Transmission apparatus for transmitting communication traffic efficiently through a phase modulated carrier signal

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、遠隔通信システムに関するものであり、特に搬送波信号をベースバンド信号で位相変調し、変調された信号をＣ級増幅器技術を使用して増幅する効率のよい送信装置に関するものである。

［従来の技術］ 地理的に遠隔な場所で無線通信リンクを介して電話加入者を中央局に接続することは従来から知られている。 加入者はＬバンドまたはUHFで動作するTDMA搬送波信号のような搬送波信号で電話の通話を送受信する。 このような複数の加入者は互いに別々の搬送波で互いに近くに位置してベースバンド局と通信してもよい。 ベース電話局は標準の電話トランクラインによつて無線リンクとインターフェイスする。

過去において、許容帯域幅および隣接するチャンネル妨害に対する保護の点で対抗するこれらのシステムにある種の制約があつた。 米国通信委員会は信号が限定された帯域幅を占有し、この帯域幅の外側のサイドバンド周波数は非常に低いレベルに抑制することを要求している。

このような通信システムを構成するとき、ベースバンド通信信号で搬送波信号を位相または周波数変調する。 上記のスペクトルの要求に合致させるためにこの位相変調された信号はさらに振幅変調信号成分によつて包絡線変調される。 この信号成分は位相変調に使用されたベースバンドデータ信号に関連し、そのため生成された実質的なスペクトルは前述の帯域幅制限を満たしている。

［発明の解決すべき課題］ 過去において包絡線関数は低電力レベルで位相変調された搬送波に加えられた。 それ故次の増幅器段は包絡線変調信号を保存しながら所要の送信電力を得るように線形増幅特性を有する。

これらの従来の線形増幅回路を使用する装置はいくつかの欠点を有している。 第１に、よく知られているようにＡ級増幅器は非常に電力効率が悪い。 さらに包絡線を保存するような充分に線形のＡ級増幅器は高価であつてコストの点で満足すべきものではない。

この発明は、これらのシステムにおけるＡ級増幅器の使用による前記欠点を除去するものである。 この発明は、
遠距離のベース局と信頼性のある通信を行うのに充分な電力レベルに所要の変調信号を増幅するためにＣ級増幅器の利点を利用しようとするものである。

この発明の主目的は、無線搬送波によつてベース局に通信トラフィックを送信するための送信機を提供することである。

この発明のさらに特定された目的は、変調された情報に歪みを与えることなくデジタル音声またはデータトラフィックにより変調された搬送波信号を効率よく増幅するＣ級増幅器技術の利点を利用することである。

［課題解決のための手段］ これら、およびその他のこの発明の目的は、一定の振幅、位相、または周波数変調された搬送波信号を増幅する標準のＣ級増幅器の使用によつて達成される。 Ｃ級増幅器はよく知られているように通常の状況では包絡線変調された信号を忠実に再生しない。 この発明では、前記
FCCの制限内に送信周波数スペクトルを維持するために所要の振幅変調成分がＣ級増幅器段に加えられる。 したがつて包絡線変調された信号の線形増幅は送信機の最後のＣ級増幅器段において振幅変調機能を与えることによつて避けられる。

この発明の実行において、Ｃ級増幅器は電力を節減すると共に送信機のコストを低下させる。

この発明では、Ｃ級増幅器を振幅変調する回路を介して増幅変調された信号を供給する。 Ｃ級増幅器を振幅変調する結果として供給された振幅変調された包絡線信号に対して非線形に変化する位相特性が生成される。 この発明はこの非線形の位相特性の補正を行い、それによつて増幅された信号は再生された通信信号の品質を損なう位相歪みを受けない。

［実施例］ 以下添付図面を参照にして実施例で詳細に説明する。

第１図には遠隔通信局からのデジタル音声またはデータトラフィックを伝送する典型的な変調された送信信号の周波数対振幅特性が示されている。 相対出力搬送波信号電力レベルは一方の軸で示され、全体のスペクトルエネルギは急速に一定レベルに減少し、それは正常な搬送波周波数から約11KHzの点で始まる。 この点においてこの帯域幅を越えるスペクトル成分の減衰はFCCの規定によつて特定されたレベルより低くなる。 示されたスペクトル特性は約80％の変調深度の包絡線変調された成分およびベースバンドトラフィックを含むPM変調成分を含む搬送波信号に対するものである。 ベースバンド電話トラフィックは第１図の示された帯域幅内にスペクトルを維持するのを助長するために適当にフィルタされる。 第１図の実線は前記FCCの要求する帯域幅規定を示している。

前記の帯域幅規定を達成するために、情報を運ぶ信号としてではなくスペクトル抑制信号としてAM成分が付加される。 当業者には位相または周波数変調された搬送波信号がsin x/xに比例する周波数スペクトルを生成することが認識できるであろう。 通常は示された帯域幅を越えて延在する付加的なスペクトルサイドバンドは、隣接するチャンネル妨害が同じ位置において動作する他の送信機またはベース局へ動作する多数の送信機により経験されるように第１図に示された制限を越えている。

第２図は、第１図に示された限界内のスペクトルを含む変調された搬送波信号を与えるこの発明の１実施例を示している。 この回路ではＣ級増幅器19が送信信号用の最終増幅器段として示されている。 このＣ級増幅器19はＣ
級増幅器19により増幅される搬送波信号を変調するためのDC電圧入力19aを備えている。 当業者によく知られているように、多くのＣ級増幅器は通常のDC電源入力に変調電圧を供給することによつて振幅変調器として使用されることができる。 第２図の実施例は特にデジタル電話トラフィックを送信するように設計されているけれども、データサービスはまた同様の装置を使用して他のサービスを効率よく送信することができることを認識するべきである。

Ｃ級増幅器19は位相をデジタル音声およびデータトラフィックにより変調されたゼロ包絡線関数を有する搬送波信号を供給される。 上記のシステムは通常16PSK変調フォーマットである。 この搬送波信号は前置増幅器18によつて与えられ、この前置増幅器18はＣ級増幅器19に対して低レベルの振幅の信号を与えるための低電力消費レベルのＡ級増幅器でよい。

送信機出力の制御は電力スイッチ27によつて増幅器18を動作できないようにすることによつて行われる。

搬送波信号は搬送波発生器16より供給される。 前記システムは多数の搬送波周波数に適合できるが、ここで例示した用途にはＬバンドまたはUHF周波数が適当であることが認められた。 Ｌバンド周波数は特に近距離通信に有効である。 この発明は他の周波数で他の遠距離通信に適用することも可能であることも明白である。

Ｌバンド搬送波信号は位相変調器15に供給される。 位相変調器15は標準的なPSK位相変調器であり、経験によれば16KBPSのデータ速度を処理する。

PSK位相変調器15のための変調信号はローパスフィルタ1
7を通って入力される。 ローパスフィルタ17もまた第１
図で要求されるような帯域幅スペクトルを成形するのに寄与している。

搬送波を位相変調するデジタル電話トラフィックを表すデータ信号は挿間回路網12によつて受信され、この挿間回路網12は加入者の音声内容を搬送するデジタルベースバンドデータ信号および第１図に示すようなスペクトル帯域幅を維持するために送信された信号の包絡線を成形するために使用される対応する振幅変調成分を出力する。 位相変調信号および振幅変調信号の両者の発生はＡ
級増幅器が全体的に使用されている従来使用されていたシステムと同一である。

従来の電話伝送装置では16PSK位相変調は搬送波信号を音声データで変調するために使用されている。 よく知られているように16PSKシステムは16の安定な位相状態を有し、その各々はデータ記号または音声サンプルの他の表示を伝送することができる。 振幅変調信号は音声記号と関係している。 16の位相状態の任意の一つから他の位相状態への位相状態の変化において、振幅変調関数が発生する。 この振幅変調関数は連続した位相状態の間の位相シフトが増加するとき増加する。 したがつて180度の位相シフトに対して実質上100％の変調包絡線関数である振幅変調信号成分が発生される。 位相シフトが16PSK
関数の隣接する位相状態の間にあるような22.5度の位相シフトが生じたならば、スペクトルを含むためにはほんの少量の包絡線変調が必要であるに過ぎない。

第２図の実施例に対してこれらの従来技術のスペクトル含有原理を適用する場合において、16PSK変調によつて生成された位相状態における変化を含む搬送波によつて経験された位相変位と整列した包絡線位相を有することが必要である。 ２個の位相変調路、すなわち位相変調器
15と振幅変調回路20を通る変調路の位相等化はこの発明によつて達成される。

第３図から認められるように振幅変調関数とDC電力電圧との間の関係は非線形的に変化する。 第３図に示す関数を線形化する表によつてPRMO21をプログラムすることが可能である。 したがつて挿間回路12により振幅変調レベルが供給されたとき、PROM21は適切な電圧を選択して送信信号のための正確な包絡線レベルを発生する。

包絡線と搬送波信号との間の位相整列は変調路間の遅延の差を反映する成分をPROM21の表しているデータ値中にプログラムすることによつて行われる。 したがつてPROM
21は挿間回路12からのデータ信号によりアドレスされたとき位相シフトの補償および第３図の非線形振幅対入力電圧特性の補償を含むデータ値を生成する。

その結果得られたデジタルデータはデジタルアナログ変換器22中で変換され、適当な駆動増幅器23およびローパスフィルタ24によつてＣ級増幅器19のための信号が調整される。 Ｃ級増幅器19はその入力19aに振幅変調電圧である動作DC電圧を受ける。

第２図から明らかなように、振幅変調信号はＣ級増幅器
19により生成される信号に端子19aに現れる電圧に比例する包絡線関数を含ませる。

しかしながらＣ級増幅器19は供給されたDC電圧により変化する位相特性を有する欠点がある。 第４図から明らかなように、低いDC電圧は第３図の必要な振幅関数を与えるけれども、Ｃ級増幅器19を通過するとき位相特性を著しく歪ませる。 この位相特性はＣ級増幅器19を振幅変調しようとすることによつて搬送波信号に与えられた付加的な位相変調成分によつて位相変調をマスクする結果を生じる。

この発明は供給されたDC電圧の結果として変化するこの位相特性を補償するものである。

再び第２図を参照すると、この測定された位相変化を補正するこの発明の実施例が示されている。 位相ロックループとして示された標準的な位相変調器15は他の変調器の設計を含んでもよく、ローパスフィルタ17を通って変調電圧を受ける。 搬送波信号は搬送波発生器16に供給される。 第２のPROM13は位相変調器15に対する所定の位相シフトを生成するデジタルデータを含んでいる。 PROM13
のデジタルデータは、入力データ信号に応じて生じる位相シフト変化の量を識別するための成分、およびＣ級増幅器19を振幅変調する結果として生じる位相シフト変化に関係する補償成分を含んでいる。 振幅変調信号と位相変調信号の両者は関係しているから、PROM13は挿間回路から受けるそれぞれの新しい位相状態に対する位相オフセット値を含むことができる。 したがって16PSK中の転移が２つの連続する位相状態から形成されるとき、必要な位相シフトオフセットの量はスペクトルを抑圧するために必要な振幅変調の量に対応する。 したがつてPROM13
は、Ｃ級増幅器19の位相シフトをオフセットするための所要の位相シフトを実行するためのデータ値および入力データの位相状態を表す位相シフトの所要量を生成する。

それ故、Ｃ級増幅器19は、変調された必要な包絡線関数を有する位相変調された搬送波信号を効果的に増幅し送信するために使用されることができることが認められる。 送信された信号は所要の周波数スペクトル内に制限される。 さらに、Ｃ級増幅器19における振幅変調は位相変調成分として電話トラフィックを搬送する入力搬送波信号に結果的に何等の位相歪みも生成しない。

したがって、この発明は高い電力効率と、この技術を使用する結果としての実質的に低い製造コストを有する改善された送信装置を提供することは明白である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、所要の隣接チャンネル周波数分離を有する遠隔通信局送信機に対する所要の周波数スペクトルを示す。 第２図は、送信機の最終増幅器段におけるＣ級増幅器を使用するこの発明の１実施例を示す。 第３図は、動作DC電圧に対するＣ級増幅器の電力出力を示す。 第４図は、動作DC電圧に対するＣ級増幅器の非線形位相特性を示す。 12……挿間回路網、13,21……PROM、14,22……デジタルアナログ変換器、15……位相変調器、16……搬送波発生器、17,24……ローパスフィルタ、18……Ａ級増幅器、1
9……Ｃ級増幅器、23……駆動増幅器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダニエル・マックレイト・フラリー・ジュ ニア アメリカ合衆国、メリーランド州 20874, ジャーマンタウン、アンダイク・ウエイ 20553 (56)参考文献 特開 昭61−52050（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−58729（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−154628（ＪＰ，Ａ)