DT&COMP6根据数字PWM电路DPWM1～DPWM6的输出信号来驱动双向转换器的整流开关元件以及换向开关转换元件。 [0068] 通过以上的前馈控制，与包络线输入信号RFref相应的输出电压(功率)被供给至负载。 [0069] 《第2实施方式》 [0070] 图9是表示第2实施方式的高频功率放大电路用电源装置102的构成的框图。不同于在第1实施方式中图4所示的高频功率放大电路用电源装置，双向转换器为了供给/再生电流谐振波形的半波，相对于双向转换器的主开关元件而串联地配备防逆流元件。即，相对于供给转换器CONV1、CONV2、CONV3的整流开关元件Q11、Q21、Q31而分别串联连接了二极管D13、D23、D33。此外，相对于再生转换器CONV4、CONV5、CONV6的换向开关元件Q42、Q52、Q62而分别串联连接了二极管D42、D52、D62。 [0071] 开关元件Q11、Q21、Q31、Q42、Q52、Q62为由Si半导体组成的FET，包含寄生二极管。 [0072] 在没有上述逆流防止用的二极管的情况下，因FET(整流开关元件Q11、Q21、Q31以及换向开关元件Q42、Q52、Q62)的寄生二极管而使得电流谐振呈全波状地流动，因此将产生不必要的能量的循环。 [0073] 根据第2实施方式，通过具备上述二极管D13、D23、D33、D42、D52、D62，从而在转换器的供给动作时和再生动作时均使得电流呈半波状地流动，所以能够防止不必要的能量循环。 [0074] 《第3实施方式》 [0075] 图10是表示基于频率信息以及振幅信息的转换器的分开处理的例子的图。该处理将包络线输入信号RFref在时间轴上分解为频率和振幅的信息，并送入频率寄存器Fr以及振幅寄存器Ar，根据频率的范围以及振幅的范围来决定每个转换器的占空因数寄存器DCR的值。 [0076] 在该例子中，判定频率寄存器Fr的值为1MHz＜Fr＜10MHz的范围、10MHz＜Fr＜50MHz的范围、50MHz＜Fr＜100MHz的范围当中的哪个范围，此外判定振幅寄存器Ar的值为0＜Ar＜10的范围、10＜Ar＜30的范围、30＜Ar＜50的范围当中的哪个范围。根据该频率和振幅的组合，来进行供给转换器CONV1～CONV3以及再生转换器CONV4～CONV6的谐振频率和接通时间的设定(分开处理)。即，根据频率的范围来进行LC调整，根据振幅范围来进行接通调整。如此来决定每个转换器的占空因数寄存器DCR1～DCR6的值。各转换器输出与占空因数寄存器DCR1～DCR6的值相应的接通时间的信号。 [0077] 图10是表示基于频率信息以及振幅信息的转换器的分开处理的例子的图。该处理将包络线输入信号RFref在时间轴上分解为频率和振幅的信息，并送入频率寄存器Fr以及振幅寄存器Ar，根据频率的范围以及振幅的范围来决定每个转换器的占空因数寄存器DCR的值。 [0078] 在该例子中，判定频率寄存器Fr的值为1MHz＜Fr＜10MHz的范围、10MHz＜Fr＜50MHz的范围、50MHz＜Fr＜100MHz的范围当中的哪个范围，此外判定振幅寄存器Ar的值为0＜Ar＜10的范围、10＜Ar＜30的范围、30＜Ar＜50的范围当中的哪个范围。根据该频率和振幅的组合，来进行供给转换器CONV1～CONV3以及再生转换器CONV4～CONV6的谐振频率和接通时间的设定(分开处理)。即，根据频率的范围来进行LC调整，根据振幅范围来进行接通调整。如此来决定每个转换器的占空因数寄存器DCR1～DCR6的值。各转换器输出与占空因数寄存器DCR1～DCR6的值相应的接通时间的信号。 [0079] 图11是表示通过电感值来变更谐振频率的例子的图。由运算器(在图3所示的例子中是指转换器切换电路)来读出被输入至L调整寄存器的值(要增减的电感值)，根据该值来调整可变电感器的电感值。具体而言，切换励磁线圈Le的抽头以及消磁线圈Ld的抽头。在关于电容也进行切换的情况下，由运算器来读出被输入至C调整寄存器的值(要增减的电容值)，根据该值来控制可变电容器的电容值。作为可变电容器，可使用电容值随着控制电压改变的电容器，或者组合多个电容器并通过这些电容器的切换来实现。 [0080] 所述线圈以带磁芯的线圈为首，可采用空芯线圈、被布线在基板上的印刷基板线圈等的各种形态。 [0081] 图12是由多层印刷基板线圈构成了所述可变电感器的例子。在多层印刷基板的第1层形成了励磁线圈Le，在第2层形成了消磁线圈Ld。如 果与励磁线圈Le连接的开关为断开状态，则励磁线圈Le的圈数为2圈，但是如果开关为接通，则励磁线圈Le的圈数变为1圈。同样，如果与消磁线圈Ld连接的开关为断开状态，则消磁线圈Ld的圈数为2圈，但是如果开关为接通，则消磁线圈Ld的圈数变为1圈。如此一来，能构成电感可以增减的可变电感器。 [0082] 如该实施方式那样，高频功率放大电路用电源装置通过具有转换器的电流谐振频率的调整功能，从而能够将数目少的转换器作为规定谐振频率的转换器来利用。因而，能够以数目少的转换器而将输入信号波形和输出电压波形确保为相似形。 [0083] 《第4实施方式》 [0084] 图13是表示第4实施方式的高频功率放大电路用电源装置104的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间分别设有可以供给/再生能量的多个双向转换器CONVa、CONVb……CONVn。振幅变化监视电路10进行作为高频信号的振幅变化信号的输入信号的输入，控制双向转换器CONVa、CONVb……CONVn的能量供给/再生以使输出电压追踪高频信号的振幅变化。转换器切换电路11针对负载需要的能量的量，基于输入信号来切换进行供给或者再生的时间。即，切换多个双向转换器之中使哪个转换器发挥供给动作或者再生动作。而且，具备对作为输出能量蓄积元件的输出电容器Co的电容进行估计的输出电容器电容估计单元13。该输出电容器电容估计单元13输入电容器Co的电压以及电流，来估计电容器Co的电容。如果将电压变化量表征为ΔVout，将电荷移动量表征为ΔQout，则通过C＝ΔQout/ΔVout而算出输出电容器Co的电容值C。该运算执行单元由带运算功能的集成电路(CPU、DSP、FPGA、CPLD等)来实现。 [0085] 转换器切换电路11基于振幅变化监视电路10所输入的包络线输入信号、和估计的电容器Co的电容，来切换各双向转换器进行供给或者再生的时间。由此，通过输出电容器Co的电荷移动量的控制来控制输出电压。因为输出电容器Co用于LC谐振的一部分，所以输出电容器的电容值的偏差成为问题。但是，如该实施方式那样，通过对输出电容器的电容进行 估计，由此除了基于包络线输入信号的前馈控制之外，还对根据输出电容器Co的电压、电流而估计出的电容值进行反馈控制，从而能够提高谐振频率的设定精度，能够提高输入信号和输出电压的相似性。 [0086] 图14是包含反馈控制以及其他的控制块的处理内容来进行了表示的图。在图14中，“前馈控制块”是使图8或者图10所示的构成简化之后进行表征的。在图14中，在“反馈控制块”中，以时刻t0下的输入信号的振幅变化ΔRFref(t0)和延迟时间Td后的输出电压Vout(t0+Td)为基础，来求出放大率Vout/RFref，并根据该值来求出用于对与设计上的放大率的偏离量进行微调整的谐振频率以及振幅的调整量，对通过前馈控制块的“谐振频率&振幅调整和组合”所求出的值进行微调整。 [0087] 此外，在“反馈控制块”中，算出上次时间点下的Vout(a)和本次时间点下的Vout(b)的差分ΔVout(b-a)，算出上次时间点下的输出电容器中流动的电流Icout(a)和本次时间点下的Icout(b)的差分的时间积分值ΔQout(b-a)。然后，算出时刻b下的输出电容器的电容，求出用于对与设计上的电容的偏离量进行微调整的谐振频率以及振幅的调整量，对在前馈控制块的“谐振频率&振幅调整和组合”中被使用的值进行微调整。 [0088] 在“其他的控制块”中，当Vout超过了规定的上限值时、或者当Icout超过了规定的上限值时，对占空因数寄存器DCRn的接通占空比进行限制。由此来进行过电压保护或者过电流保护。此外，根据来自外部的强制接通/断开信号而使数字PWM电路DPWMn强制性地断开(接通占空比为0)。进而，如果看门狗计时器时间已到，则向外部进行警报输出。 [0089] 数字PWM电路DPWMn(DPWM1～DPWM6)输出与上述占空因数寄存器DCRn(DCR1～DCR6)的值相应的接通占空比的信号。带死区时间的互补输出发生器DT&COMPn(DT&COMP1～DT&COMP6)根据数字PWM电路DPWM1～DPWM6的输出信号来驱动双向转换器的整流开关元件以及换向开关转换元件。 [0090] 图15是表示用于对第4实施方式的高频功率放大电路用电源装置的输出电容器的电容进行估计的采样定时的例子的图。在以数字量来处理输出电容器Co的电压和电流的情况下，存在以比输出电压的振幅变化的频率还高的频率来采样的情况、和以比输出电压的振幅变化的频率还低的频 率来采样的情况。在以低的频率来采样的情况下，降低采样频率，根据2点间的数据来估计输出电容器Co的电容。 [0091] 这样，即便采样频率比信号频率低，也能以所述ΔVout以及ΔQout为基础来算出输出电容器Co的电容。而且，通过使采样频率低于信号频率，从而能够降低算出输出电容器Co的电容所需的每单位时间的运算量。 [0092] 图16是表示包含基于所述反馈控制块的微调整在内的必要的接通时间的增减处理以及谐振频率的增减处理的内容的图。对输出电压Vout和包络线信号的振幅变化RFref进行比较，在输出电压Vout低的情况下，使接通时间增加规定量，在输出电压Vout高的情况下，使接通时间减少规定量。此外，在时刻b的输出电容器Co的电容Cout低于设计值的情况下，使谐振频率Fr仅减少规定量，在时刻b的输出电容器Co的电容Cout高于设计值的情况下，使谐振频率Fr仅增加规定量。 [0093] 《第5实施方式》 [0094] 图17是表示输入信号、高频信号、以及输出电压的关系的图。在此，输出电压的高频分量为各双向转换器的开关转换频率分量，通过该各双向转换器的能量的供给/再生而使输出电压追踪包络线输入信号RFref。 [0095] 起因于各双向转换器的能量供给/再生动作以及振幅变化监视电路的响应延迟等，使得包络追踪输出电压Vout比输入信号(包络线输入信号RFref)仅延迟了延迟时间Td。 [0096] 第5实施方式的高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置进行上述延迟时间Td的量的校正。 [0097] 图18是表示第5实施方式的高频功率放大电路用电源装置105A以及高频功率放大装置205A的构成的框图。该高频功率放大装置205A具备高频功率放大电路用电源装置105A、RF信号处理电路20以及高频功率放大电路100。 [0098] 在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有多个双向转换器CONVa、CONVb……CONVn。这些双向转换器分别为可以供给/再生能量的转换器。转换器控制电路9输入从包络线检波&失真校正电路21A输出的包络线信号，控制双向转换器CONVa、CONVb……CONVn的能 量供给/再生以使输出电压追踪高频信号的振幅变化。延迟时间探测电路12通过由转换器控制电路9检波出的包络线信号和输出电压信号的比较来对延迟时间进行探测。 [0099] 包络线检波&失真校正电路21A使从高频功率放大电路100的输出信号分配出的信号相对于RF输入信号进行反馈来进行失真校正。延迟调整电路22输入相当于由延迟时间探测电路12探测出的延迟时间的信号，使失真校正电路21A的输出信号延迟之后向高频功率放大电路100输出。 [0100] 这样，通过使RF输入信号仅延迟高频功率放大电路用电源装置105A的延迟时间的量之后向高频功率放大电路100输出，从而被实施已追踪到高频功率放大电路100应放大的信号的电源电压。 [0101] 图19是表示第5实施方式的变形例所涉及的高频功率放大电路用电源装置105B以及高频功率放大装置205B的构成的框图。相对于转换器控制电路9而从外部被输入包络线信号这一点不同于高频功率放大电路用电源装置105A，其余相同。即便是这种构成，也能够使RF输入信号仅延迟高频功率放大电路用电源装置105B的延迟时间的量之后向高频功率放大电路100输出。上述的来自外部的包络线信号是根据正交调制电路的I、Q两个调制信号施加各自的信号强度的平方而求出了平方根的信号。即，能够根据I、Q的数字信号来计算求出，计算出的数字信号在DA变换器中作为模拟信号取出。 [0102] 《第6实施方式》 [0103] 图20(A)是表示第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置106A的构成的框图。图20(B)是高频功率放大电路用电源装置106A的输出电压的波形图。 [0104] 如图20(A)所示，该高频功率放大电路用电源装置106A在双向转换器CONVa～CONVn的输出部设置偏置电压叠加电路。该偏置电压叠加电路是产生直流偏置电压并叠加在多个双向转换器CONVa～CONVn的输出上的电路。产生该直流偏置电压的电路由单个或者多个双向转换器构成。或者，通过配备在输入电压的输入部前级的电压稳定电路来供给。 [0105] 如图20(B)所示，输出电压成为始终超过直流偏置电压的值，在超 过该偏置电压的范围内成为追踪到包络线输入信号的输出电压。通过该构成，从而输出电压变动范围变窄，因为控制范围受限，所以控制性提高。此外，因为输出电压变动被抑制，所以能量的供给再生量的累计减少，能够降低损耗。 [0106] 图21(A)是表示第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置106B的构成的框图。该高频功率放大电路用电源装置106B是图20(A)所示的高频功率放大电路用电源装置的更具体的例子。图21(B)是高频功率放大电路用电源装置106B的输出电压的波形图。在图21(A)中，双向转换器CONVm为配备在输入电压的输入部前级的双向转换器，供给直流偏置电压。 [0107] 在不超过直流偏置电压的范围内，当高频功率放大电路(被供给了输出电压的负载)成为可变电阻性的情况下，优选产生直流偏置电压的双向转换器CONVm的动作模式为其扼流圈电流连续流动的动作模式，以使由输入电压和时间比率来唯一地决定输出电压。由此，前馈中的控制性提高。此外，该直流偏置电压也可根据需要而使之变动。因此，控制性进一步提高，且输出电压变动被抑制，能够降低损耗。 [0108] 《其他实施方式》 [0109] 在以上所示的各实施方式中，虽然通过对各转换器的开关转换元件进行PWM控制，由此来控制使半波的波长变为恒定的状态保持不变的情况下的能量的传输量，但是除了PWM控制之外，还可以通过组合了睡眠和突发的时间控制来进行。 [0110] 施方式中，虽然通过对各转换器的开关转换元件进行PWM控制，由此来控制使半波的波长变为恒定的状态保持不变的情况下的能量的传输量，但是除了PWM控制之外，还可以通过组合了睡眠和突发的时间控制来进行。 [0111] 此外，在以上所示的各实施方式中，虽然示出了都使用供给转换器和再生转换器的例子，但是在仅利用供给转换器也可获得必要充分的相似性的情况下，也可以省略再生转换器。 [0112] 符号说明 [0113] Co…输出电容器 [0114] CONVa、CONVb、CONVn…双向转换器 [0115] CONV1、CONV2、CONV3…供给转换器 [0116] CONV4、CONV5、CONV6…再生转换器 [0117] D12、D22、D32…换向二极管 [0118] D41、D51、D61…整流二极管 [0119] DCR1～DCR6、DCRn…占空因数寄存器 [0120] DPWM1～DPWMn…PWM电路 [0121] DT…带死区时间的互补输出发生器 [0122] L1、L2、L3、L4、L5、L6…电感器 [0123] Ld…消磁线圈 [0124] Le…励磁线圈 [0125] Q11、Q21、Q31…整流开关元件 [0126] Q42、Q52、Q62…换向开关元件 [0127] Qc…整流元件 [0128] Qr…换向元件 [0129] RFin…高频信号 [0130] RFout…高频功率信号 [0131] RFref…高频信号的包络线信号(包络) [0132] 10…振幅变化监视电路 [0133] 11…转换器切换电路 [0134] 12…延迟时间探测电路 [0135] 13…输出电容器电容估计单元 [0136] 20…RF信号处理电路 [0137] 21…失真校正电路 [0138] 22…延迟调整电路 [0139] 101～105、106A、106B…高频功率放大电路用电源装置 [0140] 201、205…高频功率放大装置 |
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