Transmitter

本発明は、高ピーク対平均電力比(high peak-to-average power ratio: ＰＡＰＲ)を有する通信システムにおける送信機、特に増幅器、及び増幅方法に関する。 高いＰＡＰＲを有する方式としてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)通信システムが知られている。

図１は、典型的なＯＦＤＭ送信機を示す図である。 図１に示すように、ＯＦＤＭ送信機は、入力ビットストリーム(送信すべきデータソース)に対するシリアル／パラレル変換を行うシリアル／パラレル変換器(Serial-to-Parallel converter: Ｓ／Ｐ)１と、サイズＭの逆高速フーリエ処理部(Inverse fast Fourier processor: ＩＦＦＴ)２と、パラレル／シリアル変換器(Parallel-to-Serial converter: Ｐ／Ｓ)３と、とオーバーサンプリングブロック(補間器)(Oversampling block: ＯＳ)４と、ディジタル／アナログ変換器(Digital-to-Analog Converter: ＤＡＣ)５と、出力ローパスフィルタ(ＬＰＦ)６と、ＲＦアップコンバータ(ＲＦ)７と、Ａ級又はＡＢ級で動作する高出力増幅器(High-Power Amplifier: ＨＰＡ)８とを備える。

図１に示すＯＦＤＭ送信機は、高いＰＡＰＲレベルを有するＯＦＤＭ信号を生成する。 このような高ＰＡＰＲのＯＦＤＭ信号を増幅するには、Ａ級又はＡＢ級で動作する高入力バックオフレベルの線形増幅器が必要である。 しかしながら、そのような増幅器の電力効率は低い。

ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減する最も単純な手法は、高い振幅ピークをクリップする(切り取る)ことである。 様々なクリッピング技法が既に提案されている。 いくつかの技法は、逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)の出力を補間(オーバーサンプリング(ＯＳ))の前にクリップする。 しかしながら、信号はディジタル／アナログ変換の前に補間されなければならず、これによりピークの再成長が生じる。 このピークの再成長の問題を回避するために、ＯＦＤＭ信号の補間後にクリップすることができる。 但し、このような方式は、きわめて顕著な帯域外電力を生じる。

帯域外電力を所望のレベルに低減するための手法の一つとして、シングルクリッピング法がある。 図２は、シングルクリッピング法によるＰＡＰＲ低減方式が適用されたＯＦＤＭ送信機の構成例を示す。

図２に示すＯＦＤＭ送信機では、図１に示したＩＦＦＴ２の代わりのＩＦＦＴ９，Ｐ／Ｓ３の出力(ＯＦＤＭ信号)が入力されるリミッタ１０と、リミッタ１０の出力が入力されるＬＰＦ１１とが設けられ、ＬＰＦ１１がＤＡＣ５に接続される。

最初に、入力ベクトルが、オーバーサイズのＩＦＦＴ９を用いて周波数領域から時間領域に変換される。 ＩＦＦＴ９におけるオーバーサンプリング係数がＫである場合、入力ベクトルは、ベクトルの中央にＭ×(Ｋ−１)個のゼロを追加することによって拡張される。 その結果、時間領域において三角関数補間が行われる。 次に、オーバーサンプリング、即ち補間された信号が、リミッタ１０にてクリップされる。 リミッタ１０では、ＩＦＦＴ出力において複素数値ｘの振幅にハードリミッティングが適用される。

図３は、図２に示したシングルクリッピング方式の累積分布関数(ＣＣＤＦ)を異なるクリッピングレベルＣＲについて示した図である。 図３に示すシミュレーションにおいて、変調方式はＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)であり、Ｍ＝６４，Ｋ＝２である。 図１に示すＯＦＤＭ伝送方式(ＯＦＤＭ送信機)に対応するプロットは、図３において“ＯＦＤＭ”と記されている。 ＬＰＦ１１によるフィルタリングは、いくらかのピーク再成長を示す(図３)。 ＨＰＡ８のダイナミックレンジを小さくするとともにＨＰＡ８の電力効率を高めるために、よりコンパクトなＣＣＤＦが好ましい。

本発明に係る先行技術としては、図１及び図２に示したＯＦＤＭ送信機の他に、下記の先行技術文献に記載された技術がある。

特開２００１−１８９６３０号公報

特開２００２−３６８７１６号公報

本発明の目的は、高ＰＡＰＲを有する変調方式を用いた通信システムにおいて、ＰＡＰＲの低減を図ることができる技術を提供することである。

また、本発明の目的は、高ＰＡＰＲを有する変調方式を用いた通信システムにおいて、増幅器の電力効率の向上を図ることができる技術を提供することである。

本発明は、上述した課題を解決するために以下の手段を採用する。

即ち、本発明は、電力増幅される入力信号から、第１のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取る第１クリッピングを行う第１のリミッタと、
第１クリッピングが行われた後の第１の信号から、第２のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより低い振幅部分を切り取る第２クリッピングを行う第２のリミッタと、
第２クリッピングが行われた後の第２の信号を振幅変調部分と定振幅部分とに分離する分離部と、
前記振幅変調部分を増幅する第１増幅器と、
前記定振幅部分を増幅する第２増幅器と、
前記第１増幅器で増幅された振幅部分と前記第２増幅器で増幅された定振幅部分とを合成した第３の信号を出力する合成器とを含む送信機である。

本発明によれば、第１及び第２クリッピングにより、電力増幅される入力信号から高いピーク部分と低いピーク部分とが切り取られる。 これによって、シングルクリッピング法に比べてＰＡＰＲの低減を図り、信号電力を上げつつ、非線形歪みの発生を抑えることができる。 また、電力増幅される信号が振幅変調部分(ＡＭ部分)と定振幅部分(ＤＣ部分)とに分離され、個別に増幅されるように構成することで、効率良く高ＰＡＰＲ信号を増幅することが可能となる。

好ましくは、本発明による送信機では、前記第１の信号の最小振幅レベルが、前記第２クリッピングレベルに基づいて決定される。

また、好ましくは、本発明による送信機では、第２の信号から定振幅部分が除去される。

また、好ましくは、本発明による送信機では、前記第２増幅器は、前記第１増幅器より良好な電力効率を有する。 これにより、電力増幅される信号全体に対する増幅に係る電力効率を高めることができる。

また、本発明は、電力増幅される入力信号から、第１のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取る第１クリッピングを行い、
第１クリッピングが行われた後の第１の信号から、第２のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより低い振幅部分を切り取る第２クリッピングを行い、
第２クリッピングが行われた後の第２の信号を振幅変調部分と定振幅部分とに分離し、
前記振幅変調部分を第１増幅器で増幅し、
前記定振幅部分を第２増幅器で増幅し、
前記第１増幅器で増幅された振幅部分と前記第２増幅器で増幅された定振幅部分とを合成した第３の信号を出力することを含む電力増幅方法である。

本発明によれば、高ＰＡＰＲを有する変調方式を用いた通信システム(例えばＯＦＤＭ
ベースの通信システム)において、ＰＡＰＲの低減を図ることができる。

また、本発明によれば、高ＰＡＰＲを有する変調方式を用いた通信システム(例えばＯ
ＦＤＭベースの通信システム)において、増幅器による信号増幅における電力効率の向上を図ることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。 実施形態における構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。

〔発明の概要〕
ＯＦＤＭの主な欠点の１つは、ＰＡＰＲが高いことである。 したがって、ＯＦＤＭ送信機は、線形性が高くダイナミックレンジの広い出力増幅器を必要とする。 これらの増幅器は高価で且つ非効率的である。 増幅器の非線形性は、相互変調積を生じ、結果として望ましくない帯域外電力を生じる。

ＯＦＤＭはＰＡＰＲが非常に大きいが、高い振幅ピークが発生することは比較的稀であり、送信電力の大部分は低振幅の信号に集中している。 したがって、高いＰＡＰＲのＯＦＤＭ信号を２つの主要部分、すなわち、定振幅部分と振幅変調部分とに分割し、後にそれらを個別に増幅する可能性がある。 このような信号分離により信号増幅レベルに非常によく適合した増幅器を実施し、よって高い増幅出力効率を提供することが可能となる。

本発明は、ＯＦＤＭベースの通信システムに対して、ＰＡＰＲ及びＨＰＡ効率の性能の改良を行う。 このような改良は、以下の手段を通じて得ることができる。

(１)ＯＦＤＭ信号を、２つの主要部分、すなわち振幅変調(amplitude modulated (ＡＭ))部分と定振幅(constant amplitude (ＤＣ))部分とに分離する。

(２)ＡＭ信号(ＡＭ成分)とＤＣ信号(ＤＣ成分)とを個別に増幅する。 このとき、ＤＣ成分(定振幅信号)には、例えばＣ級で動作する電力効率の高いＨＰＡを使用し、ＡＭ成分(
振幅変調信号)には、例えばＡ級又はＡＢ級で動作する、Ｃ級よりも線形性が高いが電力効率が劣るＨＰＡを使用することができる。

(３)さらに、振幅変調部分(ＡＭ信号)のＰＡＰＲレベル自体も、(ＤＣ成分の除去により)低減され、よって線形動作するＨＰＡの電力効率が向上する。

〔ＯＦＤＭ通信システムの構成例〕
図４は、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムに適用されるＯＦＤＭ送信機の構成例を示す図である。

図４において、ＯＦＤＭ送信機１００は、データソース(入力ビットストリーム)が入力されるシリアル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ)１０１と、逆高速フーリエ処理部(ＩＦＦＴ)１０２(ゼロパディングＩＦＦＴ又はＬＰＦ補間回路に基づくオーバーサンプリングブロック(補間部)を含む)と、パラレル／シリアル変換器(Ｐ／Ｓ)１０３と、クリッピングレベルＣＲ＝ＣＲ１を有する第１リミッタ１０４と、クリッピングレベルＣＲ２を有する第２リミッタ１０５と、分離部としてのレベルシフタ及びスプリッタユニット(ＬＳＳ)１０６と、２つのＬＰＦ１０７及び１０８と、２つのディジタル／アナログ変換器(ＤＡＣ)１０９及び１１０(ＬＰＦ及びＲＦアップコンバータを含む)と、２つの高電力増幅器(ＨＰＡ)(一方が線形で動作し、もう一方が非線形（線形でも良い）で動作する)１１１及び１１２と、ＲＦコンバイナ１１３とを備える。

クリッピングレベルＡ(ＣＲ１)を有する第１リミッタ１０４は、上記式(１)にしたがって動作する。 即ち、第１リミッタ１０４は、Ｐ／Ｓ１０３から出力されるＯＦＤＭ信号(
Ｓ／Ｐ変換，逆フーリエ変換，補間処理，及びＳ／Ｐ変換が施されたＯＦＤＭ信号)から、クリッピングレベルＣＲ１より高い振幅部分をクリップし(切り取り)、残りの部分(Ｏ
ＦＤＭ信号：第１の信号)を第２リミッタ１０５に入力する。

第２のクリッピングレベルＡ(ＣＲ２)を有する第２リミッタ１０５は、以下の式(２)に従って動作する。 式(２)において、ＣＲ２は第２のクリッピングレベルである。

ＬＬＳ１０６は、第２リミッタ１０５から入力されるＯＦＤＭ信号を振幅部分(ＡＭ信号)と定振幅部分(ＤＣ信号)とに分離し、ＡＭ信号をＬＰＦ１０７に入力し、ＤＣ信号をＬＰＦ１０８に入力する。

ＬＰＦ１０７及び１０８の双方は、図３に示されるＬＰＦ１１と同様の機能を持つ。 即ち、ＬＰＦ１０７及び１０８は、クリッピング信号(ＡＭ信号，ＤＣ信号)中の帯域外成分の除去や波形整形を行う。 ＬＰＦ１０７は、ＡＭ信号をＤＡＣ１０９に入力し、ＬＰＦ１０８は、ＤＣ信号をＤＡＣ１１０に入力する。 なお、ＬＰＦ１０８は省略可能である。

ＤＡＣ１０９及びＤＡＣ１１０は、図２に示したＤＡＣ５，ＬＰＦ６，及びＲＦ７と同様の機能を有し、ＡＭ信号(ＤＣ信号)のディジタル／アナログ変換，波形整形，ＲＦへの周波数変換を含む処理を行う。 ＤＡＣ１０９の出力は、第１増幅器としてのＨＰＡ１１１に入力され、ＤＡＣ１１０の出力は、第２増幅器としてのＨＰＡ１１２に入力される。 ＨＰＡ１１１及び１１２にて、ＡＭ信号及びＤＣ信号は夫々増幅された後、合成器としてのＲＦコンバイナ１１３で合成され、歪みのないＯＦＤＭ信号(第３の信号)として出力される。 ＨＰＡ１１１及び１１２の出力は、必要に応じて振幅及び位相補正が行われた後、ＲＦコンバイナ１１３にて合成されることができる。

図５は、図４に示したＯＦＤＭ送信機(本発明に係るＰＡＰＲ低減方法)のＣＣＤＦを示す図である。 図５は、図３のプロットと同じシミュレーション条件でのシミュレーション結果を示す。 図５の凡例において、ＣＲ比は−ＣＲ２／ＣＲ１として示し、ＣＲ１＝７[
ｄＢ]である。 “ＣＲ７ｄＢ ＯＦＤＭ”として記される点は、上記で説明したシングルクリッピング法(図２の構成を用いた方法)に対応する。

図５に示すように、クリッピングレベルＣＲ２を有する第２リミッタ１０５の導入により、ＣＣＤＦ特性はよりコンパクトになる。 したがって、図５ではレベル１０ ^−４において、シングルクリッピング法に対して例えば２．５[ｄＢ]のＰＡＰＲ利得が得られる。 これは、１／１０，０００シンボルだけ上回るＯＦＤＭシンボルのピーク出力の差が２．５[ｄＢ]であることを意味する。 言い換えれば、ＯＦＤＭ送信機が９[ｄＢ]を上回る非線形の歪みを生成した場合、本発明の方法(図４に示す構成)を用いて、信号電力を２．５[ｄ
Ｂ]上げて、且つ非線形歪みの確率をシングルクリッピング法と同様の範囲に抑えることができる。

図５に示すシミュレーションにおいて、第１のクリッピングレベル(ＣＲ１，式(１))はＯＦＤＭ信号の平均電力に対して７[ｄＢ]に固定し、その一方で、第２のクリッピングレベル(ＣＲ２，式(２))は、ＯＦＤＭ信号の平均出力に対して−７[ｄＢ]から−４[ｄＢ]まで変化させた。

本発明に係る技法は、全体的なコンステレーションサイズを縮小するとともに，ノイズ成分が信号に付加される。 しかし、コンステレーションサイズの縮小は、全信号電力の正規化によって補正されるため、ＢＥＲ(Bit Error Rate)を高めない。 第２に、残存するクリッピングノイズは受信機ではなく送信機において加算される。 したがって、フェージングチャネルにおいて、クリッピングノイズは信号とともに減衰するので、クリッピングノイズの影響は受信機で加算されるノイズより遙かに少なく、受信機はフェージングの影響を受けない。 図６は、この場合の加法性ガウス雑音(ＡＷＧＮ)チャネルにおけるＢＥＲを示す。

図６には、歪みのないＯＦＤＭの理論上のＢＥＲも示す(太線、ＭＦ＝整合フィルタ)。 ＱＰＳＫ変調の場合、クリッピングノイズが生じるＢＥＲの劣化はごくわずか(０．２５[ｄＢ]未満)である。

〔具体例〕
次に、図４に示した構成を持つＯＦＤＭ送信機１００におけるＯＦＤＭ信号処理の具体例について説明する。 全てのＯＦＤＭブロックのＭ個のＯＦＤＭサンプルは、独立同一分布のガウス確率変数である。 このような統計量の独立性は、ＯＦＤＭ信号の高い変動性の原因であり、そのＰＡＰＲを非常に高くしている。

一例として、図７に、ＩＦＦＴ処理部１０２におけるＯＦＤＭブロック信号(Ｍ＝６４
，Ｋ＝２，Ｍ＊Ｋ＝１２８)の振幅Ａ(ｎ)を、ＯＦＤＭサンプル番号ｎから導かれる関数として示す。

図８は、第１リミッタ１０４からの出力(ＣＲ＝１．８[ｄＢ])における、図７に示したＯＦＤＭ信号と同一のＯＦＤＭ信号の振幅を、ＯＦＤＭサンプル番号ｎから導かれる関数として示す図である。 図８に示すように、この例では、第１リミッタ１０４は、ＯＦＤＭ信号から、クリッピングレベルＣＲ１より高い振幅部分として、振幅レベルが０．１０よりも高い振幅部分をクリップしている(切り取っている)。

図９は、第２リミッタ１０５からの出力(式(２)，ＣＲ２＝−２０[ｄＢ])における、図７に示したＯＦＤＭ信号と同一のＯＦＤＭ信号の振幅を、ＯＦＤＭサンプル番号ｎから導かれる関数として示す図である。 図９に示すように、この例では、第２リミッタ１０５は、ＯＦＤＭ信号から、クリッピングレベルＣＲ２より低い振幅部分として、振幅レベルが０．０２よりも低い部分をクリップしている(切り取っている)。 クリッピングレベルＣＲ２は、ＢＥＲの劣化が許容される範囲内で、ＨＰＡ１１１及び１１２により可能な限り良好な電力効率が得られるように決定される。

図９に示すＯＦＤＭ信号は、振幅変調部分(ＡＭ成分：ＡＭ信号)と、ＤＣレベル振幅(
ＤＣ成分：ＤＣ信号。 この例においてＤＣレベルは約０．０２である)とからなる。 ＤＣ
レベル振幅は、定振幅の位相変調ＲＦ信号に対応する。

ＬＳＳ１０６は、ＡＭ部分とＤＣ部分との和(式(３))として表すことができる入力信号(第２リミッタ１０５からのＯＦＤＭ信号Ａ(ｎ))を分離する。

Ａ(ｎ)＝ＡＭ(ｎ)＋ＤＣ ・・・式(３)
ＡＭ部分を抽出するために、ＬＳＳ１０６は、各Ａ(ｎ)信号サンプルからＤＣレベルを式(４)にしたがって減算する。

ＡＭ(ｎ)＝Ａ(ｎ)−ＤＣ ・・・式(４)
このようなＤＣ減算(ＤＣレベルの除去)の結果、図１０に示すように、ＡＭ信号の振幅レベルが全体的にシフトダウンされる。 図１０ではＤＣレベルを太線で示す。 ＬＳＳ１０６にて、ＯＦＤＭ信号は、式(３)にしたがって、２つの部分(ＡＭ部分及びＤＣ部分)に分離される。 ＡＭ部分(ＡＭ信号)は、ＡＭ信号用の処理系列(第１処理系列：ＬＰＦ１０７
，ＤＡＣ１０９及びＨＰＡ１１１)で処理され、ＤＣ部分(ＤＣ信号)は、ＤＣ信号用の処理系列(第２処理系列：ＬＰＦ１０８，ＤＡＣ１１０及びＨＰＡ１１２)で処理される。

ここに、ＡＭ信号(図１０において矢印の集合で示される)は、低減されたＰＡＰＲレベルを有する振幅及び位相変調信号を示す。 ＰＡＰＲの低減量は、第２リミッタ１０５のクリッピングレベルＣＲ２及び許容可能なＢＥＲの劣化により異なる。 ＡＭ信号は、ＬＰＦ
１０７にて帯域外成分が除去された後、ＤＡＣ１０９にて、Ｄ／Ａ変換，波形整形，及びＲＦアップコンバージョンが施される。 その後、ＡＭ信号は、線形特性を持つＨＰＡ１１１により増幅される。 ＨＰＡ１１１は、ＨＰＡ１１２よりも線形領域(ダイナミックレンジ)が広いが、電力効率が悪い特性を持つ。

ＤＣ信号(図１０において太線で示される)は、定振幅位相変調信号を表す。 ＤＣ信号は、ＬＰＦ１０８にて帯域外成分が除去された後、ＤＡＣ１１０にて、Ｄ／Ａ変換，波形整形，及びＲＦアップコンバージョンを施される。 その後、ＤＣ信号は、例えばＣ級のＨＰＡ１１２により増幅される。 ここに、Ｃ級は、Ａ又はＡＢ級よりも電力効率が良いがダイナミックレンジが狭い。 但し、ＤＣ信号は、振幅が一定であるので、Ａ又はＡＢ級のような広いダイナミックレンジを必要としない。 よって、ＤＣ信号の増幅にＨＰＡ１１２を適用することで、Ａ又はＡＢ級を用いる場合に比べて電力効率が向上する。

ＨＰＡ１１１で増幅されたＡＭ信号と、ＨＰＡ１１２で増幅されたＤＣ信号とは、元のＯＦＤＭ信号を得るために、ＲＦコンバイナ１１３に入力される。 ＲＦコンバイナ１１３は、ＡＭ信号とＤＣ信号とが合成されたＯＦＤＭ信号を生成して出力する。 このようなＯＦＤＭ信号が受信機へ向けて送出される。

実施形態におけるＯＦＤＭ送信機１００によれば、第１リミッタ１０４でクリッピングレベルＣＲ１に基づく振幅レベルより高い振幅部分がＯＦＤＭ信号から切り取られる。 また、第２リミッタ１０５でクリッピングレベルＣＲ２に基づく振幅レベルより低い振幅部分がＯＦＤＭ信号から切り取られる。 そして、ＬＳＳ１０６にて、ＯＦＤＭ信号からＤＣ部分が除去される。 これにより、ＰＡＰＲの低減が図られる。

さらに、ＯＦＤＭ信号はＡＭ信号とＤＣ信号とに分離され、ＡＭ信号は、Ａ又はＡＢ級のＨＰＡ１１１で増幅され、ＤＣ信号は、Ｃ級のＨＰＡ１１２で増幅される。 ＤＣ信号の増幅にＣ級が適用されることで、ＯＦＤＭ信号全体に対する増幅についての電力効率が向上する。 一方、ＤＣ信号にＣ級を適用しても、増幅による歪みは生じないので、Ｃ級を用いることによるＯＦＤＭ信号の劣化が抑えられる。

このように、ＯＦＤＭ送信機１００によれば、生成されるＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲレベルを著しく低減する。 したがって、このようなＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ低減はＨＰＡの電力効率を高める。 さらに、受信機に対する変更は必要ないため、本方式は既存の通信規格と互換性がある。

なお、上述した実施形態では、入力データストリームに対する変調方式としてＯＦＤＭが適用された例を示したが、本発明が適用される変調方式はＯＦＤＭに限られず、電力増幅を要する様々な変調方式を行う送信機について適用可能である。

〔その他〕
上記した実施形態は、以下の発明を開示する。 以下の発明は必要に応じて適宜組み合わせることができる。

（付記１） 電力増幅される入力信号から、第１のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取る第１クリッピングを行う第１のリミッタと、
第１クリッピングが行われた後の第１の信号から、第２のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより低い振幅部分を切り取る第２クリッピングを行う第２のリミッタと、
第２クリッピングが行われた後の第２の信号を振幅変調部分と定振幅部分とに分離する分離部と、
前記振幅変調部分を増幅する第１増幅器と、
前記定振幅部分を増幅する第２増幅器と、
前記第１増幅器で増幅された振幅部分と前記第２増幅器で増幅された定振幅部分とを合成した第３の信号を出力する合成器とを含む送信機。 （１）
（付記２） 前記電力増幅される入力信号がＯＦＤＭ信号である付記１に記載の送信機。 （２）
（付記３） 前記第１の信号の最小振幅レベルが、前記第２クリッピングレベルに基づいて決定される付記１に記載のＯＦＤＭ送信機。 （３）
（付記４） 前記第２の信号から定振幅部分が除去される付記１に記載の送信機。 （４）
（付記５） 前記第２増幅器は、前記第１増幅器より良好な電力効率を有する付記１に記載の送信機。

（付記６） 前記第１増幅器は、前記第２増幅器より広いダイナミックレンジを有する付記１に記載の送信機。

（付記７） 電力増幅される入力信号から、第１のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取る第１クリッピングを行い、
第１クリッピングが行われた後の第１の信号から、第２のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより低い振幅部分を切り取る第２クリッピングを行い、
第２クリッピングが行われた後の第２の信号を振幅変調部分と定振幅部分とに分離し、
前記振幅変調部分を第１増幅器で増幅し、
前記定振幅部分を第２増幅器で増幅し、
前記第１増幅器で増幅された振幅部分と前記第２増幅器で増幅された定振幅部分とを合成した第３の信号を出力することを含む電力増幅方法。 （５）
（付記８） 前記電力増幅される入力信号がＯＦＤＭ信号である付記７に記載の電力増幅方法。

（付記９） 前記第１の信号の最小振幅レベルが、前記第２クリッピングレベルに基づいて決定される付記７に記載の電力増幅方法。

（付記１０） 前記第２の信号から定振幅部分が除去される付記７に記載の電力増幅方法。

（付記１１） 前記第１増幅器より良好な電力効率を有する前記第２増幅器で前記定振幅部分を増幅する付記７に記載の電力増幅方法。

（付記１２） 前記第２増幅器より広いダイナミックレンジを有する前記第１増幅器で前記振幅変調部分を増幅する付記７に記載の電力増幅方法。

図１は、標準的なＯＦＤＭ送信機を示す図である。

図２は、ＰＡＰＲを低減するためのクリッピング及びフィルタリング(シングルクリッピング法)を実施するためのＯＦＤＭ送信機の構成例を示す図である。

図３は、図２に示すＯＦＤＭ送信機のＣＣＤＦ関数を示す図である。

図４は、本発明の実施形態におけるＯＦＤＭ送信機の構成例を示す図であり、このＯＦＤＭ送信機により実施される、ＰＡＰＲを低減するためのダブルレベルクリッピング(ＣＲ１，ＣＲ２)及びフィルタリングとそれに続く信号レベルのシフト及び分割を示す図である。

図５は、図４に示すＯＦＤＭ送信機のＣＣＤＦ関数を示す図である。

図６は、クリッピングノイズによるＢＥＲの劣化を示す図である。

図７は、元の(歪みのない)ＯＦＤＭ信号の例を示す図である。

図８は、第１のクリッピング後のＯＦＤＭ信号を示す図である。

図９は、第２のクリッピング後のＯＦＤＭ信号を示す図である。

図１０は、定振幅成分(太線)とＡＭ成分(矢印で表された部分)とへのＯＦＤＭ信号分離を示す図である。

符号の説明

１００・・・ＯＦＤＭ送信機１０１・・・シリアル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ)
１０２・・・逆フーリエ処理部(ＩＦＦＴ，補間部含む)
１０３・・・パラレル／シリアル変換器(Ｐ／Ｓ)
１０４・・・第１のリミッタ１０５・・・第２のリミッタ１０６・・・レベルシフタ及びスプリッタユニット１０７，１０８・・・ローパスフィルタ１０９，１１０・・・ディジタル／アナログ変換器(ＤＡＣ，ＬＰＦ及びＲＦアップコンバータを含む)
１１１，１１２・・・高電力増幅器(ＨＰＡ)