模拟多相滤波器的数字校正 |
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| 申请号 | CN201110296208.9 | 申请日 | 2011-10-08 | 公开(公告)号 | CN102447663A | 公开(公告)日 | 2012-05-09 |
| 申请人 | 美信集成产品公司; | 发明人 | C·J·拉泽尔; | ||||
| 摘要 | 本 发明 的实施方案提供用于对在接收机的模拟组件内产生的振幅误差和 正交 相位 误差进行建模和校正的系统、装置和方法。利用紧密地 跟踪 I与Q多相 滤波器 响应之间的失配的 频率 相关性质的频率相关校正方法。具体地，基于在接收机的校准期间产生的建模的误差函数对 信号 执行数字校正。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种频率选择式失配校正多分支接收机，所述接收机包括： |
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| 说明书全文 | 模拟多相滤波器的数字校正[0001] 相关专利申请的交叉引用：本申请要求2010年10月7日递交的、题目为“Digital Correction of Analog Polyphase Filters(模拟多相滤波器的数字校正)”的美国临时申请No.61/391,034的优先权，该申请通过引用被整体并入本文。 技术领域背景技术[0003] 当设计高度集成的单片接收机时，重大的挑战是信道选择性的提供。关于直接变频或者零中频(IF)接收机，信道选择性通过在正交下变频混频器之后进行对称的低通滤波来提供。这种滤波可以包括模拟滤波器和数字滤波器的组合，以使得总体传输功能满足期望的选择性要求。重要的是，强干扰信号通过模拟选择性而被充分地衰减，以使得它们不超过模数转换器的线性范围或者基带信号通路中的任何模拟级(analog stage)的线性范围。 [0004] 这样的直接变频接收机存在以下形式的另外的挑战： [0005] (1)DC偏移(DC offset)，其根据期望的通频带的中心来定义； [0007] (3)下变频混频器中的二阶互调，其可以引起与它们自己混频的干扰，以在与所谈及的干扰的AM调制包络对应的基带生成时变信号。 [0008] 这些典型的直接变频问题的缓解形成当使用直接变频架构时的设计工作的大部分；但是在窄带信令格式的情况下，绝不可能肯定这些寄生的带内信号可以被充分地抑制。在这样的情况下，常见的是考虑低中频(下称，“LIF”)或者近零中频(下称，“NZIF”)接收机。 [0009] 低中频接收机通常被这样构造，以致镜像信道也是有用信号的左邻或右邻信道(即，基带信号的中心频率等于信道间隔的一半)。在这样的情况下，如图1所图示说明的，DC偏移仅仅勉强在带外。 [0010] NZIF方法的主要优点是上述有害问题(包括居中的DC偏移)在带外。然而，NZIF方法的挑战是获得充分的镜像抑制选择性的挑战。以DC偏移为中心的低通滤波器的使用将对有用镜像响应和无用镜像响应这二者的影响相同。除非ADC具有足够的动态范围以同时处理镜像频率处的最大可能的无用信号和有用信号处的阈值灵敏性信号，否则可能需要不对称模拟滤波。这样的不对称滤波可以用被称为多相滤波器(PPF)的一类滤波器来实现。图2中图示说明了如上所述的在接收机中使用多相滤波器220的环境和系统架构210。 [0011] 术语多相滤波器是指这样的滤波器，该滤波器通过从其低通原型进行移位变换(即，s→(s-jω0))来创建，以使得频率不再以DC偏移为中心，而是可以被布置为通频带以某个正频率处的有用信号为中心，同时抑制对应的负频率处的镜像响应。在典型的模拟实现中，频移变换无法用以实部(real component)来实现。然而，在具有用于I和Q的差分信号的正交下变频接收机架构中，接收信号的所有四个正交相位都是可用的，从而使得可以实现多相滤波器拓扑结构。 [0012] 为了计算频率响应，定义如图3所示的网的两个输入端口310、320(或者四个输入端子)之间的相位关系。仅仅为了举例说明的目的，假设对于正频率，R1 330、R2 331、R3332和R4 333的输入的相对相位分别是0度、90度、180度和270度。图4图示说明图3中的网的所计算的频率响应410，其中假设所有的电阻器都是50欧姆，并且所有的电容器都是5皮法。 [0013] 本领域技术人员将认识到这种类型的多相滤波器的主要问题是依赖于抵消(cancellation)来获得期望的阻带抑制。抵消程度有效地取决于统计上的组件匹配，统计上的组件匹配是用模拟滤波元件不能完全消除的问题。 [0014] 当考虑高阶带通滤波器时，由失配(mismatch)引起的问题变得更明显。作为示例，考虑基于两个级联的Tow-Thomas双二阶(biquad)部分的四极点巴特沃斯(Butterworth)有源多相滤波器。图5图示说明滤波器的示例性单个部分510(即，双二阶滤波器将具有与图5中图示说明的一个部分串联的另一个部分)。为了举例说明的目的，全5 差分运算放大器由理想的压控电压源520表征，每个理想的压控电压源520具有-10 的电压增益。 [0015] 为了比较的目的，图6图示说明响应610，在响应610中，使用标称组件偏差。为了研究组件容限的影响，每个R和每个C被赋予2％的标准偏差。图7图示说明滤波器响应710的蒙特卡罗(Monte Carlo)仿真，在该仿真中，在跨滤波器内的组件随机产生2％标准偏差的情况下执行了1100次试验。图8图示说明滤波器810的另外的蒙特卡罗仿真，在该仿真中，在跨组件随机产生相同的2％标准偏差的情况下执行了100次试验。本领域技术人员将认出位于通频带左侧的无用镜像响应720、820。 [0016] 如从无用镜像响应720和820可以观测到的，当考虑组件容限的统计变化时，可以显著地降低多相滤波器的镜像抑制，从而显著地减小可依赖的镜像抑制量。 [0017] 更糟糕的是，应该注意，以上分析在频率扫描期间一次仅测量一个频率。在组件失配的状况下，由于输出端口1和2处的滤波器响应不再相同的事实，不仅负频率处的衰减量减小，而且还存在同时也创建正频率分量的倾向。这是因为对于任何给定的蒙特卡罗试验，滤波器响应(特别是在抑制频带中)可以非常不同，并且通过查看图9A和9B中所示的单次试验的对应绘图，可以更加图形化地示出这些滤波器响应。 [0018] 在一些频率处，存在非常显著的失配，而在其他频率处，存在更接近的匹配。通频带中的匹配趋向于比预期的阻带中的匹配好得多，在阻带中，振幅响应很大程度上取决于在标称上相同的组件之间实现的抵消程度。 [0019] 本质上，引起的问题是频率相关的I/Q失配(振幅失配和正交相位误差这二者)的一种。尤其是在阻带中，I分量和Q分量的振幅在滤波之后不再相同，并且它们之间的相对相位偏移不再是90度。这有效地阻止了进一步的滤波改进阻带抑制，除非考虑一些纠正措施。 [0020] 使用FFT技术测量和补偿频率相关失配的想法在本领域中是已知的，特别是在OFDM通信系统的环境下，在OFDM通信系统中，利用信号通路中本来就需要的现有的IFFT和FFT处理器进行频域处理尤为方便。现在需要的是这样的系统和方法，该系统和方法估计对任意时域信号的复频率相关校正并将该复频率相关校正应用于该任意时域信号，优选地，在时域中完全应用运行时校正，尤其是对于本来不需要频域处理的信号。这种技术对于克服由模拟多相滤波器引入的失配误差将特别有用，然而可以通用地被应用于来自各种源的频率相关正交误差和振幅误差。 发明内容[0021] 本发明的实施方案提供用于对在接收机的模拟组件内产生的振幅误差和正交相位误差进行建模和校正的系统、装置和方法。利用这样的频率相关校正方法，该方法对I与Q多相滤波器响应之间的失配的频率相关性质进行评估。具体地，基于在接收机的校准期间产生的建模的误差函数对信号执行数字校正。有效的是，在信号被转换为数字信号之后，但是在该信号被数字解调器处理以恢复信息内容之前，对在基带信号通路的模拟组件(包括多相滤波器)内产生的误差进行校正。使用频域或时域数字滤波技术并根据接收机内的建模的误差对诸如镜像音调系数的无用频率分量进行滤波。在实施方案中，频率相关复频率响应误差的检测通过使用离散傅里叶变换技术在频域中发生，以产生和测量正交音调，而运行时校正要么在频域中使用线性卷积(比如，使用重叠保留处理)，要么在时域中使用等效的FIR滤波器。在某些实施方案中，在启动时测量复频域误差。在某些实施例中，可以在接收机的运行时期间更新该误差，以进一步补偿误差中的漂移。 [0022] 在本发明内容部分中已经概况地描述了本发明的一些特征和优点；然而，本文提供了另外的特征、优点和实施方案，或者本领域普通技术人员鉴于其附图、说明书和权利要求书将明白另外的特征、优点和实施方案。因此，应该理解，本发明的范围不应该受本发明内容部分中所公开的特定实施方案限制。 附图说明[0023] 将对本发明的实施方案进行论述，附图中可以图示说明本发明的实施方案的示例。这些附图的意图是示例性的，而不是限制性的。虽然在这些实施方案的上下文中概况地描述本发明，但是应该理解并非意图将本发明的范围限于这些特定实施方案。 [0024] 图1图示说明有用的非零中频和以DC偏移为中心的镜像信道的实施例。 [0025] 图2是现有技术的使用多相滤波器的接收机架构的整体图示。 [0026] 图3是现有技术中已知的简单的无源多相RC滤波器。 [0027] 图4图示说明图3中的多相RC滤波器的所计算的频率响应。 [0028] 图5是本领域技术人员已知的Tow-Thomas双二阶部分的电路图。 [0029] 图6是典型的多相滤波器响应，在该响应中，模型中使用标称组件值。 [0030] 图7是第一典型的多相滤波器响应，在该响应中，使用随机产生的在2％标准偏差内的组件值绘制了多次试验。 [0031] 图8是第二典型的多相滤波器响应，在该响应中，使用随机产生的在2％标准偏差内的组件值绘制了多次试验。 [0032] 图9A和9B图示说明图8中绘制的端口1与端口2之间的镜像抑制响应之间的差别。 [0033] 图10是根据本发明的各个实施方案的用于为在接收机内的模拟组件(包括多相滤波器)中产生的误差提供数字校正的接收机架构。 [0034] 图11是图示说明正交偏斜(quadrature skew)函数对复平面内的信号的影响的绘图。 [0035] 图12A和12B图示说明频率分量和由增益和相位失配引起的错误镜像音调的产生。 [0036] 图13A和13B图示说明根据本发明的各个实施方案的频域正交校正之前和之后的绘图。 [0037] 图14是模拟多相滤波器的Z域FIR表征。 [0038] 图15A和15B是图示说明多相滤波器上的不同端口的数字滤波器响应的绘图。 [0039] 图16A和16B是图示说明频域内的示例性多音调测试信号和使该测试信号通过多相滤波器的结果(在绘图上执行多次)的绘图。 [0040] 图17图示说明根据本发明的各个实施方案的数字域内的校正之后的滤波的测试信号。 具体实施方式[0041] 在以下描述中，为了说明的目的，对特定细节进行了阐述，以便提供本发明的理解。然而，本领域技术人员将明白的是，可以在没有这些细节的情况下实施本发明。本领域技术人员将认识到可以将本发明的实施方案合并到许多不同的电气部件、电路、器件和系统中，以下对本发明的一些实施方案进行描述。本发明的实施方案可以在误差补偿与包括RF接收机有关的各种不同类型的环境下起作用。以下以框图形式显示的结构和装置举例说明本发明的示例性实施方案，并且意在避免模糊本发明。此外，附图内的组件之间的连接并非意图限于直接连接。相反，这些组件之间的连接可以被修改、重新设计(re-format)或者以其他方式通过中间组件来改变。 [0042] 说明书中对“一个实施方案”或者“实施方案”的指代意指结合实施方案描述的特定特征、结构、特性或功能被包括在本发明的至少一个实施方案中。出现在说明书各个地方的短语“在一个实施方案中”不必全部指代同一个实施方案。 [0043] 图10图示说明根据本发明的各个实施方案的用于校正利用多相滤波器的接收机内的正交误差和增益误差这二者的示例性系统。如所示，接收机包括在接收机的模拟基带信号通路中的低噪声放大器1010、混频器1015和多相滤波器1020。如前所述，这些组件，尤其是多相滤波器，产生振幅误差和正交相位误差这二者。 [0044] 模数转换器1025将模拟信号(包括其中产生的误差)转换为对应的数字信号。为了估计系统的复误差响应的目的，将这些数字信号变到频域中，以使得通过将傅里叶变换1033应用于数字信号来产生多个频率系数。在某些实施方案中，可以对变换内使用的间隔或者频带数量(N)进行调整，以相对于变换本身的精度来平衡执行变换的处理成本。在一些实施方案中，不便于在频域中对信号的主要调制内容进行处理(OFDM是明显的例外)。 在这些情况下，如图10所图示说明的，提供用于校正的纯时域信号通路。在这种情况下，仅仅为了在启动时对必要的频率相关校正进行评估和在不使用主信号通路时的其他机会而保留FFT处理。在其他实施方案中，FFT处理还被用作使用本领域技术人员已知的重叠保留或重叠相加法来执行“快速卷积”的手段；这些在数学上等效于时域中所应用的FIR滤波器。将最方便的域中的运行时校正应用于实现的灵活性是本发明给予的优点的一部分。 [0045] 频域采样被提供给FIR系数计算模块1037，FIR系数计算模块1037首先估计下述复频域系数β(n)，并且然后使用任何合适的滤波器设计技术将它们变换为FIR系数，所述滤波器设计技术包括使用逆离散傅里叶变换直接计算系数。有效的是，利用这样的校正过程，该校正过程使用先前校准的增益误差和正交相位误差的模型，并且在数学上对这些误差进行校正。误差补偿模块的目的是去除在多相滤波器内产生的镜像音调。 [0046] 为了正确地估计在模拟组件内产生的误差，执行校准处理。在本发明的各个实施方案中，测试信号发生器1050产生用于测量误差的测试信号。在某些实施例中，仅具有正音调的第一正交多音调测试信号被用于识别所产生的对应的错误负音调，并且仅具有负音调的第二测试信号被用于识别对应的错误正音调。结果，可以使用两个测试信号的组合来测量和校准正音调和负音调这二者。在其他实施方案中，在使用分数间隔合成器(fractionally spaced synthesizer)或者精确地控制音调频率的其他装置按顺序排列期望的音调位置序列的控制机制下，可以使用单个音调。重要的是，用于将测试音调上变频为接收机频带的方法大部分不受正交误差的影响，这趋向于有利于单分支发射机结构而不是正交上变频的使用。单音调发生器具有这样的优点，即，它不必依赖于正交上变频，而因此不遭受失配误差，但是具有这样的缺点，即，它必须串行地访问每个感兴趣的频率。本领域技术人员将认识到多音调基带发生器和使用合成器的频移的各种置换可以被用于高效率地产生测试信号，并且这些测试信号可以适于集中在感兴趣的特定关键子带上，所述特定关键子带包含基带数据通路内的最重要的误差。 [0047] 在某些实施方案中，产生作为多个频率系数的测试信号，并且随后使用逆傅里叶变换1055将该测试信号转换到时域中。使用数模转换器1060将所得的数字信号转换为模拟信号，并且将该信号插入接收机的基带数据通路。这样的测试信号取决于上变频信号通路的正交精度和振幅匹配，所述正交精度和振幅匹配可能需要另外的校准方法来避免过度地偏置接收机校准测量。在这样的另外的校准不可取或者不可行的情况下，可以使用独立频率合成电路来创建实信号并且将这些实信号移位到接收机通频带的负半频率和正半频率中。在各个实施方案中，在射频直接产生模拟测试信号，并且将该模拟测试信号插在接收机下变频混频器的前面，以使得在混频器、放大器、多相滤波器和数据转换器中产生的误差可以被检测和量化。 [0048] 测试信号然后传播通过模拟组件，导致在这些模拟组件中产生误差。该具有误差的测试信号然后被转换为数字信号，并且对其应用傅里叶变换。误差补偿模块接收对应的频率系数，包括由正交误差或失配产生的那些镜像频率系数。在本发明的一个实施方案中，误差补偿模块具有这样的逻辑部件，该逻辑部件对测试信号的这些频率系数进行处理，以使得误差特性被识别。在其他实施方案中，控制器1070或者其他处理逻辑部件接收测试信号和频率系数(具有产生的误差)这二者，以使得可以在每个截然不同的感兴趣的频率处计算测试信号上的误差。 [0049] 一旦误差被建模，误差补偿模块就可以通过应用有效地从数字域和频域内的信号去除误差的数学运算(一个或更多个)来校正误差。 [0050] 本领域技术人员将认识到在接收机启动期间可以执行该校准过程。在某些实施方案中，误差补偿模块1035可以被调谐来通过在操作中的停机时间(down time)期间运行校准过程来补偿误差漂移。 [0051] 以下提供误差校正的更详细的解释和图解说明。 [0052] 在分析非频率选择性相对增益和相位误差中，为了举例说明，考虑复基带离散时间信号，在该信号中，第k个采样由C(k)＝exp(iωkΔt)给出。该信号的意图是表征复音或者如在正交ZIF或NZIF接收机的基带中观测到的连续波信号。由于增益不平衡和正交误差而导致的偏斜可以用单个复系数β来表征，并且以下注释指示对于第k个采样如何可以在数学上对增益和正交误差进行建模： [0053] D(k)＝C(k)+βC*(k) [0054] 这适用于任意复离散时间信号C(k)，并且其中，C*(k)表征对应采样的复共轭。 [0055] 为了举例说明的目的而参照图11，设 并且设k＝0，1，2...1023。因此，矢量 的长度为1024，并且包含128个周期的复合波。为了这个示意性实施例，设β＝-0.05+0.07i，并且图11示出正交偏斜函数对复平面中的信号的影响。第一迹线示出没有应用偏斜的矢量 而第二迹线示出如上所述那样计算的矢量 [0056] 采用这两个信号的FFT来观测频域中的影响是有启迪作用的。图12A图示说明矢量C的频域图1210，并且图12B图示说明矢量D的频域图1220。本领域技术人员将认出矢量D内的误差，该误差包括位于频谱上大约900处的错误镜像音调1230。还要注意的是，图12B中出现的镜像音调完全是由于根据复系数β建模的增益和相位失配而造成的。这一点的重要暗示是镜像音调的复值可以被直接用于估计复正交偏斜系数的值。 [0057] [0058] 如果频域中的期望分量为 则不期望的镜像分量将被发现是其中，N为所选择的FFT的长度，并且该镜像音调的复值可以被求得为： [0059] [0060] 其中， 是第n个频率窗口(bin)中的期望音调值的复共轭。 [0061] 因此，可以仅仅从失真的测试音调的FFT的观测，即，从 确定复正交偏斜系数的估算。具体地， [0062] [0063] 因此，可以通过简单的频域计算来恢复潜在未知的复正交偏斜系数。 [0064] 目前，我们正考虑频域无关的正交增益和相位误差，但是稍后我们会将类似的技术用于频率相关的误差。因此，估算方程可以被概括为： [0065] [0066] 这使得可以将校正信息储存为复系数的矢量(长度为N的 )并且可以对信号执行对应的校正方法。 [0067] 为了在时域内进行校正的目的，假定非频率选择性的正交偏斜的推荐模型为D(k)＝C(k)+βC*(k)，如果β和D(k)是已知的，则这是隔离出有用的C(k)的代数问题。 [0068] [0069] 注意的是，分母表达式是实缩放因子，并且恢复信号的理想正交不需要分母表达式。根据情况，它可以不是以这种方式恢复振幅的必要步骤。如果已知由于增益不平衡和正交误差而导致的偏斜大部分是频率无关的，则以上方程可以用作合适的校正机制。在这种情况下，对于参数估计，仅需要所使用的FFT和以上方程。 [0070] 为了在频域内进行校正的目的，可以应用类似的技术。考虑 处的每个期望音调生成无用的另外的镜像音调 在仅失真的频域矢量 是可用的情况下，可以在频域中应用如下逆运算： [0071] n＝0，1，...N-1 [0072] 再者，将有利的是，将这概括为矢量 并且使用加下标的β(n)来允许频率相关的正交失配的情况。为了这样做，对时域正交失配校正执行类似的推导，并且跟踪矢量 的元素的不同索引： [0073] [0074] [0075] 对以上方程进行处理，得到校正的频域响应： [0076] [0077] 重要的是，避免接近于除以零，比如，当 并且因此，N-n＝n时。在一些情况下，可以更好的是一起避免除以分母项，在该情况下，一定量的频域振幅和相位波动在校正之后将保留(除非被线性均衡器进一步校正)。 [0078] 用 于 校 正 的 频 域 信 号 的 分 子 的 结 构 值 得 进 一 步 的 考 虑。 [0079] 可以推断的是，校正的频域信号通过可获得的受干扰的频域信号减去受干扰的频率信号的复共轭的频域滤波形式(version)而给出。如果信号已经在频域中(诸如在OFDM发送系统中)是可获得的，则这导致由以上方程建议的方便的且微不足道的校正计算。然而，在需要连续信号采样流的时域校正的情况下，以上方程的直接应用将导致用系数矢量β对输入信号的共轭进行圆周卷积，而线性卷积对于连续输入采样流的精确滤波是必要的。因此，校正技术的有用的且新颖的概括是，采用由矢量β表征的频域滤波器，并且使用重叠相加或重叠保留技术将它作为线性滤波器应用于共轭的信号采样的连续输入流，以避免卷积块的边缘处的采样的有害污染。这导致这样的优选实施方案，在该优选实施方案中，整个频域计算用在离散时域中实现的等效的复FIR滤波器替换。这种推论导致如图10中所示的简化的运行时校正方法和电路。尽管如此，当系数数量非常大时，或者当由于其他原因而导致频域处理方便时，使用频域中的“快速卷积”的等效方法可以是优选的。 [0080] 图13A和13B展示根据本发明的各个实施方案的非频率选择性的正交偏斜在频域中的引入及其去除。在该实施例中，复测试音调信号在时域中应用复正交偏斜，以创建正交偏斜的测试音调信号。使用事先知道的复正交偏斜系数应用频域校正，导致如图13B中所示那样去除无用的且错误的镜像音调。 [0081] 为了举例说明的目的，对具有实用的多相滤波器拓扑结构的测试情况进行论述。如上所述，估计频率相关的复校正系数的方法和在频域中应用规定的校正的能力导致信号内的误差的有意义的去除。感兴趣的是以前述巴特沃斯滤波器的Tow-Thomas双二阶实现的蒙特卡罗计算的s参数对推荐算法进行验证。为了这个目的，以下对来自ADS电路仿真的100个四端口s参数的集合进行论述。 [0082] 作为第一步，将复频域s参数转换到具有实值抽头权重的数字FIR滤波器。仅利用16个可能的s参数中的{S(3，1)，S(3，2)，S(4，1)，S(4，2)}。使用利用原始的频域矢量和附加的复共轭逆序副本这二者的IFFT函数调用来实现频域s参数扫描到时域脉冲响应中的变换，以确保所得的FIR系数是实的(real)。 [0083] 所得的数字FIR滤波器的特征是示出如从原始的ADS线性s参数仿真预期的复频率响应集合。 [0084] 为了测试的目的，创建包含在多相滤波器的阻带中的两个无用音调的多音调信号，这两个无用音调每个的幅值比多相滤波器的通频带中标称的有用音调大20dB。还添加了d.c.项。将这些时域音调合计，并且使它们通过图14中所示的数字滤波器的每个蒙特卡罗变化。 [0085] 在图15A和图15B中分别为了图14中所示的数字滤波器中的端口3和4绘制了所得的计算的频率响应(使用FIR系数作为输入)。图16A中示出了频谱测试信号。在使时域测试信号通过多相滤波器的数字FIR形式之后，图16B中在频域中绘制了响应。注意的是，每个音调生成自己的镜像，其幅值在很大程度上取决于任何给定的蒙特卡罗试验中的组件变化(在附图中每个试验结果用“x”符号表示)。 [0086] 为了估计校正过程，在每种情况下计算频域校正系数，并且在频域中将校正应用于测试信号的1024点片段(1024-point segments)。校正的频域测试信号被变换回时域中，以允许进一步的处理。作为最后的检查，使用FFT对校正的信号的时域采样进行分析，以图示说明图17中的每个输入音调的镜像分量的有效抵消。 [0087] 本领域技术人员将认识到，在应用校正算法之后，实现了原始多相滤波器的全部可能。已经使得可以通过复数字FIR或IIR滤波器对时域采样进行进一步的滤波。 [0088] 以上论述图示说明频率无关的和频率相关的正交偏斜可以用单个复系数或者频域系数阵列来表征。此外，当单边带测试音调被发送时，可以通过FFT操作实现复正交偏斜系数的估算。可以一次一个地或者改进效率地发送这些；可以使用IFFT产生多个正交音调，以在一个测试中计算整个频谱的一半系数，并且在随后的测试中计算其余的一半。 [0089] 另外，可以在无用正交偏斜的频率无关和频率相关这两种形式下将对无用正交偏斜的应用进行建模的方程翻转。可以在频域中通过使用FFT/IFFT变换对和使得可用于进一步处理的校正结果来对由多相滤波器中的模拟组件失配引起的频率相关的正交偏斜进行校正。 [0090] 如前所述，在启动时或者周期性地(如果温度漂移需要被补偿)启用校准环路(loop-back)测试。应该注意的是，为了将它用作用于接收机的可靠的测试发生器，首先校准发射机自己的正交偏斜。当发射机链是直接上变频架构或者具有可用的直接上变频模式时，这一点更容易适应。如前所述，存在其他更简单的激励产生方法，诸如合成PLL的使用，该合成PLL被顺序地调谐到感兴趣的离散频率，从而使得可一次一个地估算频域系数。 [0091] 对于接收机和调谐器，要么可以利用工厂校准，并且可以将校正矢量储存在存储器中，要么可以将专用的单边带音调发生器整合到设计中。 [0092] 本领域技术人员将认识到这种技术为低中频或NZIF接收机设计的更广泛的利用提供了机会，在低中频或NZIF接收机设计中，数字后期校正(post-correction)可以被合并在数字域信号处理中。 [0093] 为了清晰和理解的目的，已经对本发明的前述说明进行了描述。并非意图将本发明限于所公开的精确形式。可以在所附权利要求书的范围和等同形式内进行各种修改。 |
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