Vector modulation system, vector modulator

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の技術分野】本発明は変調システム、特に位相変調器を使用する新規なベクトル変調システムに関するものである。

【０００２】

【従来技術と問題点】ベクトル変調は、被変調信号が任意の位相および振幅関係を有することが可能な変調技術を意味する。 ベクトル変調は多くの例において望ましく、その一つに無線周波数搬送波によるディジタル情報の伝送がある。 ベクトル変調器の一つの良く知られている例は、「Ｉ−Ｑ変調器」である。 Ｉ−Ｑ変調器においては、変調信号は同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）成分へ分割される。 これらは振幅および位相の任意の組合せを形成するために加算可能な２つの直交信号基底を形成する。 従って、Ｉ−Ｑ変調器を使用して任意の形式の振幅、位相、または周波数変調、またはそれらの任意の組合わせを生成することが理論的に可能となる。

【０００３】Ｌ． Ｏ． ソース（局部発振源）１２、９０
度位相シフト・ネットワーク１４、第１および第２のミキサ１６ａ、１６ｂ、および加算ネットワーク１８を含む従来のＩ−Ｑ変調器１０を図２に示す。 これらのミキサは振幅変調器として使用される。 第１の入力変調信号Ｉは、第１のミキサ１６ａによりＬ． Ｏ． 信号と混合される。 第２の入力変調信号Ｑは第２のミキサ１６ｂにより９０度シフトされたＬ． Ｏ． 信号と混合される。 次に、２つの振幅被変調信号はネットワーク１８により加算され、振幅および位相変調が「同相」信号Ｉおよび「直角位相」信号Ｑのベクトル和として記述可能な出力信号となる。 以下で数式により説明を行なう。 Ｌ． Ｏ．
信号Ｖ _LO 、第１のミキサ１６ａの出力信号Ｖ ₁および第２のミキサ１６ｂの出力信号Ｖ ₂を以下のように設定する。 Ｖ _LO ＝ｅｘｐ（ｊｗｔ） （１） Ｖ ₁ ＝Ｉｅｘｐ（ｊｗｔ） （２） Ｖ ₂ ＝Ｑｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋π／２）） （３） ネットワーク１８からの出力信号は以下の式で与えられる。 Ｖ ₁ ＋Ｖ ₂ ＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ（ｊｗｔ） （４）

【０００４】図２の回路がＬ． Ｏ． 信号と任意の振幅および任意の位相関係を有する出力信号を発生することがわかるであろう。 もしＩおよびＱが各々位相が９０度異なる正弦波信号である場合は、上のミキサにより生成される側帯波の一つは下のミキサにより生成される側帯波により打ち消される。 このように使用した場合、回路は単一側帯波ミキサとして動作する。

【０００５】図示されたシステムの欠点は、位相および振幅精度が双方の信号経路において維持されなければならないことである。 しかし、これらの特徴を変化させる回路を使用してこれらの信号を処理することが時々望ましい。 そのような処理は結果として得られる変調の邪魔になる。 そのような処理の一例はフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）を使用するトラッキング・フィルタにおける二つの成分信号の周波数変換である。 そのような回路において、ＰＬＬは一般にその成分信号から振幅変調を取り除き、信号が一定振幅の場合のみ本周波数変換手法が有益となる。 これは一般的には真実ではない。

【０００６】

【発明の目的】本発明の目的は、ベクトル変調出力信号を発生させる場合において振幅変調またはミキサによるよりむしろ位相変調器からの一定振幅信号を組み合わせることにより上記の欠点を解消することである。

【０００７】

【発明の概要】本発明で使用する二つの成分位相変調信号は振幅変調を備えていないために、それらは信号の振幅に影響無しに処理可能である。 それらの相対的な振幅に於ける任意の変化は、加算前にレベル制御回路により訂正可能である。 この柔軟性により、以前のベクトル変調技術を使用して実現できなかったＰＬＬベースのトラッキング・フィルタ等の回路が実現可能となる。

【０００８】

【発明の実施例】詳細記述 図１によると、本発明の実施例に従った位相に基づくベクトル変調システム２０は、図２に示す先行技術による変調器１０とトポロジにおいては同様であるが、ミキサ（振幅変調器）１６ａおよび１６ｂを位相変調器２２
ａ、２２ｂと置き換えている。 先行技術による変調器の９０度位相シフト・ネットワーク１４は、任意位相シフトＡを発生させる位相シフト・ネットワーク（位相シフタ）２４により置き換えられる。 変調器２０においては、ライン２６および２８上の成分位相変調信号ＶａおよびＶ _ｂは、一定振幅を持っているが、加算ネットワーク（加算器）３２からライン３０上に得られる組合せ出力信号Ｖ _outは、振幅および位相変調の双方を有することが可能である。

【０００９】変調器２０における信号は、数学的には以下のように表現可能である。 Ｖ _LO ＝ｅｘｐ（ｊｗｔ） （５） Ｖ _a ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｘ）） （６） Ｖ _b ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｙ＋Ａ）） （７） Ｖ _a ＋Ｖ _b ＝Ｖ _out ＝（ｅｘｐ（ｊｘ）＋ｅｘｐ（ｊ（Ｙ＋Ａ）））ｅｘｐ（ｊ ｗｔ） （８） Ｖ _out ＝（ｃｏｓＸ＋ｊｓｉｎｘ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊｓｉｎ（Ｙ＋Ａ））ｅ ｘｐ（ｊｗｔ） （９） Ｖ _out ＝｛ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊ〔ｓｉｎＸ＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）〕｝ ｅｘｐ（ｊｗｔ） （１０）

【００１０】位相に基づくベクトル変調器２０の出力が従来のＩ−Ｑ変調器１０の出力に等しく設定される場合は、図２の入力Ｉ−Ｑ信号および図１の入力X−Y信号間の写像が以下のようになる。 Ｉ＝ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ） （１１） Ｑ＝ｓｉｎ X ＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ） （１２）

【００１１】もし以下のようにした場合、 Ｍ＝ＳＱＲＴ（Ｉ ² ＋Ｑ ² ） （１３） （但し、ＳＱＲＴは平方根を意味する。） θ＝ｔａｎ ^-1 （Ｑ／Ｉ） （１４） 以下の式が得られる。 Ｘ＝θ−ｃｏｓ ^-1（ Ｍ／２） （１５） Ｙ＝θ−Ａ＋ｃｏｓ ^-1 （Ｍ／２） （１６） すでに説明したように、位相シフト値「Ａ」は任意の値である。 しかし、もしＡ＝０またはＡ＝９０度である場合は、その関連する写像変換が簡略化される。 もしＡ＝
０ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ ^-1 （Ｍ／２） （１７） Ｙ＝θ＋ｃｏｓ ^-1 （Ｍ／２） （１８） もしＡ＝９０度ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ ^-1 （Ｍ／２） （１９） Ｙ＝θ−ｓｉｎ ^-1 （Ｍ／２） （２０） 上記の導出過程は、図２のＩ−Ｑ変調器１０と同様に動作する変調器が振幅変調器の代わりに位相変調器を使用することにより作成可能であることを示す。 しかし、入力信号ＸおよびＹの値は、ＩおよびＱの値の関数である必要がある。 前の議論により、この関係は以下の通りとなる。 Ｘ＝ｔａｎ ^-1 （Ｑ／Ｉ）−ｃｏｓ ^-1 （ＳＱＲＴ（Ｉ ² ＋Ｑ ² ）／２）（２１） Ｙ＝ｔａｎ ^-1 （Ｑ／Ｉ）−Ａ＋ｃｏｓ ^-1 （ＳＱＲＴ（Ｉ ² ＋Ｑ ² ）／２）（２２ ）

【００１２】上記の変換は図３に示すようにＲＯＭのテーブル３４により実現可能である。 ＩおよびＱに対するディジタル・ワードは、ＲＯＭアドレス・ラインへ入力される。 ＸおよびＹの対応する値はＲＯＭ内に記憶され、出力ライン上に提供される。 この関数は上記の公式に従ってＸおよびＹを計算する専用信号プロセッサを使用することによっても実現可能である。

【００１３】図示システムの位相変調器２２ａ、２２ｂ
は、アナログ入力変調信号に対応する連続可変位相変調
器とし得る、この場合ＲＯＭ３４および変調器の間にＤ
／Ａ変換器が使用可能である。 以下で詳述されるように別の方法では、位相変調器はディジタル変調信号に対応するタイプの場合があり、この場合その種の変換器は必要でない。

【００１４】従来のＩ−Ｑ変調器１０と比べた図示の位相に基づく変調器２０の大きな利点は、加算ネットワーク３２へ加えられた２つの成分信号Ｖ _aおよびＶ _bが、
位相変調されたために一定で等しい振幅を備えているということである。 この特徴により、加算前に振幅制限増幅器または信号Ｖ _aおよびＶ _bの他の周波数（無線周波数またはマイクロ波）へのＰＬＬ（加算ループ）変換等の非線形信号処理が可能となる。 事実、これら２つの信号間の位相関係を維持する任意の演算を実行することが可能である。 加算ネットワークにおけるレベル制御回路により任意の振幅歪が訂正可能である。 これと比較し、
従来のＩ−Ｑ変調器１０はその成分信号Ｖ ₁およびＶ ₂
の振幅変調により線形信号処理を必要とし、従ってその種の変調器の使用範囲が限定される。

【００１５】図４はＰＬＬを使用した周波数変換用の標準システム３６を示す。 変調器２２の各々からの位相変調出力は、加算ループ３８へ送られる。 各加算ループは、ループ・フィルタ４０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４２、ミキサ４４、および位相検出器４６を一部として含む。 参照信号源４８がＶＣＯ出力信号と混合するためにミキサ４４へ周波数変換信号を提供する。

【００１６】動作状態では、そのループの動作によりミキサ４４からの出力信号はロックされ、その関連する位相変調器２２からの入力信号と同じ周波数および位相を有する。 従って、各ＶＣＯ出力信号は対応する入力信号と同じ位相特性を持つが参照信号と等しい量だけ周波数がずれている。

【００１７】位相検出器４６は、各々いくつかの形式のうちの一つをとることが可能である。 その一つは単純なミキサまたは乗算器である。 もう一つはデュアル・フリップ・フロップ・ゼロ・クロス検出器である。 いずれの場合でも、位相検出器は所望の位相差信号の外にループ：フィルタ４０により抑制されるべき不要高周波信号（すなわち、ミキサ位相検出器における加算積および参照発振器のフィードスルーならびにフリップ・フロップ位相検出器のディジタル雑音など）を発生させる。 またループ・フィルタは、ロック・アップ時間等のそのループのある種の動的特性を決定している。

【００１８】変調器２０の位相変調器２２ａ、および２
２ｂは、多くの方法で実現可能である。 その一つは単純なＰＬＬを使用することである。 米国特許第４，５４
６，３３１号に開示されているように、ＰＬＬの出力信号がそのロックされた状態をアナログ変調信号により摂動することにより位相変調可能であることはよく知られている。 他の手法では、（アナログよりもむしろ）ディジタル変調信号が使用される。

【００１９】ディジタル変調入力により位相変調を実現するいくつかの方法が存在する。 その一つは、ディジタル周波数制御ポートを備えているＰＬＬ合成器等の周波数合成器を使用することである。 ＲＯＭ３４からのディジタル変調ワードがこの制御ポートへ加えられる周波数制御信号と加算される場合、周波数が変調されるであろう。 位相変調が周波数変調の積分であるために、ディジタル変調ワードを処理しそれらの導関数を作成し、それらの導関数ワードを周波数制御ポートにおいて加算することにより位相変調が実現可能である。

【００２０】処理の邪魔をせずにＲＯＭ３４から変調器へディジタルＸおよびＹワードが直接印加されることを可能にするディジタル位相変調のための他の一つの技術では、図５に示すように変調器としてフラクショナルＮ
ＰＬＬ回路５０を変調器として使用することである。
そのような回路は米国特許第３，９２８，８１３号、第４，２０４，１７４号、第４，６８６，４８８号、第４，７５８，８０２号、第４，７６３，０８３号、第４，８００，３４２号、第４，８９０，０７１号、および第４，９１８，４０５号により開示されるように技術においてよく知られている。 あるループ構成において、
出力信号の瞬時位相をディジタル形式で表わしたものを備えている信号ノードが存在する。 ＲＯＭからこのノード内へディジタル変調ワードを加算することにより、結果として得られる出力信号の位相変調が実現される。

【００２１】すべてのそのような回路において、二つのＰＬＬまたは合成器は同じ参照信号へロックされなければならないが、それらの間に任意の、固定位相オフセット（図１の「Ａ」）を持つ場合がある。 任意のその種のオフセットは、ＲＯＭ３４内に記憶される方程式（２
１）および（２２）により計算されるデータにおいて反映可能である。

【００２２】すでに述べたように、成分位相変調信号Ｖ
_aおよびＶ _bはそれらの元の位相特性を維持する任意の方法で処理可能である。 もし処理が信号間の振幅バランスを変化させる場合は、このバランスは図６の回路５２
等のレベル制御回路を使用することにより回復可能である。

【００２３】図６の回路５２において、各ＲＦ（無線周波）信号Ｖ _aおよびＶ _bは制御ポート５６へ送られる制御信号に応じてその振幅を変化させる振幅変調器５４へ最初に提供される。 その出力信号は、増幅器５８へ供給される。 増幅器５８からの出力は加算ネットワーク３２
へ送られる。 振幅検出器６０ａおよび６０ｂは増幅器５
８ａおよび５８ｂの出力をサンプルし、信号を差動像幅器６２へ提供する。 この増幅器の出力は振幅変調器５４
ｂの制御ポート５６ｂを駆動する（固定バイアス信号が他方の制御ポート５６ａへ送られる）。 回路５２は振幅変調器５４ｂの利得にサーボ自動フィード・バック制御をかけ、加算ネットワーク３２へ送られる二つの信号間の振幅バランスを維持する。

【００２４】好ましい実施例に関連して本発明の原理を説明および図解したことにより、その原理から離れずに本発明が配置および詳細において変更可能であることが明らかであろう。 例えば、位相変調器がフラクショナルＮ ＰＬＬから構成されるという実施例に関連し本発明が図解された一方、他の実施例では位相変調器は直接ディジタル合成器から構成可能である。 そのような合成器は米国特許第４，８０９，２０５号、第４，８７８，０
３５号、第４，９２６，１３０号、および第４，９３
３，８９０号および欧州特許第３３８，７４２Ａ号、日本国特許第１，０９０，６１１号、英国特許第２，１２
１，６２７号、および西独国特許３，８２９，９８５Ａ
号に開示される技法においてよく知られている。 同様に、ＩおよびＱ信号を入力信号として使用する変調器に対して本発明が説明されたが、それは別の実施例においては、入力信号が振幅および位相の形をとる可能性があることが認識されるであろう。

【００２５】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明のベクトル変調装置等においては、ベクトルの成分信号の変調に振幅変調器を用いることなく、位相変調器を用いるため、
被変調成分出力の振幅変化が抑制される。 そして、この成分出力に対し位相関係を損わない任意の非線形処理（例えば振幅制限やＰＬＬによる周波数変換）がなされ、それら処理済成分を加算出力できる。 また、従来のＩ−Ｑ変調を本発明の変調に変換することも可能であるから、従来の変調に比較し本発明の実施により広範囲のベクトル変調が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例による位相に基づくベクトル変調器のブロック図である。

【図２】従来技術のＩ−Ｑ変調器のブロック図である。

【図３】本発明の位相に基づくベクトル変調技術を用いたＩ−Ｑ変調器のブロック図である。

【図４】本発明の一実施例の位相に基づくベクトル変調器において、位相ロック・ループによる周波数移行を説明するためのブロック図である。

【図５】位相変調器としてフラクショナルＮループを用いた本発明の一実施例に基づくベクトル変調器のブロック図である。

【図６】本発明の一実施例の位相に基づくベクトル変調器とともに用いるための振幅制御回路のブロック図である。

【符号の説明】 １２：局部発振器（Ｌ．Ｏ．） ２２ａ，２２ｂ：位相変調器 ２４：位相シフト・ネットワーク（位相シフタ） ３２：加算ネットワーク（加算器）

フロントページの続き (73)特許権者 399117121 395 Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎ ｉａ Ｕ． Ｓ． Ａ. (72)発明者 ロバート・ジェイ・コンレイ アメリカ合衆国ワシントン州スポキャ ン，リッチ・ストリート，イースト 16010 (56)参考文献 特開 昭59−135958（ＪＰ，Ａ) 米国特許4584541（ＵＳ，Ａ) 昭和63年電子情報通信学会秋季全国大 会 Ｂ−448，富里繁 他「ロールオフ ＱＰＳＫ高電力効率送信系の一検討」Ｂ −１−233 (58)調査した分野(Int.Cl. ⁷ ，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38