Balanced modulator - transmission device

【発明の詳細な説明】 平衡型変調器−送信装置クロスレファレンス 本発明は、１９９２年８月４日に出願された米国特許出願０７／９２４，５２ ５号と同じ譲受人であり、１９８９年２月１４日付の米国特許第４，８０４，９ ３１号に関連している。 両文書は参考としてここに援用する。 発明の分野本発明は、変調器に係る。 より詳細には、本発明は、平衡型変調器（出力波形にキャリア成分をもたないもの）、特に、平衡型直角振幅変調（ＱＡＭ）の変調器に係る。 先行技術の説明米国特許第４，８０４，９３１号（参考としてその全体をここに援用する）には、デジタルの振幅変調器−送信装置が開示されている。 上記'９３１号特許の教示による振幅変調器−送信装置が図１に示されている。 振幅変調器３０は、所定数の直角ハイブリッド電力デバイス３２ ₁ −３２ _nを備えている。 これらの直角ハイブリッド電力デバイス３２ ₁ −３２ _nは、合成器として構成され、そして１つの合成器の出力が次の合成器の２つの入力の第１となるようにカスケード状に配列される。 図１に示す例では、理解を容易にするために、４つの合成器のみが示されている。 直角ハイブリッドデバイスの構造及び動作は、前記'９３１号特許に詳細に述べられており、ここでは説明する必要がなかろう。 しかしながら、説明上、直角ハイブリッド合成器は、第１及び第２入力、１つの出力及び１つの分離ポートの４ポートデバイスとして実施されるものとする。 第１及び第２の入力は、位相が９０゜ずれた所与の振幅の２つの信号を受け取る。 これらの入力信号は、それらの振幅の和の振幅を有する出力信号を与えるように合成される。 図１に示されたように、ポート１及び４は、第１及び第２の入力ポートを表す。 ポート３は、ダミー負荷３４を表す抵抗器が取り付けられるアイソレーションポートである。 最後に、ポート２は、各合成器の出力ポートである。 マイクロホン又はビデオ発生器のようなアナログ信号ソース３６は、アナログ信号を発生し、これは、アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ又はＡＤＣ）３８を経て送られる。 Ａ／Ｄコンバータのデジタル出力は、データライン４０に現れる。 一例として、４本のデータラインがあり、データが４ビットワードで構成される。 しかしながら、送信される信号の質を改善するために１２又は１６ビットワードを使用することも意図される。 更に、変調信号が既に２進形態で存在するとすれば、デジタル入力信号がＡ／Ｄコンバータ３８の必要なくゲート４２に直接供給されることも意図される。 最下位ビット（ＬＳＢ）から最上位ビット（ＭＳＢ）までの各ビットは、各ゲート４２ ₁ −４２ _nを制御する。 各ゲートは、対応する増幅器４４ ₁ −４４ _nと直列に接続される。 この直列の組合せは、ＲＦ信号発生器４６からＲＦ信号を受け取り、そして各々の第２の入力を合成器に与える。 ＬＳＢ合成器３２ ₁の出力ポートは、変調されるべき信号の瞬時値を記述するデジタルワードの最下位ビットを表す。 ＬＳＢ合成器３２ ₁に隣接する合成器３ ２ ₂の第２入力は、ＬＳＢ合成器３２ ₁の第２入力の２倍の有意度の値を表す。 同様に、各次々の合成器の第２入力は、その直前の合成器の入力の２倍の有意度の値を表す。 従って、各合成器の出力は、２進重み付けされた電力信号を表す。 特に、ＭＳ Ｂ合成器４２ _nの出力に現れる信号は、種々の合成器へ送られる電力信号の和を表す。 この出力信号は、従来のフィルタ作用を受けて通常はアンテナである負荷へ送信すべく送られる。 前記'９３１号特許の変調器−送信装置は、種々様々なクラスの増幅器のいずれかを用いて任意のキャリア周波数において０と１との間の変調インデックスで擬似連続振幅変調を与えることができるという多数の効果を有する。 しかしながら、これは、出力波形にキャリア成分が存在するので、平衡型変調器ではない。 従って、（角周波数ω _mの正弦波変調信号を仮定すれば）、前記'９３１号特許に開示されたデジタル振幅変調器は、次のように表される出力信号を与える。 Ｓ _AM （t）＝Ａ（１＋cos ω _m ｔ）（cos ω _c ｔ） （１） 但し、 Ｓ _AM （ｔ）は、振幅変調器の出力であり、 Ａは、定数であり、 ω _mは、変調信号の角周波数であり、 ω _cは、キャリア信号の角周波数であり、そして ｔは、時間に対する変数である。 前記'９３１号特許の開示に鑑み当業者に容易に明らかなように、キャリア周波数成分と、対称的な上下の側波帯が出力信号に存在する。 当業者に明らかな種々の理由で、キャリアの抑制がしばしば所望される。 より詳細には、高品位テレビジョン（ＨＤＴＶ）及びデジタルセルラー電話システムに使用するフォーマットにおいて、キャリアの抑制が必要とされる。 一般に、平衡型変調器は、キャリアをもたない出力を発生し、次の式で表される。 Ｓ _BAL （ｔ）＝Ａ（cos ω _m ｔ）（cos ω _c ｔ） （２） この式は、変調波形が、角周波数ω _mをもつ形態において正弦波であると仮定している。 更に一般的には、ＤＣ成分をもたない任意の変調波形ａ（ｔ）を受け取る平衡型変調器は、次の式により表すことのできる出力を発生する。 Ｓ _BAL （ｔ）＝Ａ（ａ（ｔ））cos ω _c ｔ （３） しかしながら、前記'９３１号特許は、平衡型変調器を実施する仕方について述べていない。 本発明は、この要望に向けられる。 種々の特許が変調器に向けられている。 例えば、米国特許第５，１５３，５３ ６号（ミューラ氏）は、二重変調器及び部分変調器の構成を有するＱＭＡ変調器を開示している。 米国特許第３，７５７，２２２号（オバブリ氏）は、送信ラインのリンクを選択的にスイッチングすることを含む単一側波帯発生器を開示している。 米国特許第４，６３５，００４号（イシガキ氏）は、１／４波長シフトされた信号が平衡型変調器に交互に入力される単一側波帯発生器を開示している。 米国特許第４，７１７，８９４号（エドワード氏等）は、同相及び直角位相成分を伴うベクトル変調器を校正する方法を開示している。 更に、米国特許第４，０ ６８，１００号（トムプソン氏）は、キャリアの逆極性の半サイクルが異なるチャンネルで個別に変調されるようなＡＭステレオシステムを開示している。 しかしながら、既存の技術の中で、本発明の全ての効果を発揮すると思われるものは皆無である。 発明の要旨本発明は、抑制キャリア出力を個々に与えるものでない１つ以上の個々の振幅変調器を各々含んだ平衡型変調器の種々の実施形態を提供する。 第１の実施形態は、単一の振幅変調器を使用し、そのキャリア入力は入力変調信号の極性に基づいて半波長だけ選択的に遅延されそしてその振幅入力は変調入力信号の絶対値を受け取る。 第２の実施形態は、２つの振幅変調器の出力を加算することを含み、 そのキャリア入力は半キャリア波長だけオフセットしたキャリア信号に応答しそしてその変調信号入力は各々逆極性の信号のみに応答する。 更に、直角振幅変調（ＱＡＭ）変調器が上記変調器の組合せによって形成される。 更に、ＱＡＭ変調器の別の実施形態は、入力変調信号の極座標表示において動作する振幅変調器の使用を伴う。 本発明は、単一側波帯変調、アップ変換、ダウン変換、同期検出、 積の検出、等々に有用である。 図面の簡単な説明本発明は、同様の要素が同じ参照番号で示された添付図面を参照した好ましい実施形態の以下の詳細な説明を読むことにより良好に理解されよう。 図１は、米国特許第４，８０４，９３１号の教示に基づいて構成された振幅変調器を示す図である。 図２は、本発明による平衡型変調器の第１の実施形態を示す図である。 図３は、本発明による平衡型変調器の第２の実施形態を示す図である。 図４Ａ及び４Ｂは、各々図２及び３の実施形態に基づく平衡型変調器を用いた直角振幅変調器を示す図である。 図５は、本発明による直角振幅変調器の更に別の実施形態を示す図である。 図６は、本発明による平衡型変調器を用いた例示的な単一側波帯変調器を示す図である。 図７は、本発明による例示的な単一側波帯直角振幅変調器を示す図である。 好ましい実施形態の詳細な説明添付図面に示された本発明の好ましい実施形態の説明において、明瞭化のために特定の用語を使用する。 しかしながら、本発明は、このように選択した特定の用語に限定されるものではなく、各特定の要素は、同様の目的を達成するために同様に作動する全ての技術的な等効物を含むものと理解されたい。 図２を参照すれば、本発明による第１の平衡型変調器が示されている。 入力変調波形ａ（ｔ）は、経路２００を経て変調器へ入力される。 経路２００は、絶対値機能ブロック２１０及び極性検出器２２０に通じている。 絶対値機能ブロック２１０は、ａ（ｔ）の瞬時絶対値をデジタル振幅変調器２３０の変調データ入力に供給する。 好ましくは、変調器２３０は、図１について上記した米国特許第４ ，８０４，９３１号に開示されたデジタル振幅変調器として実施される。 変調器２３０は、上記式（３）の形式の出力を発生する。 極性検出器２２０は、入力変調信号ａ（ｔ）の極性に基づいて２進出力を発生する。 極性検出器２２０の２進出力は、スイッチ構成体２５０の制御入力に入力される。 スイッチ構成体２５０は、信号Ａ cosω _c ｔを発生するキャリア発生器２４０から単一入力を受け取る。 スイッチ構成体２５０は、変調器２３０へキャリア出力を与える。 図１を簡単に参照すると、変調器２３０（図２）へのデータ入力は要素３６と３８との間の信号に対応し、そしてスイッチ構成体２５０（図２）からのキャリア入力はＲＦ信号発生器４６（図１）に対応することが理解されよう。 図２内の要素の細部を特に参照すれば、極性検出２２０は、非反転入力及び反転入力を有する電圧比較器の使用によって実施することができる。 変調入力信号ａ（ｔ）は、非反転入力に与えられ、反転入力は接地される。 比較器の２進出力は、ａ（ｔ）がゼロより大きいときに第１論理状態（例えば、１）となりそしてａ（ｔ）がゼロ電圧未満であるときに第２状態（例えば、０）となる。 スイッチ構成体２５０は、砒化ガリウム（ＧａＡｓ）スイッチを用いて実施される双極双投スイッチとして実施され、これは、遅延素子２６０を選択的に接続又は切断する。 この遅延素子は、キャリア波の波長の半分に等しい伝送線の形態である。 ここに示す例では、極性検出器２２０の出力がゼロであるときに、スイッチ構成体２５０のスイッチは図示のように接続され、従って、半波長遅延素子２６０をバイパスする。 これとは逆に、極性検出器２２０の出力が１であるときは、スイッチが逆の極を接続し、従って、キャリア発生器２４０と変調器２３０ との間に半波長遅延線２６０が介在される。 更に、絶対値機能部２１０は、当業者に容易に明らかなように適当な構成に基づいて実施できる。 例えば、高精度の全波整流器を用いて実施できる。 図２の要素は、本発明の範囲内に保持されるようにして、上記で特に述べたものとは異なるように実施してもよい。 いずれにせよ、図２の変調器は、二重側波帯抑制キャリア変調出力を与える。 本発明による第２の実施形態が図３に示されている。 図３の実施形態は、図２ の実施形態のようにスイッチ構成体を使用するのではなく、二重変調器を使用している。 図３を参照すれば、入力変調信号ａ（ｔ）は、概略的に示されたクリップ回路３１０、３２０に入力される。 クリップ回路３１０は、ａ（ｔ）がゼロより大きいときだけ出力を与える。 逆に、クリップ回路３２０は、ａ（ｔ）がゼロより小さいときだけ出力を与える。 クリップ回路３１０、３２０は、それらの出力を各変調器３３０ ₁及び３３０ ₂へ与える。 好ましくは、これらの変調器は、図１について述べたように、米国特許第４，８０４，９３１号に開示されたデジタル振幅変調器として実施される。 図３の変調器への変調入力は、図１の要素３６と３８ との間の信号に対応することが理解されよう。 再び図３を参照すれば、キャリア発生器３４０が設けられて、半波長遅延素子３６０に接続されている。 第１変調器３３０ ₁は、キャリア発生器３４０の出力を直接受け取り、一方、第２変調器３３０ ₂は、遅延素子３６０から半波長遅延されたキャリアを受け取る。 図３の変調器のキャリア入力はＲＦ信号発生器４６ （図１）に対応することが理解されよう。 変調器３３０ ₁及び３３０ ₂は、加算素子（加算器）３７０へ各出力を与え、その出力は、上記の一般化された平衡型変調器の式（３）として表される。 加算器３７０は、２つの変調器の出力を加算するが、いかなる所与の瞬間にも、変調器の少なくとも一方は、クリップ回路３１０、３２０の動作によりゼロ出力であることを理解されたい。 従って、、システムの最終的な出力ｓ（ｔ）は、所与の瞬間にアクティブである一方の変調器の出力となる。 クリッパ素子３１０、３２０は、その性質が概略的に示されただけで、説明上使用されたものである。 実際の形態では、各変調器３３０ ₁ 、３３０ ₂は、それ自身のアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）をその入力に有する。 第１変調器のＡＤＣ（図１の素子３８）は、その入力がゼロより大きいときだけ測定可能な（非ゼロ）出力に応答するように構成される。 逆に、第２変調器のＡＤＣは、変調入力波形ａ（ｔ）がゼロより小さいときだけ非ゼロの出力を与える。 このように、実際のアナログクリップ素子３１０、３２０が回避される。 前記'９３１号特許に開示されたように、個々の変調器２３０、３３０ ₁ 、３ ３０ ₂ （図２−３）の各々は、非直線的ＲＦ増幅器の効率の高い利点を得ながらも、送信に充分な高さの信号レベルで直線的な振幅変調信号を与えることができる。 本発明は、その効率及び高い信号レベルを利用することによりその変調器の利点の上に構築される。 更に、本発明は、種々の標準化された送信フォーマットに特に適した抑制キャリア変調及び送信のための装置を提供する。 注目すべき例は、直角振幅変調（ＱＡＭ）である。 ＱＡＭ変調器は、位相が１／４波長異なる２つのキャリアが抑制された出力を発生する。 通常、ＱＡＭ変調器への変調信号入力は、一連のパルス対を含み、各パルス対の平均ＤＣ値はゼロである。 好都合なことに、本発明は、対パルス標準のものでないものも含めて、ＤC成分をもたない任意の入力波形を変調することのできるＱＡＭ変調器を提供する。 図４Ａ及び４Ｂは、図２及び３の実施形態の教示を用いたＱＡＭ変調器を示している。 入力変調信号は、各々同相及び直角位相成分ａ _I （ｔ）及びａ _Q （ｔ）の形態で与えられる。 これらの同相及び直角位相信号は、各変調器４２０及び４３ ０の変調入力に入力される。 図４Ａにおいて、変調器４２０、４３０は、図２に示された形式のものとして示されている（キャリア発生器以外は）。 同様に、図４Ｂは、図３に示された形式の変調器４２０、４３０を示している（これも、キャリア発生器以外は）。 変調器４２０、４３０は、キャリア発生器４４０及び１／４波長遅延素子４６ ０から各キャリア入力を受け取る。 変調器４２０、４３０は、加算装置４７０へ出力を発生する。 加算装置４７０は、ＱＡＭ変調された出力信号を発生する。 ＱＡＭ出力信号は、次の式で表される。 Ｓ _QAM （ｔ）＝Ａ〔ａ _I （ｔ）cos ω _c ｔ＋ａ _Q （ｔ）sin ω _c ｔ〕 （４） 但し、 Ａは、定数であり、 ａ _I （ｔ）は、変調信号の同相成分であり、 ａ _Q （ｔ）は、変調信号の直角成分であり、 ａ（ｔ）は、ａ _I （ｔ）とａ _Q （ｔ）の和に等しく、 ω _cは、キャリアの角周波数であり、 ｔは、時間に対する変数であり、そして ａ _I （ｔ）及びａ _Q （ｔ）は、正又は負の値をとり得る。 図５は、本発明による更に別の直角振幅変調器を示している。 図５に示された本発明は、図２−４の実施形態の利点の上に構成され、電力の節約及び低い所要ナイキストサンプリングレートに関連した付加的な利点を与える。 図５の実施形態は、図３の合成器（加算装置）３７０の使用を回避するものである（合成器は、その入力信号が位相及び振幅についてコヒレントでないときに個々のデジタル振幅変調器３３０ ₁ 、３３０ ₂からの電力を半分消費する）。 直角振幅変調の場合には、ａ _I （ｔ）及びａ _Q （ｔ）が互いに独立であるから、このコヒレント性の欠如が常である。 又、同相及び直角位相成分を加算するやり方であるために、クロスオーバーポイントにおいて波形に不連続部が生じる。 この不連続部は、高い周波数のエネルギーを導入し、高いナイキストサンプリングレートの要求を満足するためにゲート型クラスＣ増幅器の使用を必要とする。 図５の実施形態は、前記の実施形態で使用された直交座標ではなくて、入力変調信号の極座標表示の利点を取り入れるものである。 図５に示されたように、直交座標−極座標コンバータ５２０は、同相及び直角位相信号成分の形態の入力変調信号を受け取る。 コンバータ５２０は、大きさ及び位相出力信号を与える。 この大きさ及び位相出力信号は、次の式で表される。

これらの各振幅及び位相表示は、次のように表される変調信号の極座標表示を指示する。 Ｓ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅ

^j θ

^(t) （７） 又、図５の実施形態には、前記実施形態のキャリア発生器と実質的に同じキャリア発生器５４０が設けられる。 位相変調器５５０は、キャリア発生器５４０の出力を信号入力として受け取る。 又、位相変調器５５０は、入力変調信号の位相表示θ（ｔ）を位相変調入力として受け取る。 従って、位相変調器５５０は、変調入力信号の位相に基づいてキャリア発生器５４０からのキャリアを変調し、位相変調されたキャリアを振幅変調器５３０のキャリア入力に与える。 振幅変調器５３０は、図１に示された'９３１号特許の教示に基づいて実施されるのが好ましい。 コンバータ５２０は、変調信号の振幅Ｒ（ｔ）を変調器の振幅入力に与える。 振幅入力は図１の要素３６、３８間の信号に対応し、そしてキャリア（ここでは位相）入力はＲＦ信号発生器４６（図１）に対応することが明らかであろう。 それ故、変調器５３０は、図４Ａ及び４Ｂの実施形態の効果を発揮するだけでなく、電力効率が増加され且つナイキストサンプリングレート要求が低いという更に別の効果も発揮する直角振幅変調出力を与える。 図６を参照し、本発明の更に別の特徴である単一側波帯変調器について説明する。 ここではcos ω

_M ｔと示された基本帯域入力変調波形は、基本帯域１／４波長移相器６１０に入ると共に、平衡型変調器６４０の振幅入力に送られる。 移相器６１０の出力は、平衡型変調器６３０の振幅入力に入力される。 平衡型変調器６３０、６４０は、上記実施形態で述べた形式のものであるのが好ましい。 又、図６に示されたキャリア発生器６２０は、平衡型変調器６４０のキャリア入力と、キャリア周波数１／４波長移相器６５０とにキャリア周波数信号を供給する。 移相器６５０は、移相されたキャリア入力を平衡型変調器６３０に供給する。 平衡型変調器６３０、６４０の各出力は、好ましくは同相電力合成器である加算装置６６０へ入力される。 この加算装置６６０は、単一側波帯出力を発生する。 当業者に明らかなように、平衡型変調器６３０の出力は、次の式で表される。 sin ω

_c ｔ sin ω

_M ｔ＝1/2cos（ω

_c −ω

_M ）ｔ −1/2cos（ω

_c ＋ω

_M ）ｔ （８） 同様に、平衡型変調器６４０の出力は、次のように表される。 cos ω

_c ｔ cos ω

_M ｔ＝1/2cos（ω

_c −ω

_M ）ｔ ＋1/2cos（ω

_c ＋ω

_M ）ｔ （９） 従って、単一側波帯出力は、次のように表される。 ＳＳＢ＝cos（ω

_c −ω

_M ）ｔ （１０） ここに示す装置は、下部側波帯信号を発生する。 しかしながら、移相器６１０、 ６５０の厳密に一方（両方でなく）を各入力ノードの他の側で切り換えて平衡型変調器６３０ではなく平衡型変調器６４０に直接供給するようにすることにより上部側波帯ＳＳＢ変調器が形成される。 図７には、単一側波帯直角振幅変調器が示されている。 図７の変調器は、図６ の単一側波帯変調器に良く似ている。 基本帯域移相器７１０、キャリア発生器７ ２０、平衡型変調器７３０、７４０、キャリア周波数移相器７５０及び加算装置７６０は、対応する図６の要素６１０、６２０、６３０、６４０、６５０及び６ ６０と同様に実施される。 しかしながら、位相変調器５５０（図５）と実質的に同様に動作する位相変調器７７０は、キャリア発生器７２０の出力に挿入される。 更に、入力変調信号の極座標表示の効果を利用するために、基本帯域移相器７１０及び平衡型変調器７ ４０への入力は、上記式（５）の一般形式で表された変調信号の大きさＲ（ｔ） である。 位相変調器７７０は、上記式（６）で表された位相関数θ（ｔ）をその変調入力に受け取る。 動作中に、平衡型変調器７３０、７４０の変調入力は、１／４の基本帯域波長だけ互いにずらされた入力変調信号の大きさＲ（ｔ）を構成する各信号を受け取る。 ２つの平衡型変調器７３０、７４０のキャリア入力は、入力変調信号の位相θ（ｔ）で位相変調された後に１／４のキャリア波長だけ互いにずらされた各キャリア信号を受け取る。 平衡型変調器７３０、７４０の出力は、要素７６０によって加算され、単一側波帯の直角振幅変調出力信号を与える。 図７の単一側波帯直角振幅変調器は、図５のＱＡＭ変調器と図６のＳＳＢ変調器の利点を結合すると考えられる。 上記実施形態における種々の合成（加算）装置は、種々のやり方で実施できることが明らかであろう。 例えば、前記'９３１特許に開示されたような９０°のハイブリッド合成器は、電力の浪費を最小にしながら入力の適切な分離を与えるので、これを使用することができる。 しかしながら、特定の実施形態に対するその適合性に基づき、同相のウイルキンソン合成器及び分岐合成器のような他の合成（加算）装置も使用できる。 上記した本発明の使用に加えて、平衡型変調器は、アップ変換、ダウン変換、 同期検出、積の検出及び他の良く知られたミクサの用途にも容易に使用できる。 上記の教示に鑑み、当業者であれば、本発明の上記実施形態の変更及び修正が明らかであろう。 それ故、本発明は、請求の範囲及びその等効物の範囲内において、上記とは別のやり方でも実施できることを理解されたい。

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