電力増幅器、無線通信機および電力増幅方法 |
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| 申请号 | JP2011534293 | 申请日 | 2010-09-30 | 公开(公告)号 | JPWO2011040507A1 | 公开(公告)日 | 2013-02-28 |
| 申请人 | 日本電気株式会社; | 发明人 | 慎吾 山之内; 慎吾 山之内; | ||||
| 摘要 | 高い電 力 効率で広帯域の 信号 を増幅できるようにする。電力増幅器は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、振幅変調成分を出力するとともに、変調信号を搬送波に重畳してRF変調信号として出力し、振幅変調成分及びRF変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、振幅変調成分を受信し、振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、振幅変調成分及びパルス変調信号を制御信号として振幅変調成分を増幅して出力する第1の振幅変調器と、振幅変調成分及びパルス変調信号を受信し、振幅変調成分及びパルス変調信号を制御信号として振幅変調成分を増幅して出力する第2の振幅変調器と、RF変調信号を受信し、RF変調信号を増幅した後、第2の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力するRFアンプを有する。 | ||||||
| 权利要求 | 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、 前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、 前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、 前記ＲＦ変調信号を受信し、前記ＲＦ変調信号を増幅した後、前記第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第１のＲＦアンプと、を備えていることを特徴とする電力増幅器。 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させるポーラ変調器と、 前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第１の振幅変調器と、 前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する第２の振幅変調器と、 前記ＲＦ位相変調信号を受信し、前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、前記第２の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第１のＲＦアンプと、を備えていることを特徴とする電力増幅器。 前記ポーラ変調器は、前記第１の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分、及び、前記第２の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力増幅器。 前記ＲＦ変調信号又は前記ＲＦ位相変調信号を受信して増幅した後、前記第１の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第２のＲＦアンプをさらに備えていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。 前記第１の振幅変調器の出力信号を終端する抵抗素子をさらに備えていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。 前記第１の振幅変調器は、前記振幅変調成分を入力する端子と、 前記振幅変調成分を増幅して電圧信号を出力する電圧源と、 前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するパルス変調器と、 前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して電流信号として出力する電流源と、 前記電圧信号と前記電流信号とを合成して出力する端子と、 前記パルス変調信号を出力する端子と、を備えていることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力増幅器。 前記第２の振幅変調器は、 前記振幅変調成分を入力する端子と、 前記変調信号の振幅変調成分を増幅して電圧信号を出力する電圧源と、 前記パルス変調信号を入力する端子と、 前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して電流信号として出力する電流源と、 前記電圧信号と前記電流信号とを合成して出力する端子と、を備えていることを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力増幅器。 前記電圧源は、帰還増幅器を備えていることを特徴とする、請求項６又は７に記載の電力増幅器。 前記電流源は、前記パルス変調信号を増幅した後、平滑フィルタで平滑化することによって、前記電流信号を生成するスイッチングアンプであることを特徴とする、請求項６又は７に記載の電力増幅器。 前記スイッチングアンプは、第１のスイッチング素子と、 第２のスイッチング素子と、 第１のスイッチング素子の一端が接続された接地端子と、 第２のスイッチング素子の一端が接続された直流電源と、 第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の他端とが接続された第１のノードに一端が接続されたインダクタ素子からなる平滑フィルタと、を備え、 前記パルス変調信号を用いて、前記接地端子から前記第１のノードへの電流の導通及び非導通を制御するとともに前記直流電源から前記第１のノードへの電流の導通及び非導通を制御することによって、前記パルス変調信号を増幅し、増幅後の信号を前記インダクタ素子によって平滑化して前記電流信号を生成することを特徴とする、請求項９に記載の電力増幅器。 前記スイッチングアンプは、トランスと、 前記トランスの１次側コイルの一端に接続された直流電源と、 前記トランスの１次側コイルの他端に接続されたスイッチング素子と、 前記トランスの２次側コイルの一端に接続された接地端子と、 前記トランスの２次側コイルの他端と第１のノードとの間に接続された第１の整流素子と、 前記接地端子と前記第１のノードとの間に接続された第２の整流素子と、 前記第１のノードに一端が接続されたインダクタ素子からなる平滑フィルタと、を備え、 前記パルス変調信号を用いた前記スイッチング素子によって前記直流電源からの電流の導通及び非導通を制御することで前記パルス変調信号を増幅し、増幅後の信号を前記トランス及び前記整流素子を経由させた後に前記インダクタ素子によって平滑化して前記電流信号を生成することを特徴とする、請求項９に記載の電力増幅器。 前記第１の振幅変調器の負荷インピーダンスは、前記第２の振幅変調器の負荷インピーダンスと同一の値であって、 前記第１の振幅変調器及び前記第２の振幅変調器は、同一の構成からなる平滑フィルタを備えていることを特徴とする、請求項９乃至１１のいずれか１項に記載の電力増幅器。 請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の電力増幅器を備えていることを特徴とする無線通信機。 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号から該振幅変調成分を抽出するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号とし、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる工程と、 前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号とするとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅する工程と、 前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して増幅された振幅変調成分とする工程と、 前記ＲＦ変調信号を増幅した後、前記増幅された変調成分によって振幅変調する工程と、を含むことを特徴とする電力増幅方法。 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号から該振幅変調成分を抽出するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号とし、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる工程と、 前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号とするとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅する第１の増幅工程と、 前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として、前記振幅変調成分を増幅して増幅された振幅変調成分とする第２の増幅工程と、 前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、前記増幅された振幅変調成分によって振幅変調する工程と、を含むことを特徴とする電力増幅方法。 前記第１の増幅工程における前記振幅変調成分、及び、前記第２の増幅工程における前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させる工程をさらに含むことを特徴とする、請求項１４又は１５に記載の電力増幅方法。 |
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| 说明书全文 | ［関連出願についての記載］ 無線通信機に用いられる送信用電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）は、無線通信機の中でも特に電力を多く消費する。 したがって、無線通信機の開発において、ＰＡの電力効率を改善する必要がある。 近年の通信規格は、スペクトル効率を改善するために振幅変調が主流となっている。 振幅変調は信号歪に対する要求が厳しいため、電力増幅器は線形性が良好となる高バックオフ（低入力電力）状態で動作させる。 しかし、高バックオフ動作を行なう場合、電力増幅の電力効率が低下するという問題がある。 ＰＡにおいて高い電力効率と良好な線形性を両立させるため、近年、ポーラ変調技術が広く研究されている。 図９は、エンベロープトラッキング(ＥＴ：Envelope Tracking)技術を適用した電力増幅器の構成を示す図である。 図９を参照すると、ポーラ変調技術の一種であるＥＴ方式では、ポーラ変調器４１１は、入力端子４０１から送信信号データを受信し、送信信号の振幅変調成分４０３を出力端子４０２に出力し、送信信号データの振幅成分及び位相成分を搬送波に載せたＲＦ(Radio Frequency、高周波)変調信号４０８を出力端子４０７に出力する。 ポーラ変調器４１１は、振幅変調成分４０３とＲＦ変調信号４０８の出力タイミングを個別に所望値に設定できる。 振幅変調器４０４は、振幅変調成分４０３を増幅した振幅変調成分４０５を出力し、振幅変調成分４０５によってＲＦアンプ（ＲＦ−ＰＡ：Radio Frequency Power Amplifier)４０６の電源端子４０９の変調を行う。 ＲＦ−ＰＡ４０６は、出力端子４０７に出力されたＲＦ変調信号４０８を受信する。 ＲＦ−ＰＡ４０６は、送信信号データの振幅成分及び位相成分を載せた搬送波を増幅して得られたＲＦ変調信号４１０を出力端子４１２に出力する。 上記のＥＴ技術では、ＲＦ変調信号４１０の振幅に合わせてＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を制御する。 特に、ＲＦ変調信号４１０が低出力電力である場合には、ＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９の電圧を低下させる。 したがって、低出力時に振幅変調器４０４からＲＦ−ＰＡ４０６への供給電力を必要最低限の量に抑制し、無駄な消費電力を抑えることができる。 ＥＴ方式に類似する技術として、ＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)方式がある。 図１０は、ＥＥＲ技術を適用した電力増幅器の構成を示す図である。 図１０を参照すると、ＥＥＲ方式では、ポーラ変調器４１１が出力端子４０７に送信信号の位相成分を搬送波に載せたＲＦ位相変調信号４１３を出力し、ＲＦ−ＰＡ４０６がＲＦ位相変調信号４１３を受信する。 この場合にも、ＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９を振幅変調成分４０５で変調し、ＲＦ変調信号４１０の振幅が低いときはＲＦ−ＰＡ４０６の電源電圧を下げ、低出力時の無駄な消費電力を抑制することができる。 しかし、これらのポーラ変調方式によると、振幅変調器４０４に広帯域（高速）、広ダイナミックレンジ（大電圧、低ノイズ）及び高電力効率の両立が要求されるものの、上記の技術ではこれらの要求を満たすことが困難であるという問題がある。 例えば、振幅変調器４０４をリニアレギュレータで実装した場合には、広帯域（高速）特性と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性を実現することができるものの、高電力効率を実現することは困難となる。 一方、振幅変調器４０４をスイッチングレギュレータで実装した場合には、高い電力効率を実現することができるものの、広帯域（高速）特性と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性を実現することが困難となる。 また、振幅変調器４０４を構成するトランジスタは高耐圧のものほど動作速度が低下する傾向があるため、大電圧動作と広帯域（高速）特性を両立させることは一般に困難となる。 上記のポーラ変調方式の振幅変調器の問題を解決する手法が、特許文献１で提案されている。 図１１は、特許文献１に記載されている発明の構成図である。 図１１を参照すると、出力端子４０２に入力された振幅変調成分４０３をリニアアンプ２０９で増幅してリニアアンプ２０１に入力し、リニアアンプ２０１の出力電圧Ｖ Ｃにより振幅変調器４０４の負荷であるＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９に所望電圧４０５（Ｖ ｏｕｔ ）を印加する。 リニアアンプ２０１はボルテージフォロワ型に構成することで、低出力インピーダンスの電圧源として動作させている。 また、インバータ回路２０３とインダクタ２０４とで構成されるスイッチングアンプ２０２から電流Ｉ Ｍを出力し、ＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９に向けて供給する。 ヒステリシス比較器２０６は、センス抵抗２０５における検知電流Ｉ Ｃに基づいて、パルス変調信号２０７をハイサイドゲートドライバ２０８ａ及びローサイドゲートドライバ２０８ｂに出力する。 ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂは、パルス変調信号２０７に基づいてスイッチングアンプ２０２の出力電流を制御する。 特許文献１によると、リニアアンプ２０１の出力電流Ｉ Ｃを抑制し、ＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９に供給される電流Ｉ ｏｕｔとスイッチングアンプ２０２の出力電流Ｉ Ｍとが一致するように、電流フィードバックループ２１０が構成されている。 この構成によると、振幅変調器４０４の出力電圧Ｖ ｏｕｔは、出力誤差の無い電圧源として動作するリニアアンプ２０１の出力電圧Ｖ Ｃにほぼ一致する。 したがって、出力電圧Ｖ ｏｕｔの誤差を抑制することができる。 また、ＲＦ−ＰＡ４０６の電源端子４０９に供給される電流Ｉ ｏｕｔ （及び電力）の大部分は、高効率のスイッチングアンプ２０２の出力電流Ｉ Ｍ （及び電力）によって供給される。 したがって、振幅変調器４０４の電力効率も高効率となる。 このように、特許文献１ではスイッチングアンプ２０２とリニアアンプ２０１を併用することで、高電力効率と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性の両立を実現している。 特許文献２及び３において、特許文献１と同様の原理に基づく回路が記載されている。 これらの回路の原理は既に説明した内容と同様であることから、説明を省略する。 上記特許文献１から３の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。 特許文献１の方式（図１１）において、スイッチングアンプ２０２が数十Ｗ以上の大電力を出力する場合、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂはディスクリート部品で実装することが好ましい。 しかしながら、そのようなゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂは数十ｎｓ程度の遅延時間を持つ。 この結果、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延時間により電流フィードバックループ２１０の帯域が制限され、所望の広帯域（高速）特性が得られないという問題がある。 図１２は、特許文献１の構成（図１１）において、出力端子４０２に正弦波を入力した場合における、入力正弦波周波数とパルス変調信号２０７の平均スイッチング周波数の関係をシミュレーションした結果を示す。 図１２を参照すると、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延によってパルス変調信号２０７の平均スイッチング周波数が低下している。 パルス変調信号２０７のスイッチング周波数が低下すると、スイッチングアンプ２０２の出力電流Ｉ Ｍの誤差が増大し、Ｉ Ｍの誤差分を補うようにリニアアンプ２０１の出力電流Ｉ Ｃも増大する。 図１３は、入力正弦波周波数とリニアアンプ２０１の出力電流の関係をシミュレーションした結果を示す。 図１３を参照すると、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延によってリニアアンプ２０１の出力電流Ｉ Ｃが増大している。 リニアアンプ２０１の出力電流Ｉ Ｃの増大はリニアアンプ２０１の消費電力を増大させ、結果として振幅変調器４０４の電力効率を低下させる。 特に、入力信号が広帯域となるにつれて、ゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延によるリニアアンプ２０１の消費電力増大が顕著になる。 そこで、高い電力効率で広帯域の信号を増幅できるようにすることが課題となる。 本発明の目的は、かかる課題を解決する電力増幅器及び電力増幅方法を提供することにある。 本発明の第１の視点に係る電力増幅器は、 本発明の第２の視点に係る電力増幅器は、 本発明の第３の視点に係る電力増幅方法は、 本発明の第４の視点に係る電力増幅方法は、 本発明の電力増幅器及び電力増幅方法によると、高い電力効率で広帯域の信号を増幅することができる。 第１の展開形態の電力増幅器は、上記第１の視点に係る電力増幅器であることが好ましい。 第２の展開形態の電力増幅器は、上記第２の視点に係る電力増幅器であることが好ましい。 第３の展開形態の電力増幅器は、前記ポーラ変調器が、前記第１の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分、及び、前記第２の振幅変調器に受信される前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させることが好ましい。 第４の展開形態の電力増幅器は、前記ＲＦ変調信号又は前記ＲＦ位相変調信号を受信して増幅した後、前記第１の振幅変調器の出力信号によって振幅変調して出力する第２のＲＦアンプをさらに備えていてもよい。 第５の展開形態の電力増幅器は、前記第１の振幅変調器の出力信号を終端する抵抗素子をさらに備えていてもよい。 第６の展開形態の電力増幅器は、 第７の展開形態の電力増幅器は、 第８の展開形態の電力増幅器は、前記電圧源が帰還増幅器を備えていることが好ましい。 第９の展開形態の電力増幅器は、前記電流源が、前記パルス変調信号を増幅した後、平滑フィルタで平滑化することによって、前記電流信号を生成するスイッチングアンプであることが好ましい。 第１０の展開形態の電力増幅器は、 第１１の展開形態の電力増幅器は、 第１２の展開形態の電力増幅器は、 第１３の展開形態の無線通信機は、上記の電力増幅器を備えていることが好ましい。 第１４の展開形態の電力増幅方法は、上記第３の視点に係る電力増幅方法であることが好ましい。 第１５の展開形態の電力増幅方法は、上記第４の視点に係る電力増幅器であることが好ましい。 第１６の展開形態の電力増幅方法は、前記第１の増幅工程における前記振幅変調成分、及び、前記第２の増幅工程における前記振幅変調成分の少なくともいずれか一方を遅延させる工程をさらに含むことが好ましい。 以下、本発明方法および装置を添付の図面に示す実施形態に基づいて説明する。 なお、図中同一または相当部分については同一符号を付してその説明は繰り返さない。 （実施形態１） ポーラ変調器５２は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該変調信号を搬送波に重畳してＲＦ変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させる。 第１の振幅変調器４１は、前記振幅変調成分を受信し、前記振幅変調成分をパルス変調してパルス変調信号として出力するとともに、前記振幅変調成分及び該パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する。 第２の振幅変調器１１は、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を受信し、前記振幅変調成分及び前記パルス変調信号を制御信号として前記振幅変調成分を増幅して出力する。 第１のＲＦアンプ６は、前記ＲＦ変調信号を受信し、前記ＲＦ変調信号を増幅した後、第２の振幅変調器１１の出力信号によって振幅変調して出力する。 ポーラ変調器５２は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を受信し、該振幅変調成分を出力するとともに、該位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ位相変調信号として出力し、該振幅変調成分及び該ＲＦ位相変調信号の少なくともいずれか一方を遅延させてもよい。 このとき、第１のＲＦアンプ６は、前記ＲＦ位相変調信号を受信し、前記ＲＦ位相変調信号を増幅した後、第２の振幅変調器１１の出力信号によって振幅変調して出力する。 図２は、本実施形態に係る電力増幅器の構成をさらに詳細に示す図である。 図２を参照すると、本実施形態の電力増幅器は、ポーラ変調器５２と、実際に通信に用いるＲＦ変調信号８１を出力するためのポーラ変調型電力増幅器１２と、パルス変調信号３２を生成するためのポーラ変調型電力増幅器４２とを備えている。 ポーラ変調器５２は、入力端子５１に入力された送信信号データに基づいて、出力端子５７ａに送信信号の振幅変調成分８４ａを出力し、出力端子５７ｂに送信信号の振幅変調成分８４ｂを出力する。 また、出力端子５６ａにＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａを出力し、出力端子５６ｂにＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂを出力する。 ポーラ変調器５２は、振幅変調成分８４ａと、振幅変調成分８４ｂと、ＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａと、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂとの出力タイミング（遅延時間）を調整する。 ＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａの出力タイミングを、振幅変調成分８４ａの出力タイミングから振幅変調器４１の遅延時間の分だけ遅らせることが好ましい。 また、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂの出力タイミングを、振幅変調成分８４ｂの出力タイミングから振幅変調器１１の遅延時間の分だけ遅らせることが好ましい。 ポーラ変調型電力増幅器１２は、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂを増幅し、所望のＲＦ変調信号８１を出力する。 ポーラ変調型電力増幅器４２は、ポーラ変調型電力増幅器１２のスイッチングアンプ２を制御するためのパルス変調信号３２を出力する。 ポーラ変調型電力増幅器１２は、振幅変調器１１とＲＦ−ＰＡ（第１のＲＦアンプ）６を備えている。 振幅変調器１１は、ＲＦ変調信号８１の振幅に応じてＲＦ−ＰＡ６への供給電力を制御する。 振幅変調器１１は、リニアアンプ１０とボルテージフォロワ型リニアアンプ９を含む電圧源を有し、ハイサイドゲートドライバ８ａとローサイドゲートドライバ８ｂとスイッチングアンプ２を含む電流源を有する。 特許文献１と同様に、振幅変調器１１の出力電圧５（Ｖ ｏｕｔ ）は、出力誤差の無い電圧源として動作するリニアアンプ９の出力電圧Ｖ Ｃにほぼ一致する。 したがって、出力電圧Ｖ ｏｕｔの誤差を抑制することができる。 なお、リニアアンプ９を出力インピーダンスが低い良好な電圧源として動作させるため、リニアアンプ９は、一例として、帰還増幅器であるボルテージフォロワ型回路で実装することが好ましい。 スイッチングアンプ２は、インバータ回路３とインダクタ４を含む。 スイッチングアンプ２において、インバータ回路３はゲートドライバ８ａ及び８ｂを経由して入力されたパルス変調信号３２を増幅し、増幅後のパルス変調信号をインダクタ素子４で平滑化する。 これにより、スイッチングアンプ２は、振幅変調成分８４ａを増幅した電流信号Ｉ ｏｕｔを出力する。 ＲＦ−ＰＡ６の電源端子に供給される電流Ｉ ｏｕｔ （及び電力）の大部分は高効率のスイッチングアンプ２の出力電流（及び電力）によって供給される。 したがって、振幅変調器１１の電力効率も高効率となる。 なお、振幅変調器１１とＲＦ−ＰＡ６は大電力信号を出力するように設計され、一例として、ディスクリート部品で実装することが好ましい。 ポーラ変調器５２は、振幅変調成分８４ｂの出力タイミングを、振幅変調成分８４ａの出力タイミングからゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延時間の分だけ遅らせる。 また、ポーラ変調器５２は、ＲＦ変調信号８２ｂ又はＲＦ位相変調信号８３ｂの出力タイミングを、ＲＦ変調信号８２ａ又はＲＦ位相変調信号８３ａの出力タイミングからゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延時間の分だけ遅らせる。 これにより、ゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延時間の効果が補正され、振幅変調器１１から出力される電圧Ｖ ｏｕｔ及び電流Ｉ ｏｕｔとＲＦ変調信号８１の同期を取り、同期（遅延）のずれに起因する電圧源（リニアアンプ９及び１０）の消費電力増大とＲＦ変調信号８１の信号誤差を抑制することができる。 ポーラ変調型電力増幅器４２は、振幅変調器４１とＲＦ−ＰＡ（第２のＲＦアンプ）２６を有する。 振幅変調器４１は、ＲＦ―ＰＡ２６の出力信号であるＲＦ変調信号８５の振幅に応じてＲＦ−ＰＡ２６への供給電力を制御する。 出力されたＲＦ変調信号８５は負荷５９で終端される。 振幅変調器４１は、リニアアンプ３０とボルテージフォロワ型リニアアンプ２９を含む電圧源を有し、スイッチングアンプ２２を含む電流源を有する。 スイッチングアンプ２２は、インバータ回路２３とインダクタ２４を含む。 スイッチングアンプ２２及び２を制御するパルス変調信号３２は、センス抵抗３１における検知電流Ｉ Ｃに基づいてヒステリシス比較器２８から出力される。 すなわち、ヒステリシス比較器２８は、パルス変調器として動作する。 ゲートドライバを用いることなく、ヒステリシス比較器２８でスイッチングアンプ２２を直接ドライブできる程度に、スイッチングアンプ２２の出力電力を小さく設計する。 したがって、振幅変調器４１とＲＦ−ＰＡ２６も出力電力は小さく設計される。 ポーラ変調型電力増幅器４２から出力されるＲＦ変調信号８５の電力は、ポーラ変調型電力増幅器１２から出力されるＲＦ変調信号８１の電力に対して無視できる程度の小電力に設計することが好ましい。 また、振幅変調器４１とＲＦ−ＰＡ２６は、ＩＣ集積されることが好ましい。 本実施形態においては、インダクタ２４とインダクタ４を同じインダクタ値とし、振幅変調器４１の負荷インピーダンス（＝Ｖ' ｏｕｔ ／Ｉ' ｏｕｔ ）と振幅変調器１１の負荷インピーダンス（＝Ｖ ｏｕｔ ／Ｉ ｏｕｔ ）を同一の値とすることが好ましい。 振幅変調器４１の出力電圧Ｖ' ｏｕｔは、スイッチングアンプ２２の電源電圧Ｖ' ＤＤで設定され、振幅変調器１１の出力電圧Ｖ ｏｕｔはスイッチングアンプ２の電源電圧Ｖ ＤＤで設定される。 また、振幅変調器４１の出力電流Ｉ' ｏｕｔはＲＦ−ＰＡ２６のデバイスサイズで設定され、振幅変調器１１の出力電流Ｉ ｏｕｔはＲＦ−ＰＡ６のデバイスサイズで設定される。 これらの値とすることにより、スイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２をドライブするパルス変調信号の所望値が一致し、同一のパルス変調信号３２でスイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２を制御することができる。 ポーラ変調型電力増幅器４２の振幅変調器４１は、遅延時間の大きなゲートドライバを用いないことから、特許文献１で問題となった電流フィードバックループ２１の帯域制限は発生しない。 また、ポーラ変調型電力増幅器１２の振幅変調器１１は電流フィードバックループが存在しないことから、やはり帯域制限の問題は発生しない。 図３は、特許文献１（図１１）におけるゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延量とリニアアンプ２０１の出力電流の関係と、本実施形態（図２）におけるゲートドライバ８ａ及び８ｂとリニアアンプ９の出力電流の関係とをシミュレーションした結果を示す。 図３を参照すると、特許文献１の構成ではゲートドライバ２０８ａ及び２０８ｂの遅延量が増大するにつれてリニアアンプ２０１の出力電流が大きく増大する。 一方、本実施形態によると、ゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延量が増大した場合のリニアアンプ９の出力電流の増分は低く抑えられている。 したがって、本実施形態の構成によると、特許文献１の構成と比較して、リニアアンプ９の消費電力が抑制され、ポーラ変調型電力増幅器１２の電力効率が改善される。 図４〜図６は、特許文献１の構成（図１１）におけるゲートドライバ２０８ａと２０８ｂ及び本実施形態の構成（図２）におけるゲートドライバ８ａ及び８ｂの遅延量を６５ｎｓに設定し、特許文献１及び本実施形態における回路の各波形をシミュレーションした結果を示す。 図４は、特許文献１に係るスイッチングアンプ及び本実施形態に係るスイッチングアンプのスイッチング電圧の時間波形を示す図である。 図４を参照すると、ゲートドライバに遅延量（６５ｎｓ）がある場合には、特許文献１の構成ではパルス変調信号２０７のスイッチング周波数が低減している。 一方、本実施形態の構成ではパルス変調信号３２のスイッチング周波数の低減は見られない。 図５は、特許文献１に係るリニアアンプ及び本実施形態に係るリニアアンプの出力電流の時間波形を示す図である。 図５を参照すると、特許文献１の構成ではリニアアンプ２０１の出力電流が増大している。 一方、本実施形態の構成ではリニアアンプ９の出力電流は抑制されている。 図６は、特許文献１に係る振幅変調器及び本実施形態に係る振幅変調器の出力電圧の時間波形を示す図である。 図６を参照すると、特許文献１の構成の振幅変調器４０４の出力電圧Ｖ ｏｕｔと本実施形態の構成の振幅変調器１１の出力電圧Ｖ ｏｕｔとは、ほぼ一致しており、同程度の信号精度が実現されている。 （実施形態２） 抵抗素子３４のインピーダンス値（＝Ｖ' ｏｕｔ ／Ｉ' ｏｕｔ ）は振幅変調器１１の負荷インピーダンス値（＝Ｖ ｏｕｔ ／Ｉ ｏｕｔ ）と同一とし、インダクタ２４とインダクタ４を同一のインダクタ値とすることが好ましい。 このような値とすることで、スイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２をドライブするパルス変調信号の所望値が一致し、同一のパルス変調信号３２でスイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２を制御することができる。 本実施形態では、振幅変調器４１の負荷を、第１の実施形態に係る電力増幅器におけるＲＦ−ＰＡ２６から抵抗素子３４に置き換えることで、回路の構成が簡略化されている。 本実施形態のように、振幅変調器４１の出力負荷回路を変更した場合においても、第１の実施形態と同様の作用及び効果が得られる。 すなわち、本発明は、振幅変調器４１の出力負荷の回路種別によらず、適用することができる。 （実施形態３） スイッチングアンプ２は、電源７１とトランス７２とスイッチ素子７３とインダクタ７４とダイオード７５及び７６とを含み、ローサイドゲートドライバ８ｂでドライブされる。 パルス変調信号３２は、ローサイドゲートドライバ８ｂを経由してスイッチングアンプ２に入力され、パルス変調信号３２は増幅されてダイオード７５及び７６のカソードに出力される。 増幅されたパルス変調信号３２は、インダクタ素子７４で平滑化することで、スイッチングアンプ２は振幅変調成分８４ａを増幅した電流信号Ｉ ｏｕｔを出力する。 スイッチングアンプ２２は、電源９１、トランス９２、スイッチ素子９３、インダクタ９４、及び、ダイオード９５、９６を含む。 スイッチングアンプ２２においても、増幅されたパルス変調信号３２は、ダイオード９５及び９６のカソードに出力され、増幅されたパルス変調信号３２をインダクタ素子９４で平滑化することで、振幅変調成分８４ａを増幅した電流信号Ｉ' ｏｕｔが出力される。 本実施形態においては、インダクタ９４とインダクタ７４を同一のインダクタ値とし、振幅変調器４１の負荷インピーダンス（＝Ｖ' ｏｕｔ ／Ｉ' ｏｕｔ ）と振幅変調器１１の負荷インピーダンス（＝Ｖ ｏｕｔ ／Ｉ ｏｕｔ ）を同一の値とすることが好ましい。 振幅変調器４１の出力電圧Ｖ' ｏｕｔはスイッチングアンプ２２の電源電圧Ｖ' ＤＤで設定され、振幅変調器１１の出力電圧Ｖ ｏｕｔはスイッチングアンプ２の電源電圧Ｖ ＤＤで設定される。 また、振幅変調器４１の出力電流Ｉ' ｏｕｔはＲＦ−ＰＡ２６のデバイスサイズで設定され、振幅変調器１１の出力電流Ｉ ｏｕｔはＲＦ−ＰＡ６のデバイスサイズで設定される。 これらの値とすることで、スイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２をドライブするパルス変調信号の所望値が一致し、同一のパルス変調信号３２でスイッチングアンプ２２とスイッチングアンプ２を制御することができる。 インバータ型のスイッチングアンプを適用した第１の実施形態と比較すると、本実施形態では、高電圧動作が必要なハイサイドドライバ８ａとその駆動対象となるスイッチ素子が不要となる。 したがって、消費電力を低減でき、高電圧動作によって素子が破壊される危険性を抑えることができる。 本実施形態のように、スイッチングアンプ２及び２２の内部構成を変更した場合であっても、第１の実施形態と同様の作用及び効果が得られる。 すなわち、本発明は、スイッチングアンプ２及び２２の内部構成によらずに適用することができる。 なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。 本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。 また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせ乃至選択が可能である。 すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。 ２、２２、２０２ スイッチングアンプ３、２３、２０３ インバータ回路４、２４、７４、９４、２０４ インダクタ６、２６、４０６ ＲＦアンプ（ＲＦ−ＰＡ：Radio Frequency Power Amplifier) |
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