System and method for current-mode amplitude-modulated

本発明は、一般にＲＦ電力増幅器に関し、特に効率的な、線形ＲＦ信号増幅に関する。

本出願は、２００１年３月２１日出願の米国特許出願公開第０９／８１３，５９３号「電流モード振幅変調のためのシステムおよび方法」を一部継続するものである。 出願中であり、本願と譲渡先を同じくする、優先権のある上記出願は、その参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

使用中であるか、または近い将来において使用するために計画されている既存の無線通信規格がいくつかある。 程度は異なるが世界的な展開を行う現規格には、ＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６およびＧｌｏｂａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＧＳＭ）規格が含まれ、これらは無線通信およびデータサービスの提供を競う手法を表す。 ＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６およびＧＳＭ規格は時分割多元接続（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、ＴＤＭＡ）技術を使用する。 符号分割多元接続技術に基づいて他に展開を図る規格にはＩＳ−９５が含まれる。 なお展開中のもの、または初期出荷中のものを含む、最近の規格には、いわゆる第３世代（ｔｈｉｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ、３Ｇ）の規格が含まれる。 ３Ｇ規格は、北米のＣＤＭＡベースのＩＳ−２０００、および主としてヨーロッパの広帯域ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ ＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡ）規格を含む。 世界的展開を図る先端的データ速度（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ Ｇｌｏｂａｌ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ、ＥＤＧＥ）規格は、３Ｇサービスに向けたＴＤＭＡおよびＧＳＭネットワーへの転換の道筋を提供する。

信号変調を送信する種々の手法には種々の規格が存在するが、各規格は送信信号の忠実度に関する規定を一般的に有する。 スペクトル純度または隣接チャネル電力などのスペクトル要求条件は、これらの規定に基づくシステム内において使用するＲＦ送信機に一定の性能要求条件を課す。 ある場合には、一定のこれらの規格により課すスペクトル要求条件は極めて厳しい。 例えば、ＧＳＭおよびＴＤＭＡ規格へＥＤＧＥを拡張すると、ガウシアン最少シフトキーイングより８−ＰＳＫ変調が有利になるが、８−ＰＳＫ変調には厳密なスペクトル純度要求条件ならびに著しい振幅変調深度がある。 そのような要求条件は関連する送信機にかなりの線形性の要求を課す。

本発明は、効率的な線形ＲＦ信号増幅のためのシステムおよび方法を含む。 飽和モードの動作にバイアスされた電力増幅器は、制御可能な電流源により給電される。 電力増幅器からの出力信号の振幅変調は、包絡線変調信号に比例する増幅器の供給電流の制御に基づく。 このように、電力増幅器は高度に線形の包絡線変調により送信信号を生成するようになお使用されるが、電力増幅器は飽和モードにおいて効率的に動作するように構成することができる。 供給電流の変調により、電力増幅器の動作電流の広範な範囲に亘り制御が、良好な線形となり、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、ＨＢＴ）電力増幅器などの一定のタイプの電力増幅器デバイスには特に有利でありうる。

ＲＦ送信信号生成への一手法には、独立のベースバンド位相および振幅情報信号の生成を含む。 固定包絡線位相情報信号は、次いで位相変調出力信号の生成に使用することができ、出力信号は次いでＨＢＴＰＡにより増幅される。 関連して、振幅情報信号は、所望の振幅情報に応じてＨＢＴＰＡの供給電流を変調する損失のある変調器の駆動に使用される。 この動作により、所望の振幅情報の関数として送信信号出力の包絡線をＨＢＴＰＡにより変調する。

変調器は電流ミラー回路として構成される電流源を含んで良く、その電流ミラー回路は、閉ループ制御の下で入力振幅情報信号に応じて変調される基準電流をミラーの第1の脚に生成し、ミラーの第２の脚に変調供給電流を生成する。 即ち、変調供給電流は変調基準電流の尺度変更バージョンとして生成される。 一般に、電流ミラーは、電力増幅器の公称実効直流抵抗に比例するサイズとなる基準負荷により構成し、第1の脚の電圧は第２の脚の電圧に一致する。 一方、電力増幅器の実効直流抵抗は動作中に変化することがあり、電流ミラーにおいて電圧不平衡となり、信号クリッピングや歪みになる可能性がある。

このように、本発明の一実施形態は、変調供給電流の供給を受けるＲＦ電力増幅器を含む送信機の動作を補償する方法を含む。 本明細書では本方法は、ＲＦ電力増幅器の実効直流抵抗における変化を検出する工程、および前記検出に応じて送信機動作を補償する工程を含む。 ＲＦ電力増幅器の実効直流抵抗における変化を検出する工程は、ＲＦ電力増幅器の動作電圧が供給電圧限界に接近しつつあることを検出する工程を含んでもよいか、または電流ミラー枝間の電圧不平衡を検出する工程を含んでもよい。

電力増幅器の実効直流抵抗において検出した変化を補償する工程は、例えば実効直流抵抗の増加の検出に応じて電力増幅器の実効直流抵抗を下げる制御を変更する工程を含む。 このような補償制御は、中でも電力増幅器のバイアス変更、電力増幅器の実効デバイスサイズの変更、電力増幅器のインピーダンス整合の変更、または電力増幅器および電力増幅器に給電する変調供給電流の一方または双方へのＲＦ入力抑制を含むことができる。

このように、送信機においてＲＦ電力増幅器と共に使用するための例示電流変調回路は、振幅情報信号に応じて変調する基準電流のミラーリングに基づいてＲＦ電力増幅器に変調供給電流を供給する電流ミラー回路と、ＲＦ電力増幅器の実効ＤＣ抵抗の変化の検出に応じて検出信号を生成する検出回路と、検出信号に応じて送信機を補償する制御回路とを含む。 制御回路は、必要なアナログまたはディジタル補償信号を生成するように構成することができ、以上に説明したように、送信信号生成論理、インピーダンス整合回路、増幅器バイアスおよびサイズ決定制御またはそのいずれかなどを駆動するように構成することができる。

別の例示実施形態では、増幅器回路は、電力増幅器に振幅変調供給電流を供給する、電流ミラーベースの電流源を使用して、ＲＦ電力増幅器の振幅変調を行う。 このような実施形態では、ＲＦ電力増幅器の実効直流抵抗における変化を検出する工程は、電流ミラー回路の基準脚の第１のパストランジスタによる第１の電圧降下を、電流ミラー回路の出力脚の第２のパストランジスタによる第２の電圧降下と比較する工程を含んでよく、前記第１のパストランジスタは基準負荷への基準電流を調整し、前記第２のパストランジスタはＲＦ電力増幅器への供給電流を調整し、前記供給電流は前記基準電流のミラーバージョンである。 以上に関して、前記検出に応じて送信機動作を補償する工程は、閉ループ制御下の第２のパストランジスタへの駆動信号を変更し、第２の電圧降下を第１の電圧降下に実質的に等しく維持する。

これらおよびその他の実施形態に留意し、本発明は以上の例示情報によって制限されないことを理解すべきである。 事実、以下の詳細な説明を読み、添付図面を見れば、当業者は、本発明の追加する特徴および利点を理解するであろう。

本発明では、電力増幅器の効率および線形性が厳しい、移動端末またはその他の、バッテリにより給電するＲＦ通信デバイスにおける使用を考慮するが、本発明は広範なＲＦの応用にも適用可能である。 さらに注意すべきは、本発明は、本願と譲渡先を同じくする同時係属出願「ＲＦ電力増幅システムおよびその方法」に関係することである。 この同時係属出願の開示事項は、その参照により本明細書に組み込まれる。

図１は、代表的な電力増幅器の一般的な無線周波数出力電力曲線を示し、さらに増幅器の動作点とその動作効率との間の一般的関係を示す。 左の縦軸が、無線周波数電力増幅器により生成する出力信号ＲＦ _ＯＵＴのＲＦ電力を表すのに対し、横軸は入力信号ＲＦ _ＩＮのＲＦ電力を表し、右の縦軸は電力増幅器の動作効率（η _ＰＡＥ ）を表す。 縦軸Ｐ _ＯＵＴの動作点１（ＯＰ _１ ）は電力増幅器の線形動作のために選択することのできる公称動作点を示す。

ＯＰ _１は線形モード動作における増幅器の動作効率η _１に対応し、この効率は４０％近辺の例示値を持つことができる。 ＥＤＧＥ移動端末で使用する８−ＰＳＫ技術などの幾つかの変調規格の線形性の要求は、電力増幅器の出力におけるスペクトル品質をＯＰ _１がかなり劣化させうるようなものである。 このため、電力増幅器は動作ポイント２（ＯＰ _２ ）で動作するように構成することができ、この動作ポイントはより広い線形増幅範囲をもたらすが、効率はより一層低下することになる。 ＯＰ _２の例示的効率値は３０％の範囲にありうる。

動作ポイント３（ＯＰ _３ ）は、ＯＰ _１およびＯＰ _２と比較すると著しい効率の改善をもたらすが、電力増幅器が飽和モードで動作することを必要とし、このモードではＲＦ出力電力は、最早ＲＦ入力電力に対して線形に変化しない。 以前に注意したように、幾つかの信号変調方式は線形増幅を必要とせず、従ってＯＰ _３での動作は、このような信号変調方式に関して問題を呈さない。 一方、線形増幅を必要とする信号変調方式は、飽和モードで動作する従来の電力増幅器による増幅とはなじまない。

図２は、本発明による増幅回路１０の例示図である。 増幅回路１０は、電力増幅器１２および損失のある変調器１４を含む。 用語「損失のある」が用いられるのは、損失のある変調器１４が動作中に電力を消費するからである。 とはいえ、前に組み込んだ同時係属出願中の損失のある変調器とは対照的に、本発明の損失のある変調器１４は、所望の振幅増幅情報の関数として電力増幅器１２に供給する供給電流Ｉ _ＰＡを制御する。 即ち、損失のある変調器１４は電力増幅器１２の供給電流に直接的に基づいて動作する。 この動作は、供給電圧Ｖ _ｄｄにより規定する電圧上昇限界内では印加電圧Ｖ _ＰＡとは独立している。 このように、損失のある変調器１４は制御可能な電流源として動作し、明確性のため本明細書では、電流源１４と呼ぶ。

電力増幅器１２自体は、複合体または複数増幅器装置であってよく、飽和モードで動作するように構成される。 図示しないが、電力増幅器１２はその供給入力と対応する電流源１４との間にフィルタ回路を含んでいていよい。 本質的に、このフィルタ回路はその供給入力に存在するあらゆるＲＦ周波数を抑圧し、単に分路コンデンサおよびＲＦチョークまたはそのいずれかを含むものでよい。 電流源１４の出力容量は、電力増幅器１２の供給入力の望ましくないＲＦ周波数を自ら効率的に抑圧し、補足的なフィルタリングの必要を無くすことができることに注意されたい。

電力増幅器１２は、電力増幅器１２が送信信号ＲＦ _ＯＵＴを生成するために増幅する固定包絡線のＲＦ入力信号ＲＦ _ＩＮを受信する。 電流源１４は、振幅情報信号Ａ _ＭＩＮに従って増幅器１２の給電に使用する供給電流を変調することにより、他の固定包絡線の送信信号ＲＦ _ＯＵＴに所望の振幅変調を行う。 振幅情報信号Ａ _ＭＩＮは送信信号ＲＦ _ＯＵＴにとり望ましい振幅変調に対応する。

一般に、送信信号ＲＦ _ＯＵＴは、送信信号の同期位相および振幅変調の組み合わせに基づく所望の情報を伝達する。 従って、入力信号ＲＦ _ＩＮは、対応する同期振幅変調信号である振幅情報信号Ａ _ＭＩＮを伴う、固定包絡線の位相変調信号であってよい。 この後に、移動端末などの、より大きなシステムに関して増幅器回路１０を提示する場合に、そのような信号を創出する一般的方法を説明する。

ＲＦ入力信号ＲＦ _ＩＮが固定包絡線の信号であるので、電力増幅器１２はその信号入力の線形振幅変化に対応する必要はない。 とはいえ、電流源１４により提供される供給電流変調は、電力増幅器１２を飽和モードで動作させるにもかかわらず、送信信号ＲＦ _ＯＵＴを非常に線形に包絡線変調する方法をもたらす。 電流源１４は、電流源１４が供給電圧Ｖ _ＰＡとは独立に供給する供給電流Ｉ _ＰＡを直接制御するので、電力増幅器１２のＺ _ＬＯＡＤとして示す出力負荷の変化は、供給電流Ｉ _ＰＡを変化させない。 出力負荷のそのような変化は、例えば電力増幅器の出力に接続されたアンテナ(図示せず)からの結合変化に起因しうる。

電力増幅器１２をこのように動作させると、顕著な利点がある。 電力増幅器１２の供給電圧Ｖ _ＰＡ制御など、その他の技術は一定のタイプの電力増幅器１２には良好に動作しうるが、他の増幅器タイプに対しては制御が非線形になる。 例として、一定のタイプの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）電力増幅器１２は、送信信号ＲＦ _ＯＵＴの出力電力または振幅変調の広範囲に亘って妥当な線形制御をもたらす。 一方、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)電力増幅器１２は、供給電圧変調制御下では、特に送信信号ＲＦ _ＯＵＴの振幅が小さい場合において線形に応答せず、図３に示すようにＨＢＴの固有のオフセット電圧を補償する明確な直流オフセット事前歪みを必要とする。

図３では、飽和増幅器の出力線形性に関して、供給電圧変調を供給電流変調と対比している。 左側の図には、電力増幅器１２のＦＥＴおよびＨＢＴの両実装に対して、電力増幅器１２の供給入力に印加する供給電圧Ｖ _ＰＡの制御関数として、ＲＦ _ＯＵＴの振幅がプロットされている。 図示するように、ＦＥＴの実装は、極めて理想的とまではいえないが、供給電圧の制御範囲に亘って、妥当で良好な線形性を示す。 一方、ＨＢＴの実装は低動作電圧において本質的な非線形性を示す。

右側の図には、電力増幅器１２に対する同じＦＥＴおよびＨＢＴの実装が説明されているが、電流源１４を使用して実装することができるように、供給電流制御の関数としてＲＦ _ＯＵＴの振幅がプロットされている。 図示するように、ＦＥＴ実装の線形性は幾らか改善され、ＨＢＴ実装の線形性は劇的に改善される。

図４は、電流源１４の例示的実装図である。 電流源１４は、制御増幅器１６、パストランジスタ１８、および感知抵抗２０を含む。 この構成では、電流源１４を、電圧モード振幅情報信号Ａ _ＭＩＮに線形に応答する閉ループ制御回路として実現する。 電流源１４は、振幅情報信号Ａ _ＭＩＮの関数として電流源１４が電力増幅器１２に供給する供給電流Ｉ _ＰＡの大きさを制御する。

動作においては、Ａ _ＭＩＮ信号は、例えば演算増幅器などの制御増幅器１６の非反転入力に印加する電圧モード信号として生成されるか、または同信号に変換される。 制御増幅器１６は、Ａ _ＭＩＮ信号と電力増幅器１２の供給電流経路から得るフィードバック信号との間の差分に基づいて制御電圧を生成する。 制御電圧は、パストランジスタ１８のゲートバイアスを設定し、パストランジスタは、次に電力増幅器１２に供給する供給電流Ｉ _ＰＡの大きさを設定する。

フィードバック信号は、この実装では、供給電流経路のパストランジスタ１８と直列に配置される感知抵抗２０による電圧降下の作用として生じる。 感知抵抗２０による電圧降下は、電力増幅器１２への供給電流Ｉ _ＰＡの直接的な作用である。 従って、Ａ _ＭＩＮ信号は電流源１４を制御し、電流源１４が、Ａ _ＭＩＮ信号の信号変化に従い変調される、電力増幅器１２への供給電流Ｉ _ＰＡを供給する。

感知抵抗２０は、なお動作可能なフィードバック信号レベルを生じる、一般にとり得る最低の抵抗を持つように選択される。 感知抵抗２０に対して比較的小さな抵抗値を選択するのは、供給電流Ｉ _ＰＡの感知により消費する電力量を制限したいからである。 とはいえ実際に、効率的な電流感知の要求は、制御増幅器１６における十分なフィードバック信号レベルを生み出す必要性との兼ね合いになる。 フィードバック抵抗の例示値は、５０ｍΩの範囲にあるが、所与の実装において選択する個々の値は、供給電流Ｉ _ＰＡの大きさの期待範囲、制御増幅器１６の利得対周波数特性、および振幅情報信号Ａ _ＭＩＮの期待帯域幅に依存する。

制御増幅器１６の利得特性が1つのファクタであるのは、制御増幅器１６は、感知抵抗２０から得る最低レベルのフィードバック信号においても、Ａ _ＭＩＮ信号の全帯域幅に亘ってパストランジスタ１８に対する制御電圧を正確に生成できるべきであるからである。 電流源１４の所与の実装では、制御増幅器１６を、情報に基づいた設計が経費と性能との間で含みうる、上記のように特定したファクタに基づいて選択することができる。

単一の高利得帯域幅を持つ、より高性能の増幅器デバイスが、信号Ａ _ＭＩＮにおける一定の帯域幅制限内において、制御増幅器１６としての使用に受容可能な性能をもたらすことはありうる。 以上に記述したように、経費に関する考察により、制御増幅器１６への性能要求を最少にする動機が得られ、図５はそのような要求を減じる一手法を示す。 第２の増幅器１７は、制御増幅器１６のフィードバックループにおけるさらなる利得をもたらす。 感知抵抗２０によって得られる差分信号を増幅することにより、増幅器１７は、その利得要求を最少にする、より大きな制御信号を制御増幅器１６にもたらす。 即ち、増幅器１７により供給されるフィードバック信号利得は、制御増幅器１６の閉ループ利得要求を減少させる。 この手法は、増幅器１６および１７双方の帯域幅要求を減少させる。

信号帯域幅に関する考察にかんがみて設計を高度化するほかに、図４または図５の電流源に関するその他の変形により、必要または望まれる場合に選択的に追加することのできるさらなる動作上の特徴を組み込む。 図６は、複数の感知抵抗２０Ａ、…、２０Ｃ、対応する感知抵抗選択スイッチ２２、任意選択の選択信号論理２４、および入力フィルタ２６を含む、幾つかのこれら任意選択の特徴を示す。

以上に記述したように、感知抵抗２０は、供給電流Ｉ _ＰＡに比例する電圧降下の発生に基づくフィードバック信号を供給する。 その抵抗を最小値に減少させることにより、感知抵抗２０で失う電力を減少させる。 とはいえ抵抗値があまりに小さいと、供給電流Ｉ _ＰＡの小さな領域で望ましくないほど低い信号レベルを生む。 これら競合する利害関係を満たす一手法は、供給電流Ｉ _ＰＡの所与の動作範囲内においてのみ選択する値の感知抵抗、例えば２０Ａ、２０Ｂ、または２０Ｃの使用による。

感知抵抗２０Ａを比較的大きくし、供給電流Ｉ _ＰＡの大きさが小さい場合のフィードバック信号の良好なレベルを保証することができる。 一度供給電流Ｉ _ＰＡが第２の大きさの範囲に移ると、スイッチ２２を感知抵抗２０Ｂに切り替えることができ、この抵抗は、感知抵抗２０Ａの値をより小さくすることができる。 同様に、一度供給電流Ｉ _ＰＡが第３の、おそらくは最大の範囲に移ると、スイッチ２２を使用して、感知抵抗２０Ｃを選択することができ、この抵抗をさらに小さくすることができる。 もちろん、インピーダンス値の相対的な大きさを決める種々の方式により、必要に応じてより小さなまたはより大きな数の感知抵抗２０を使用することができる。

外部選択信号を使用してスイッチ２２を制御し、一組の感知抵抗２０の1つを選択的に供給電流経路に接続することができる。 そのような信号は外部ロジックにより生成することができる。 選択信号を生成するロジックは、既知の送信電力の範囲により調整することができる。 あるいは、電流源１４は選択制御回路２４を組み込むことができる。 選択制御回路２４は、例えば制御増幅器１６により生成する制御電圧に基づいて選択信号を生成する単一の大きさの比較回路として構成することができる。 そして、実際上は、選択制御回路２４を、供給電流Ｉ _ＰＡの大きさに基づいて感知抵抗２０のうち適当なものを選択するように構成することができる。 この一般的な方式への変更には、２以上の感知抵抗２０の並列結合、利用可能な抵抗結合の数の拡大を含む。

入力フィルタ２６は、例えば振幅情報信号ＡＭ _ＩＮがディジタルビットストリームとして到来する場合に使用することができる。 いわゆるデルタ−シグマ（ΔΣ）変換器はしばしば、平均化して相応のアナログ信号を生成できる、数の変化する０と１を含むビット速度の高い出力信号を生成する。 この場合、入力フィルタ２６は単に、例えば抵抗−コンデンサ回路網を使用して実装する低域通過フィルタを含むことがある。 ＡＭ _ＩＮのフィルタリングを必要とする幾つかの実装は、増幅器回路１０からＡＭ _ＩＮの生成を担う集積回路（図示せず）へフィルタ２６を移すことがあることに注意されたい。

図７は、図４および図５に示す制御回路の実装に代わる一般的な図である。 電流源１４は、振幅情報信号ＡＭ _ＩＮに従い制御する電流ミラーに基づく。 特に、電流源１４は電流ミラーとして構成され、その出力として、ＡＭ _ＩＮ信号の変動に応じて供給電流Ｉ _ＰＡを供給する。 この手法は、感知抵抗２０を介する増幅器電流の感知を必要としなくなる。

この技術において理解されるように、電流ミラーの実装には多くの変形が存在する。 図８は、電流源１４のための例示的電流ミラーの実装を示す。 この実装では、電流源１４は、トランジスタ３０Ａおよび３０Ｂ、および制御電流源３２を含む。 トランジスタ３０Ａは、振幅情報信号ＡＭ _ＩＮに従い制御電流源３２により設定する制御電流値により、制御電流の経路を規定する。 第２のトランジスタ３０Ｂは、第１のトランジスタ３０Ａのベース／ドレイン端子に結合するベースを有し、第２のトランジスタ３０Ｂにより供給する供給電流Ｉ _ＰＡは、ＡＭ _ＩＮ信号の関数として変化する。 本質的に、ＡＭ _ＩＮ信号は、制御電流としての役割を果たし、供給電流Ｉ _ＰＡはＡＭ _ＩＮ信号に比例して生成される。 ＡＭ _ＩＮ信号は電流モード信号として生成され、第１のトランジスタ３０Ａを通る電流の直接制御に使用することができる。 これにより制御電流源３２は必要でなくなる。

一般に、第１および第２のトランジスタ３０Ａおよび３０Ｂは、「整合対」として実装される。 トランジスタ３０Ａおよび３０Ｂを整合させる一手法は、同じ集積デバイス内に、通常はデバイスダイにおいて互いに近接して両トランジスタを実装することに基づく。 トランジスタ３０Ａおよび３０Ｂを共存させることにより、両者は密な熱的結合を有し、互いについて半導体プロセスによるばらつきがおきにくい。 トランジスタ３０Ａおよび３０Ｂの構成は、互に関して拡大縮小でき、それによって所望の電流利得を達成することができる。 電流利得は、ＡＭ _ＩＮ信号に比例して設定する、制御電流の大きさに対して供給電流Ｉ _ＰＡの大きさを設定する。

図９は、電流源１４の電流ミラー実装に代わる例示手法を示す。 図示する回路は、電流振幅変調に対する有利な手法をもたらし、図４および図５に関して説明した多くの帯域幅の考慮を最小限にする。 この実装では、電流源１４は、エミッタ縮退(emitter degeneration)抵抗３６を持つ入力トランジスタ３４、コレクタ抵抗３８、整合する電流ミラートランジスタ４０Ａおよび４０Ｂ、および抵抗４３を介してトランジスタ３４のエミッタに結合する固定基準抵抗４２を含む。 図示するように、入力トランジスタ３４は、バイポーラ接合トランジスタ(bipolar junction transistor、ＢＪＴ)であり、一方トランジスタ４０Ａおよび４０Ｂは、整合するＰチャネル電界効果トランジスタ（P-channel field-effect transistors、ＰＦＥＴｓ）であるが、その他のトランジスタデバイスタイプを特定の設計上の必要に従い使用することができる。

動作の基本は、信号ＡＭ _ＩＮの関数として変調する固定基準抵抗４２を通る電流を生み、次いでその電流を電力増幅器１２に反映させることである。 より詳細には、信号ＡＭ _ＩＮは入力トランジスタ３４を駆動し、入力トランジスタ３４は、そのコレクタ負荷抵抗３８を通じてＡＭ _ＩＮに比例するコレクタ電流を引き込む。 入力トランジスタ３４のコレクタに生じる電圧信号は、整合トランジスタ４０Ａおよび４０Ｂのゲートを駆動する。 トランジスタ４０Ａは、固定基準抵抗４２への電流源となり、固定基準抵抗４２に亘る電圧は、トランジスタ３４のエミッタにフィードバックされ、ＡＭ _ＩＮ信号に対するその線形動作を維持する。 このようにして、信号ＡＭ _ＩＮに比例する電圧が、固定基準抵抗４２に亘って生じ、固定基準抵抗４２を通る電流は、電力増幅器１２におけるトランジスタ４０Ｂにより反映される。

整合トランジスタ４０Ａおよび４０Ｂの相対な構成は、固定基準抵抗４２を通る電流と電力増幅器１２へのミラー電流（Ｉ _ＰＡ ）との間の所望の拡大縮小を達成するよう設定することができる。 通常は、固定基準抵抗４２は、最大見積もり電力における電力増幅器１２の公称インピーダンスに対して拡大縮小した値を有する。 これは、２Ωの公称ＰＡインピーダンスに対して、例えば１ＫΩの値に変換される。

図９に示す電流源１４は、振幅変調信号ＡＭ _ＩＮの帯域幅が広い場合に特に有利でありうる。 例えば、ＡＭ _ＩＮ信号の振幅変調情報は、ＧＳＭ／ＥＤＧＥへの適用に対して１．２５ＭＨｚから１．５ＭＨｚの範囲でありえ、その他のよりデータ速度の速い第３世代（３Ｇ）無線通信規格に対して類似の帯域幅を持つことができる。

もちろん、種々の図面に示し、以上に説明した電流源１４の電流ミラーの実装は、拡張して種々の補償回路を含むことができる。 図示しないが、電流ミラー温度補償技術は良く知られており、必要であれば電流源１４において使用することができる。 さらに、必要な場合には、ＡＣ補償など、その他の実際的な補償手段を含むことができるが、この追加補償は図示しない。

図１０は、電流源１４のさらに別の例示実施形態を示しており、電流源１４は電力増幅器１２の変化する実効直流抵抗を感知して、オプションとして補償する。 この実施形態では、電流源１４は整合したトランジスタ４０Ａおよび４０Ｂと、オペレーショナル増幅器でありうる増幅器４２と、基準負荷抵抗４４と、検出／制御回路４６とを含む。 検出／制御回路は、補償回路として機能することができ、検出回路４８および検出回路４８に応答する制御回路５０を含むように構成することができる。 回路１４は、さらに追加する検出回路４８を含むことができ、追加検出回路はトランジスタ４０Ｂによる電圧の感知に使用することができる。 また図１０に、整合回路網５２およびアンテナ５４を示す。

機能的には、電流源１４は変調供給電流を電力増幅器１２に供給するが、変調供給電流は、トランジスタ４０Ａを含む第１の電流ミラー脚から（変調）トランジスタ４０Ｂを含む第２の電流ミラー脚への基準電流のミラーリングに基づいて生成される。 動作においては、増幅器４２は、閉ループ制御下のトランジスタ４０Ａのゲート駆動を変え、所望の振幅情報信号ＡＭ _ＩＮとして生成することができるＶ _ＩＮ 'ノードをＶ _ＩＮ入力信号に実質上維持する。 従って、電流ｉ _ＲＥＦは入力信号Ｖ _ＩＮおよび負荷抵抗４４の大きさの関数であり、即ちｉ _ＲＥＦ ＝Ｖ _ＩＮ '／Ｒ _ＲＥＦである。 同じゲート駆動信号がトランジスタ４０Ｂに加えられるので、ゲート駆動信号は、トランジスタ４０Ａに対するトランジスタ４０Ｂの構成の拡大縮小率に比例してｉ _ＲＥＦを反映させる。 例えば、トランジスタ４０Ａが構成「Ａ」を持ち、トランジスタ４０Ｂが結合構造ｎｘＡを持てば、その場合ミラー電流Ｉ _ＰＡ ＝ｎｘｉ _ＲＥＦである。

従って、得られる出力電圧Ｖ _ＰＡは、電力増幅器１２に流入する変調供給電流Ｉ _ＰＡおよび電力増幅器１２の実効直流抵抗Ｒ _ＥＦＦの関数である。 Ｒ _ＥＦＦの公称値が凡そＲ _ＲＥＦ ／ｎに等しければ、その場合Ｖ _ＰＡは約Ｖ _ＩＮ 'である。 即ち、電力増幅器１２の実効直流抵抗がほぼその公称値であれば、電流ミラーにおける電圧は平衡する。 とはいえ電力増幅器１２の実効直流抵抗が動作中に変化する範囲で、Ｖ _ＰＡはＶ _ＩＮ 'と不平衡になる。 その不平衡は、トランジスタ４０Ｂの動作電圧、例えばゲート−ソース、ゲート−ドレイン、およびドレイン−ソース電圧がトランジスタ４０Ａの動作電圧と不平衡になることを意味する。 トランジスタ動作電圧にける不一致は、回路１４の電流ミラーリング機能を危険に晒し、Ｉ _ＰＡが電力増幅器１２の変化する実効直流抵抗によってｉ _ＲＥＦに対する所望の比例関係を一般に維持しないことを意味する。

より詳細には、ｉ _ＲＥＦは、Ｖ _ＰＡがＲ _ＥＦＦの公称値に対してＶ _ｄｄの所与の値に対する許容しうる動作電圧限界内に留まるように生成される。 Ｒ _ＥＦＦの値が送信動作中に著しく増加すれば、その場合、Ｖ _ＰＡ ＝Ｉ _ＰＡ ｘＲ _ＥＦＦはＶ _ｄｄにより課される動作電圧限界に関して高くなりすぎる可能性があり、電力増幅器１２から得られる出力信号ＲＦ _ＯＵＴはクリップされる可能性がある。 そのようなクリッピングは、望ましくない信号歪みおよびそれに伴うスペクトル擾乱をもたらす。

例示する回路４６は、動作中の電力増幅器１２の実効直流抵抗における変化を検出し、それに応じて制御信号を生成するように構成される。 本明細書では補償または調整信号とも呼ぶ、制御信号は、ＲＦ電力増幅器１２を含む送信機の1つ以上の動作パラメータを調整するように動作する。 図１０は、電力増幅器１２の実効直流抵抗における検出変化に応じるインピーダンス整合回路網５２の調整を示すが、その他のパラメータは整合インピーダンスの制御に加えて、またはそれに替わるものとして制御されうることを理解すべきである。

回路４６を、電流ミラー電圧の不平衡、即ち基準電圧Ｖ _ＩＮ 'と出力電圧Ｖ _ＰＡとの間の不一致の検出に基づいて、電力増幅器１２の変化する実効直流抵抗を検出するように構成することができるが、それはそのような不一致が、電力増幅器１２の実効直流抵抗がＲ _ＲＥＦ ／ｎの公称値から離れたことを示すからである。

その検出方法に加えて、またはそれに替わるものとして、回路４６を、トランジスタ４０Ｂによる電圧差分を監視するように構成することができるが、それはＶ _ｄｄとＶ _ＰＡとの差分が、Ｉ _ＰＡの所与の値に対して電力増幅器１２の実効直流抵抗の関数であるからである。 この検出方法は、電力増幅器１２の実効直流抵抗の増加が、Ｖ _ｄｄにより課すクリッピング限界に向けてＶ _ＰＡを立ち上がらせる危機に瀕するポイントの検出に特に有利でありうる。

とにかく、インピーダンス整合回路網５２の調整に補償信号を使用する図示する補償方法は、移動局において特に有利でありうる。 移動局では、ユーザの体およびその他の近くの物体またはそのいずれかに対する移動局の位置が通話中に変化すると、局の送信アンテンナの実効インピーダンスが一般に変化する。 従って、アンテンナインピーダンスが変化し、その結果の不整合により、電力増幅器１２の実効直流抵抗がその公称値から離れれば、回路４６は、△Ｖ＝（Ｖ _ＩＮ '−Ｖ _ＰＡ ）および／または△Ｖ＝（Ｖ _ｄｄ −Ｖ _ＰＡ ）により示すように、実効直流抵抗において得られる変化を検出する。

検出回路４８は、検出電圧差分に比例する検出信号を生成するように構成でき、制御回路５０はそれに応じて補償信号を生成するように構成することができることに注意されたい。 例えばバーストモード送信構成では、回路４６は信号送信動作中に変化を感知するように好ましくは構成されるが、その補償調整を送信が行われなくなる時間まで遅延させる。 例えば回路４６は、所与の送信バースト中にＶ _ＩＮ 'とＶ _ＰＡとの間の電圧不一致を検出し、次いで次のバーストに先立って非送信時間中に補償信号を更新することができる。 そうすることにより、送信動作中に補償変更を行うことを回避する。 もちろん、幾つかのタイプの信号送信は、実送信中のそのような変更に耐えることができるが、本明細書で記述する遅延調整手法は、制限的でない実装の詳細であることを理解すべきである。

図１１は回路４６の例示的実装を示し、検出回路４８は、その２つの信号入力間の差分に比例する検出信号を生成するように構成する差分感知回路を含み、２つの信号入力は直接または間接的に、Ｖ _ＩＮ 'とＶ _ＰＡ電圧信号、およびトランジスタ４０Ｂに亘る電圧差分、またはその両方に結合することができる。 検出回路４８は、その検出帯域幅が、振幅変調情報信号、Ｖ _ＩＮの振幅変調周波数に従って構成されることを保証するフィルタなどの明確に図示しない回路要素を含むことがあることに注意されたい。 変調周波数に対する回路４８の周波数応答を丸め、その検出応答が幾らか円滑化されるようにすることが望ましい場合がある。

あるいは、△Ｖ＝（Ｖ _ＩＮ '−Ｖ _ＰＡ ）および△Ｖ＝（Ｖ _ｄｄ −Ｖ _ＰＡ ）またはそのいずれかと、1つ以上の規定閾値との比較に応じてアサート信号または非アサート信号を生成する比較器として検出回路４８を構成することができる。 従って、回路４６は比較機能に使用する任意選択の閾値情報を受信することができる。 （権限付与に閾値を設けることは、また比例する検出／制御動作に使用することができることに注意されたい。例えば、制御信号のアサートは、検出電圧差分が規定閾値と一致するか、または越えるまで遅らせることができる。）
とにかく、その意図した使用に合う形式の制御信号を生成するように回路５０を構成できることを理解すべきである。 このように、制御信号は必要に応じてアナログまたはディジタルでよく、線形または非線形でよい。 例えば図１１は、補償信号を使用して、送信すべき信号の生成に関連するベースバンド送信プロセッサを制御できることを示す。 より詳細には、送信プロセッサは、クリッピングを回避するために、電力増幅器の変調供給電流の生成に使用する振幅情報信号の振幅を抑制する（減じる）ように構成することができる。 これに関して、制御回路５０は、実際上送信信号プロセッサの一部を含むことができ、それにより検出回路４８は、例えば検出回路４８がクリッピングを回避するために抑制すべき時を送信信号プロセッサに知らせる指示として、送信信号プロセッサに検出信号を供給することを理解すべきである。

図１０に戻って、インピーダンス整合回路５２は、1つ以上の選択的に結合されたリアクタンス性デバイス、例えばコンデンサやインダクタなどを含むことができ、これらを整合回路５２に繋いだり切り離したりして、インピーダンス整合制御を行う。 これに関して、補償信号を１、２、または複数のスイッチ制御信号として生成することができる。 あるいは、インピーダンス整合回路５２は1つ以上の可変要素、例えばバラクタを含むことができ、その場合比例するアナログ制御信号として補償信号を生成することができる。

別の代替として、図１２は制御装置を示し、回路４６は補償信号を生成し、これを電力増幅器５６の実効直流抵抗における変化の検出に応じて電力増幅器５６のバイアスの変更に使用する。 電力増幅器５６が前に図示した電力増幅器１２と同じであってよく、異なる参照番号を主としてバイアス制御入力の強調に使用することも理解すべきである。

同様に、図１３はさらに別の例示的補償構成を示し、電力増幅器５８は、回路４６の検出動作に応じて駆動する明確な「サイズ」制御入力を含む。 当業者は、電力増幅器５８が選択的に動作可能になる複数の並列トランジスタ要素を含むことができ、並列トランジスタ要素はまとまって電力増幅器として動作することを理解するであろう。 任意の一時に動作するこのような要素の数を変更することにより、電力増幅器５８の実効「サイズ」および実効直流抵抗を変更する。

それ故、回路４６を、調整信号、例えば信号の変化値が電力増幅器１２の実効サイズを変更する複数ビットのバイナリ信号または比例するアナログ信号を生成するように構成することができる。 従って例えば、回路４６が、Ｖ _ＰＡがＶ _ＩＮ 'に向かって上昇しつつあることを検出すれば、回路４６はより多くのトランジスタ要素を動作させて電力増幅器５８の実効サイズを拡大し、それによりその実効直流抵抗を元の公称値に下げることができる。 もちろん、Ｖ _ＰＡがＶ _ＩＮ 'に対して下降し始めれば、回路４６は幾つかの数のトランジスタ要素の動作を停止し、実効直流抵抗を元の公称値に上げることができる。

基準負荷とＰＡ負荷との間の電流ミラーリング回路の一つの拡張を図１４において実施する。 概略的には、図１４に示す回路は、変化するＰＡの直流抵抗を検出して補償する方法をサポートし、ＲＦ電力増幅器の実効直流抵抗の変化を検出する工程は、電流ミラー回路１４の基準脚の第１のパストランジスタ（トランジスタ４０Ａ）による第１の電圧降下を、電流ミラー回路１４の出力脚の第２のパストランジスタ（トランジスタ４０Ｂ）による第２の電圧降下と比較する工程を含む。 一視点から見て、図示する回路は、電流ミラーの拡大縮小率を変更することにより、これらの変化を検出する機能として電力増幅器１２の実効直流抵抗における変化を補償する。

この構成では、第１のパストランジスタ４０Ａは基準負荷への基準電流を調整し、第２のパストランジスタ４０ＢはＲＦ電力増幅器１２への出力供給電流を調整し、供給電流は前記基準電流のミラーバージョンである。 この回路により、検出機能に応じる送信機動作の補償は、閉ループ制御下の第２のパストランジスタ４０Ｂへの駆動信号の変更を含み、第２の電圧降下は本質的に第１の電圧降下に等しく維持される。

より詳細には、この閉ループの例は、基準抵抗４４Ｒ _ＲＥＦを通過する電流をロックする、「基準ステージ」と呼ばれる第1のステージからの電流を、ＰＡ１２の負荷抵抗Ｒ _ＰＡを通過する基準電流を公称ファクタｎにより拡大する、「ＰＡステージ」と呼ばれる第２のステージにミラーリングする。 基準調整トランジスタ４０Ａに亘る電圧降下、例えばドレインからソースへの降下は、トランジスタ４０ＡがＦＥＴであれば増幅器６０により感知し、ファクタＡ _ＶＲＥＦにより増幅し、増幅器６２により感知し、ファクタＡ _ＶＰＡにより同様に増幅される、ＰＡの調整トランジスタ４０Ｂによる、対応する電圧降下と比較する。 各分岐の供給電圧の上部レールに対する相対瞬間ヘッドルームを表す、これら感知し、増幅した電圧を、次いで増幅器６４において比較し、ＰＡ１２への電流を調整する、トランジスタ４０Ｂのゲートを駆動することによりループをロックするのに使用する。

図１０に関して、次いで増幅器６０および６２は検出回路４８として機能することが見て取れる。 上記と同じことに関して、増幅器６４は制御回路５０として機能し、感知された２つの電圧降下間の差分として増幅器６４により生成する誤り信号は、トランジスタ４０Ｂへのゲート駆動信号としての役割を果たす。

この構成は、Ｒ _ＰＡ ＝Ｒ _ＲＥＦ ／ｎの場合、ＰＡの直流抵抗Ｒ _ＰＡへのＲ _ＲＥＦを駆動するＩ _ＲＥＦ電流の公称ファクタｎによる閉ループミラーリングを動作可能にする。 ＰＡの直流抵抗がＲＦアンテナのインピーダンス不整合により変化する場合、図示する回路は自動的にトランジスタ４０Ｂのゲートまたは電圧駆動を調整することで、無歪限界は維持され、基準トランジスタ４０Ａにロックされる。 ＰＡの直流抵抗がＲ _ＲＥＦ ／ｎから離れる場合、ＰＡの調整器トランジスタ４０Ｂを通過する電流は、Ｖ _ＢＡＴＴ −Ｖ _ＰＡ ＝Ｖ _ＢＡＴＴ −Ｖ _ＲＥＦまたは、換言すれば以下が成立するように調節する。

Ｖ _ＲＥＦ ＝Ｖ _ＰＡ 、およびＩ _ＰＡ ＝Ｖ _ＰＡ ／Ｒ _ＰＡ ＝Ｉ _ＲＥＦ ｘ（Ｒ _ＲＥＦ ／Ｒ _ＰＡ ）
これにより、ＰＡの直流電流Ｉ _ＰＡは、基準抵抗(固定かつ既知)のＰＡの直流抵抗（可変かつ未知）に対する比に比例して基準電流Ｉ _ＲＥＦを拡大縮小したバージョンである。 ＰＡの直流抵抗Ｒ _ＰＡの値の如何に関わらず、依然ＰＡの直流電流の変調中は、ＰＡの調整器の無歪限界および線形性は維持される。 ＰＡの直流電流は、変化するアンテナインピーダンスに応じて増減するので、不整合アンテナから出力される利用可能な電力は変化するが、ＰＡの最大直流抵抗が無歪限界のクリッピング歪みを生じさせることはない。

従って、閉ループにおける倍率を動的に調整し、他の場合にはヘッドルームを劣化させ、ＰＡへの調整電流の非線形クリッピング歪みになりかねない変動を克服することにより、この実施形態は既知の基準電流のミラーリングを可能にする。 この閉ループ連続アナログヘッドルームミラーリングは、無歪限界のクリッピング歪みを被ることのないＰＡの供給電流への基準電流のミラーリングの一実施形態である。 この実施形態の類似の変形は、個別の方法で実装することができ、以前に記述したＰＡバイアスの調整および物理的サイズおよび出力整合またはそのいずれかに類似して、既知の無歪限界の劣化の検出に応じて、フィードバックステージＮ _ＦＢＰＡおよびＮ _{ＦＢＲＥＦ}を個別の方法で調整することができる。 （それぞれこのようなフィードバックステージは、図示するように受動の抵抗／容量回路網を介して利得制御を提供できるが、当業者は、手にする個々の設計の必要に応じて、その他の回路網構成を使用することができる、ことを認識する、ことに注意されたい。）
上記の実施形態に留意して、図１５は無線通信をサポートする例示的移動ネットワークを示す。 移動ネットワークは一般に数字７０により参照し、それぞれが受信／送信アンテナ７４に付属する１局以上の基地局７２と、1つ以上の外部ネットワーク７８と基地局７２をインタフェースさせる１つ以上の移動交換センタ（mobile switching centers、ＭＣＳｓ）７６と、複数の移動端末１００とを含む。 移動端末１００および幾つかの実施形態では、基地局７２は、図２で紹介した増幅器回路１０を任意のその幾つかの実施形態に都合良く組み込むことができる。

移動端末１００と基地局７２との間の無線信号通知は、他の移動端末ユーザとばかりでなく、移動端末ユーザと外部ネットワーク７８のユーザとの間の通信をサポートする。 各基地局７２は、その付属するアンテナ７４の到達エリア内の移動端末１００の通信および制御トラフィックをサポートする。 次にＭＣＳ７６は、種々の基地局７２と外部ネットワーク７８との間のインタフェースする通信トラフィックのみならず、各基地局７２の機能を調整し、制御する。 外部ネットワーク７８は、公衆交換電話ネットワーク（Public Switched Telephone Network、ＰＳＴＮ）と、インターネットと、種々の総合サービスディジタルネットワーク（Integrated Services Digital Networks、ＩＳＤＮ）とを含むことができるが、これらに制限されない。

図１６は、移動ネットワーク７０において使用する移動端末１００の例示的実装図である。 移動端末１００は、システムコントローラ１０２と、メモリ１０４と、周波数シンセサイザ１０６と、送信機１１０と、受信機１２０と、ユーザインタフェース１３０と、アンテナ部１４０とを含む。

動作においては、移動端末１００は、移動端末１００と移動端末１００をサポートする基地局７２との間の無線周波数信号通知を介して情報を送受信する。 システムコントローラ１０２は、ユーザインタフェース１３０を管理する1つ以上のマイクロコントローラ（microcontrollers、ＭＣＵｓ）として代表的に実装され、移動端末１００の総体的制御を行う。 メモリ１０４はアプリケーションソフトウエア、動作に使用する定数の無指定値、およびデータの作業スペースを一般に含む。

ユーザはユーザインタフェース１３０を介して移動端末１００と相互動作する。 マイクロフォン１３１はユーザの通話信号を対応するアナログ信号に変換し、アナログ信号は送信機１１０に供給され、その後の変換、処理、およびアンテナ部１４０を介する基地局７２への送信に資する。 受信機１２０は基地局７２から信号を受信し、遠隔ユーザから受信するオーディオ情報、例えば通話を抽出し、ユーザインタフェース１３０に含まれるスピーカ１３２を駆動するために得られるオーディオ信号を供給する。 ユーザインタフェース１３０は、さらにユーザにビジュアル情報を提供するディスプレイ１３４と、ユーザからのコマンドおよびデータ入力を受け取るキーパッド１３６とを含む。 ユーザインタフェース１３０は、システムコントローラ１０２にディスプレイ１３４およびキーパッド１３６をインタフェースさせるＩ／Ｏインタフェース１３８を含んでもよい。 要するに、ユーザインタフェース１３０はユーザが通話およびその他のオーディオ情報を送受信し、番号をダイヤルし、必要な場合にその他のデータを入力するのを許容する。

受信機１２０は、受信器／増幅器１２２と、復号／データ回復モジュール１２４と、ディジタル−アナログ変換器（digital-to-analog converter、ＤＡＣ）１２６とを含む。 動作においては、信号はアンテナ部１４０を介して、受信信号と送信信号の間の信号分離を行う結合回路１４２により受信される。 幾つかの実装では、結合回路１４２は送信機１１０または受信機１２０のいずれかをアンテナ１４４に選択的に接続する受信／送信スイッチを含む。 その他の場合、結合回路１４２は、受信と送信の同時動作の間に信号分離を行う送受切換器またはその他のフィルタ要素を含む。

受信信号は受信機／増幅器１２２に回され、受信機／増幅器１２２は、調整とフィルタリングと受信信号の下方変換とを行う。 ディジタル実装では、受信機／増幅器１２２は、アナログ−ディジタル変換器（analog-to-digital、ＡＤＣｓ）を使用して、復号／データ回復モジュール１２４に着信する受信信号に対応する連続するディジタル値を供給することができる。 復号／データ回復モジュール１２４は受信信号の符号化オーディオ情報を回復し、受信オーディオ情報に対応するディジタル値をＤＡＣ１２６に供給する。 次に、ＤＡＣ１２６はスピーカ１３２の駆動に適するアナログ出力信号を供給する。

送信機１１０は本発明に従い構成され、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１１２と、ベースバンドプロセッサ１１４と、変調器１１６と、前に紹介した増幅器回路１０とを含む。 動作においては、ＡＤＣ１１２はマイクロフォン１３１からのアナログ通話信号を対応するディジタル値に変換する。 ベースバンドプロセッサ１１４はこれらのディジタル値を処理し、符号化して、誤り訂正符号化および変調器１１６に適する形式への変換を行う。 ベースバンドプロセッサ１１４はシステムコントローラ１０２から送信のための追加データを受信することができる。

移動端末１００により使用する空中線インタフェース規格に依存して、変調方式は、アンテナ１４４により放射する、以前にＲＦ _ＯＵＴとして示した送信信号の振幅および位相変調の双方を必要とすることがある。 ベースバンドプロセッサ１１４は、各シンボルが位相と振幅値の固有の対を有する、送信シンボルのシーケンスとして所望の送信情報を代表的に符号化する。 ベースバンドプロセッサ１１４は位相および振幅情報を独立の信号に分割することができる。 このように、ベースバンドプロセッサ１１４は、以前に説明した振幅情報信号ＡＭ _ＩＮと同期して、Φ _ＩＮと呼ぶ位相情報信号を生成することができる。

変調器１１６は位相情報信号Φ _ＩＮを使用して、搬送周波数信号を変調し、従って所望の位相変調情報を有する搬送周波数信号を生成する。 この変調搬送周波数信号は増幅器回路１０へのＲＦ入力信号ＲＦ _ＩＮとして役立つことができる。 周波数シンセサイザ１０６を使用して、変調器１１６への入力のための参照または搬送周波数信号を生成することができることに注意されたい。

このようにこの例示する構成では、増幅器回路１０は変調器１１６からＲＦ _ＩＮ信号、およびベースバンドプロセッサ１１４から振幅情報信号ＡＭ _ＩＮ （本明細書ではＶ _ＩＮとも呼ぶ）を受信する。 増幅器回路１０は、以前に説明した任意の実施形態、またはその任意の変形により構成することができる。 増幅器回路１０に含む電流源１４により利用可能な電力増幅器供給電流変調技術を使用して、送信機１１０は高度に線形の振幅変調を送信信号(ＲＦ _ＯＵＴ )に付与することができ、送信信号をアンテナ１４４を介して移動端末１００により放射する。

整合回路網は送信機１１０とアンテナ１４４との間で結合することができ、図１０の説明に従い調整することができることにも注意されたい。 もちろん、整合回路網の調整、および／またはＰＡバイアスまたはサイズの調整は実装することができない。 例えば、1つ以上の好ましい実施形態では、図１４の閉ループ電流ミラーリングを増幅器回路１０に実装し、クリッピングを回避し、変化するアンテナインピーダンスに亘って高度に線形の振幅変調を維持する。

本発明は、もちろん、本発明の範囲および本質的特性から離れて、本明細書で明らかにしたもの以外の特定の方法で実行することができる。 実際、本発明は変化する送信機構成から生じる送信信号の位相シフトの変化を実質上防止する一般的方法を提示する。 これらの構成の変化は種々の送信信号電力の範囲で動作する必要、または送信信号の生成において他のタイプの変更を行う必要から生じることがある。 本実施形態は、それ故全ての面で説明するものであり、制限するものではないと解釈され、添付の特許請求の範囲の意味およびそれと同等のものに入る全ての変更は、本明細書に包含される。

入力および出力信号電力に関係する一般的な電力増幅器の効率曲線図である。

本発明の一般的な増幅器回路図である。

電界効果トランジスタ（field-effect transistor、ＦＥＴ）およびヘテロ接合バイポーラトランジスタ(heterojunction bipolar transistor、ＨＢＴ)電力増幅器デバイスの双方に対する供給電圧制御と供給電流制御との対比図である。

図２の増幅器回路の例示的実装図である。

図４の回路の替わりの例示的実装図である。

種々の任意選択の追加を伴う図４の増幅器回路図である。

図２の増幅器回路の電流ミラーの実装図である。

図７の電流ミラーの例示的実装図である。

図７の電流ミラーの替わりの例示的実装図である。

変化する電力増幅器の直流インピーダンスを感知／補償するための制御回路を含む例示的電流ミラーの実施形態図である。

図１０の回路において使用するための例示的比較器／制御回路図である。

電力増幅器のバイアス制御に適用する比較器／制御回路図である。

電力増幅器の「サイズ」調整に適用する比較器／制御回路図である。

閉ループ補償制御下で動作する電流ミラー回路の例示的実施形態図である。

例示的無線移動ネットワーク図である。

図８の移動ネットワークにおいて使用するための移動端末図である。