【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力増幅器に関し、特に、スイッチング式電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
スイッチング式電力増幅器は、高出力付加効率（ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ−ａｄｄｅｄ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ：ＰＡＥ）を備えて、高い信号品質、すなわち理想的な信号に対して低い２乗平均（ＲＭＳ）誤りを持ち、電力スペクトル密度（ＰＳＤ）の劣化が殆どあるいは全く無い位相変調信号を実証した。 これらの電力増幅器は、また、温度変化に対して高い耐性を実証しており、また製造過程の変化に高い耐性があると信頼されており、消費者向け電子製品のような大量の用途に対して興味のあるものとなっている。 そのような電力増幅器には、共振ネットワーク（ｒｅｓｏｎａｎｔ ｎｅｔｗｏｒｋ）に接続されるスイッチが含まれ、次に、共振ネットワークの出力は、負荷（例えば無線送信器のアンテナ）に接続される。
【０００３】
初期のスイッチング式増幅器は、Ｓｏｋａｌ他による米国特許第３，９００，８２３号に記載されており、ここに参考のために組み入れる。 Ｓｏｋａｌ他は、低電力時の電力制御の問題（増幅器の入力から増幅器の出力への不可避の貫通（ｆｅｅｄｔｈｒｏｕｇｈ）が引き起こす）と、この問題を最終増幅段へのＲＦ入力駆動振幅を制御することによる解決とを述べている。 特に、最終段の入力駆動振幅は、負帰還の技術を用いて、最終段前の一つあるいは二つ以上の段の直流電力の供給を制御することによって、制御される。 他の様々な既知の技術では、既述したような線形化のための増幅器電力供給の変動を用いる、例えば、ここに参考のために組み入れる次の特許がある：米国特許第５，０９１，９１９号、米国特許第５，１４２，２４０号、米国特許台５，７４５，５２６号。
【０００４】
Ｓｏｋａｌのような負帰還を用いる必要の無い、スイッチング式増幅器の他の種類が、本譲受人の国際特許公報ＷＯ００４８３０６号とＷＯ００４８３０７号の、それぞれ”ＨＩＧＨ−ＥＦＦＩＣＩＥＮＣＹ ＭＯＤＵＬＡＴＩＮＧ ＲＦ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ”と”ＨＩＧＨ ＥＦＦＩＣＩＥＮＣＹ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ ＯＵＴＰＵＴ ＬＥＶＥＬ ＡＮＤ ＢＵＲＳＴ ＣＯＮＴＲＯＬ”、および、国際特許公報０１／１００１３号の”ＨＩＧＨ−ＥＦＦＩＣＩＥＮＣＹ ＭＯＤＵＬＡＴＩＮＧ ＲＦ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ”に記載されている。 後者のスイッチング式電力増幅器において、平均電力は、２つの信号、つまりスイッチ供給信号とスイッチ制御信号とによって決定される。 スイッチ供給信号は、スイッチの片側で利用可能な直流電圧であり、この電圧が増加すると、発振信号のピーク電圧が共振ネットワーク内で高まり、従って負荷に配られたものも増加する。 スイッチ制御信号は、典型的には、スイッチを制御する（すなわちスイッチがオンかオフかを決定する）位相変調信号である。 このスイッチ制御信号は、スイッチをオン又はオフにトグルするのに充分な強さが無くてはならないが、過度に強くてはいけない、つまり、出力信号の強さが入力信号の強さで決まる線形増幅器のようではいけなく、スイッチング式電力増幅器においては、もしスイッチ制御信号が強すぎると、過度の信号は、単にスイッチを通って共振ネットワークへと漏れる（すなわち、貫通）。 このようなことが起こると、希望する信号に関して位相がずれているスイッチ制御信号のバージョンは、共振ネットワーク内の希望する信号に加えられ、出力信号の位相と振幅の両方を希望しない方法で変えてしまう。
【０００５】
仏国特許第２，７６８，５７４号にも、スイッチング式電力増幅器の装置が記載されている。 図１を参照すると、この装置において、電力増幅器回路は、ＤＣ−ＤＣ変換器２０と、電力増幅器３０とを備えている。 ＤＣ−ＤＣ変換器２０には、パルス巾変調器２２と整流子（ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ）／整流器（ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）２４とフィルター２６が含まれる。 パルス巾変調器２２は、信号入力端子２１からのＤＣ−ＤＣ命令入力信号を受信するべく結合され、パルス巾変調された信号を整流子／整流器２４に与えるように、まとめられている。 整流子（ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ）／整流器（ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）２４は、信号入力端子２５からのＤＣ−ＤＣ電力供給入力信号を受信するべく結合され、また、スイッチングされた信号をフィルター２６に与えるように結合される。 フィルター２６は、次に、フィルターを受けたスイッチングされた信号２８を、電力増幅器の多くの段に共通に与える。
【０００６】
これまで述べた種類の回路は、実質的には、パルス巾変調器の周波数によって制限されている。 加えて、既述した方法による、多くの電力増幅器の段の制御信号は、以降により細かく説明するような欠点を示すかも知れない。
スイッチング式で生成されるＲＦ信号を、より細かく制御できるのが望ましく、そこには、スイッチング式電力増幅器の前述した利点がより完全に実現されるように、振幅変調された信号が含まれる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明では、スイッチング式電力増幅器を制御および変調して、振幅変調（そして恐らく、必ずではないが、位相変調も）を含む信号を作ることを可能にしており、その平均電力は、潜在的に広い範囲に渡って制御することができる。
【０００８】
振幅変調された信号を作るために、直流スイッチング電源電圧は、希望する振幅変調に関連する時変（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ）スイッチング電源信号に置き換えられる。 このスイッチング電源信号は、希望する振幅変調信号自身でも、それが既に歪んだものでもよく、その歪みは、出力信号が希望する振幅変調を持っているものである。 後者の場合、既に持っている歪みは、スイッチおよび／または共振ネットワークの中の振幅の非線形性（いわゆるＡＭ／ＡＭ歪み）に対して正す。
【０００９】
しかし、前の変調は、単独では、出力信号中の求められるであろうだけのダイナミックレンジを供給するのに不十分であろう。 また、その変調は、出力信号の平均電力を調整する間に、振幅変調のダイナミックレンジを維持するのに充分ではないだろう。 これらの問題は共に、前述した漏洩電流によって引き起こされ、その出力への影響は、スイッチング電源信号のレベルに大きく依存している。 すなわち、スイッチング電源信号は、ゼロボルト（最小限界振幅）まで減じられ、一方、出力信号は、相対的に高いレベルに留まり、同じ点以下では、スイッチング電源信号を通して分かれた振幅変調は、出力信号において明らかに次第に小さくなる。
【００１０】
同様に、振幅依存の位相偏位（いわゆるＡＭ／ＰＭ歪み）の程度は、スイッチング電源信号が減ずるにつれて増加する。 この結果は、スイッチング制御信号の漏れが、希望する信号に関連して位相外れであることによる。 スイッチング電源信号が減ずるにつれて、希望する信号も同様に減じ、それに対し漏洩信号は減ずることはないが、これら二つの信号が位相外れであるので、これらの和の位相は、漏洩信号の位相によってますます決定されてしまう。 本発明は、その一つの面において、期待しない漏洩効果を減らすために、スイッチング電源制御信号の振幅を調整することでスイッチングモードの電力増幅器を変更する。 結果として、広い範囲でどこでも平均電力をもった出力信号を作ることが可能になるか、あるいは、振幅変調を所定の平均電力レベルで作ることができるダイナミックレンジを大幅に広げることが可能になる、もしくはその両方が可能になる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明は、添付の図面と共に、以下の説明から、より深く理解することができるだろう。
【００１２】
次に図２を参照すると、スイッチングモードの電力増幅器が示されている。 スイッチ２０１は、共振ネットワーク２０５および電力制御論理回路２１５と結合され、次に、電力制御論理回路２１５は、直流電源２０３と結合される。 共振ネットワークは、負荷２０７に結合される。 スイッチ２０１の制御は、増幅器２１１に与えられる制御信号２０９を使用しておこなわれ、増幅器２１１は、スイッチ２０１に与えられるスイッチ制御信号２１９を作り出す。 スイッチ２０１は制御信号２０９に応答して開いたり閉じたりするので、共振ネットワーク２０５は、スイッチ電圧を整形して、希望する出力信号２１３を作り出す。
【００１３】
図２の増幅器において、信号２０９と２１９は、位相変調されるであろう定振幅（ＣＡ：ｃｏｎｓｔａｎｔ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）信号（すなわち、一定ピーク振幅（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｐｅａｋ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ））である。 スイッチ制御信号２１９の振幅は、電力制御論理回路２１５によって設定される。 電力制御論理回路２１５は、また、直流電源２０３によって作られスイッチ２０１へ与えられる直流電源電圧２１６を制御する。 電力制御論理回路２１５は、直流電源電圧２１６を増やすので、共振ネットワーク２０５内で作られ、その結果負荷２０７に運ばれる発振信号のピーク電圧も増加する。 同様に、電力制御論理回路２１５は、直流電源電圧２１６を減少させるので、共振ネットワーク２０５内で作られ、その結果負荷２０７に運ばれ発振信信号のピーク電圧も減少する。
【００１４】
本発明の一実施形態による、図２の増幅器のチェーンのさらなる詳細は、前の特許文献に説明されている。
本発明の一つの面に従って、信号２１８は、直流電源電圧２１６の制御と同等の方法で、スイッチ制御信号２１９の振幅を制御するのに使用され、それによって、スイッチ制御信号２１９がスイッチ２０１を通って共振ネットワーク２０５へと漏洩し過ぎるのを防ぐ。
【００１５】
さらに特化して、いずれの実際の実施形態においても、スイッチの周囲に（意図しない）浮遊容量２１２が不可避的に存在する。 この浮遊容量は、スイッチ制御信号２１９に共振ネットワーク２０５へと漏れる漏洩経路を提供し、そこでは、この信号を希望するスイッチ出力信号と混合する。 スイッチ制御信号２１９は、希望するスイッチ出力信号とが位相が外れているので、希望する出力信号の大きさが漏洩信号の大きさと同じか小さいときに、大きな位相偏位が、スイッチ出力において発生するだろう。 この効果が図３に示されており、そこでは、出力位相と出力の大きさが、希望する大きさのパラメトリック関数として描かれている（すなわち、希望する大きさが減少するので、図３の曲線は、反時計回り方向に外へたどっている）。 図示の例では、信号の漏れは、−１７０度の相対位相偏位において、最大出力信号以下（１．７％）では３５ｄＢであろうと考えられる。 もし、スイッチ制御信号が減少しなければ（線Ａ）、希望する出力の大きさが、ピーク出力振幅の１０％よりも小さいときに、増幅器出力信号は、重大なＡＭ−ＰＭ（そしてＡＭ−ＡＭ）歪みを被る。
【００１６】
この影響は、より低い増幅率の出力信号（例えば、ピーク出力の大きさの１０％以下）に対して、呼応してスイッチ制御信号を減らす（例えば、元の値の１０％まで）ことにより、反対に作用するかも知れない。 図３に示すように、この方策によって、必然的に、希望する出力信号（線Ｂ）からＡＭ−ＰＭ歪みとＡＭ−ＡＭ歪みを取り除く。 原則的には、この技術は、自由に、希望する出力信号の大きさが小さいものにも適用できる。
【００１７】
図示するために、時間割り当てされたネットワーク内の、一定振幅のＲＦ信号を作る必要性を考慮すると、そこでは、出力電力は、割り当て時間の間で変わる可能性がある。 図２の増幅器では、この方法による動作は、所定の割り当て時間の間、電源電圧２１６を一定に保つことによって、また、図４に示した割り当て時間の間、制御信号のピーク値の大きさを一定に保つことによって得ることができる。 結果として、出力信号２１３のピーク値の大きさは、所定の割り当て時間の間、一定となる。 電源電圧２１６が低レベルの時には、制御信号２１９も、また対応して低レベルであることに注意したい（例えば、割り当て時間（Ｎ））。 このやり方で、図３の線Ｂの低歪み特性が達成される。
【００１８】
図２の電力制御論理回路２１５の中で、増幅段へ与えられる電力を制御するのに使用できる様々な特定の回路が、それぞれ図５と図６と図７に示される。
【００１９】
図５を最初に参照すると、直流電源電圧Ｖ ＳＵＰＰＬＹが、共通エミッタ構成のＰＮＰバイポーラトランジスタＱのエミッタに与えられる。 直流電源電圧は、無調整であるか、あるいは反対に、希望する即時出力電力に対する適切な直流レベルへと、例えば、先述の特許出願に詳細に記載されるような線形レギュレータと組み合わせるスイッチング電源を用いて、調整／調節されていたかも知れない。 トランジスタＱのコレクタは、抵抗分割器ネットワークＲ１，Ｒ２を通して、接地電位に接続される。 演算増幅器５０１は、負入力の電力設定命令信号５２３を受け、また抵抗Ｒ１とＲ２の接合部で発生する正入力の電圧を受けるために接続される。 演算増幅器５０１は、トランジスタＱのベースに与えられる出力信号を作り出す。 動作において、トランジスタは、制御された抵抗として機能し、演算増幅器５０１の制御下で、細かく制御された電圧を、多数の増幅段、例えば、ドライバ段（図２の信号２０９と似たＲＦ信号５０９に応えて）と最終段５０５を含む段へと送る。 ドライバ段５０３の場合、トランジスタＱからの制御された電圧は、抵抗Ｒ３を通して、最終増幅器に関連するドライバ増幅器のサイジングを明らかにするために与えられる。 先述の回路は高速の制御を実現し、別個の直流調整回路と共に、あるいはそれの代わりに使用することができる。
【００２０】
一つあるいは二つ以上のドライバ段を与えることができ、例えば、図６に示してある。 図６において、初段６０７の電源電圧は、それほど厳密には制御されない。 多数の個々の電源電圧（Ｖ １ ，Ｖ ２ ，．．．，Ｖ Ｎ ）が、スイッチ６０９に与えられ、個々の電圧の中の希望する一つを選択するべく制御される。 最終段６０５とすぐ前のドライバ段６０３の制御は、前述した通りのままである。
【００２１】
もし希望する出力信号が大きなダイナミックレンジを持っていれば、ドライバ段と最終段を共通に制御するのでは不十分である。 図７を参照すると、多数の増幅段の各々に、別々の制御が与えられている。 この装置は、いかなる任意の数の段にも拡張できる。
【００２２】
再び図２を見ると、一定振幅の出力信号の場合に、図示される増幅器は、効率的な増幅と電力制御とを提供するのに効果的である。 しかし、振幅変調は提供しない。
【００２３】
図８を次に参照すると、一般的な効率的な電力増幅器の構造が示され、振幅変調を含む、増幅器出力信号の複雑な制御を達成する多くの段の制御が可能となっている。 図８では、ＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎが、Ｎ段を含む増幅器チェーンに与えられる。 増幅器チェーンは、ＲＦ出力信号ＲＦ ｏｕｔを作り出す。 各段への電源電圧は、独立して制御される。 一つあるいは二つ以上の制御ブロックが、直流電源電圧を受け取り、制御器（図示せず）からの制御信号に応答して、Ｎ個の増幅段の各々に対して別個の電源電圧を作り出す。 図８の例では、電力／バースト制御ブロック８０１と変調制御ブロック８０３の２つの制御ブロックが示されている。 しかし、制御ブロックの機能は、当業者には明らかなように、容易に統合したり分割したりすることができる。
【００２４】
状況に応じて、独立したバイアス信号を一つの段ごとに与えることができる。 一実施形態において、適当な値のバイアス信号には、段をオンさせる、例えば、該当段の能動的な要素をハイインピーダンス状態にする値が含まれる。 加えて、各段は、状況に応じて、制御されたバイパスの要素あるいはネットワークを含むことができるが、これは、図８に、或る段の入力端子と出力端子に接続される抵抗として示されている。 そのようなバイパスによって、入力信号が低レベルの時の増幅段の性能を、より完全に特徴づけ、また制御することができる。 特に、回路の寄生により、不可避的にバイパスの影響が作り出されるので、バイパスをはっきりと与えることにより、寄生の影響を抑制するようなやり方で設計することができる。
【００２５】
図８の一般的な増幅器の構成の特殊な例が、次に、詳細に説明される。
図９を参照すると、図２の増幅器の利点を提供し、さらに振幅変調を提供する増幅器が示される。 図９において、スイッチ９０１と直流電源９０３と共振ネットワーク９０５と負荷９０７と制御信号９０９と制御信号増幅器９１１と出力信号９１３と電源制御論理回路９１５とが与えられ、図２の要素に概ね対応しており、それらと似た名称が与えられる。 制御信号増幅器９１１は、駆動制御信号９１８に応答して、スイッチ制御信号９１９を作り出す。 しかし、図９において、ＡＭ信号９２３に応答する、振幅変調器９１７が追加して提供されている。 制御信号増幅器９１１を直接に制御する電力制御論理回路９１５の代わりに（図２におけるように）、電力制御論理回路９１５が振幅変調器９１７に結合され、これは、制御信号増幅器９１１を制御する電力制御論理回路９１５に応答する。 振幅変調器９１７の制御下で、制御信号増幅器９１１は、スイッチ９０１に与えられるスイッチ制御信号９１９を作り出す。 直流電源９０３は、振幅変調器９１７に結合されるが、この振幅変調器９１７は、ＡＭ信号９２３に応答して、電源電圧を適切に変更し、また結果として得られるスイッチ電源信号（ｓｗｉｔｃｈ ｓｕｐｐｌｙ ｓｉｇｎａｌ）９２１をスイッチ９０１に与える。
【００２６】
図９の増幅器の２種類の動作は区別することができる。 一つの動作は、図１０に示されており、そこでは、振幅変調がスイッチ電源信号９２１の変化を通して単独で得られており、電力制御は、直流電源９０３の変化とスイッチ制御信号９１９の変化（信号９１８を経由して）を通して得られている。 割り当て時間（Ｎ−１）の間、スイッチ制御信号９１９のピーク振幅は、一定のままである。 この時間の間、制御信号９０９のピーク振幅も、一定のままである。 他方、スイッチ電源信号９２１は、その上に、振幅変調信号の変化を印加する。 結果として出力信号９１３は、対応する振幅の変化を示す。 割り当て時間（Ｎ）の間、制御信号９０９の振幅とスイッチ制御信号９１９は、低レベルで一定であり、直流電源電圧９０４（図１０には図示されず）も、低レベルで一定であり、希望する出力電力レベルを示す。 別の振幅変調信号の変化が、スイッチ電源信号９２１の上に加えられ、その変化は、出力信号９１３の振幅において明白である。 割り当て時間（Ｎ＋１）の間、制御信号９０９とスイッチ制御信号９１９のレベルは、直流電源電圧９０４のように、より高い希望する出力電力レベルに対応して、上げ戻される。 スイッチ制御信号９０９の一定ピーク振幅は、より高い希望する出力電力レベルに対して、より高く設定され、より低い希望する出力電力レベルに対して、より低く設定され、その結果、スイッチ９０１は、スイッチ制御信号９１９がスイッチ９０１を通して共振ネットワーク９０５へと好ましからぬ漏洩をするのを最小化する間に必要なだけ、上手にオンとオフをする。
【００２７】
電力レベルが低い時、スイッチ制御信号９１９が出力信号９１３へと漏洩し過ぎるのを避けるために、スイッチ電源信号９２１とスイッチ制御信号９１９の両方の変化を調整することで、出力信号の振幅変調を得ることが必要だろう。 これは、前に参照した動作の第２の場合を表しており、図１１に示されている。 特に図１１は、スイッチ電源信号９２１の振幅変調とスイッチ制御信号９１９の振幅変調の間の異なる関係の例を示している。 スイッチ電源信号９２１の振幅変調とスイッチ制御信号９１９の両方の、電力制御および振幅変調が、出力信号９１３のダイナミックレンジを拡大するのに必要なだけ与えられる。 一実施形態において、ＡＭ信号９２３が電力レベルに依存する閾値未満に下がった時にのみ、スイッチ制御信号９１９の振幅変調が与えられる。
【００２８】
割り当て時間（Ｎ−１）は、ＡＭ信号９２３が割り当て時間の期間に対する、電力レベルに依存する閾値未満である場合（図１１の上枠内に点線で示した）を描いている。 従って、スイッチ制御信号９１９は、割り当て時間の間中、スイッチ電源信号９２１に従って変調される振幅である。 割り当て時間（Ｎ）において、割り当て時間の最初の部分と割り当て時間の最後の部分の両方の間、ＡＭ信号９２３は、閾値より大きいと考えられる。 従って、割り当て時間のこれらの部分の間、スイッチ制御信号９１９は、振幅変調されない。 （図１１の真ん中の枠において、点線は、ＡＭ信号９２３が閾値より大きい時の、スイッチ制御信号９１９の公称振幅を示している。）しかし、割り当て時間の中間の部分において、ＡＭ信号９２３は、閾値より小さいと考えられる。 割り当て時間のこの部分の間、スイッチ制御信号９１９は、スイッチ電源信号９２１に従って振幅変調される。 最後に、割り当て時間（Ｎ＋１）において、ＡＭ信号９２３は、割り当て時間の間中、閾値より大きいと考えられる。 スイッチ制御信号９１９の（ピークからピークまでの）振幅は、従って、割り当て時間の間中、一定に保たれる。 実際の振幅変調は、まだ、スイッチ電源信号９２１によって出力信号９１３に単独で印加されるということに注意したい。 信号９１８の変化と、信号９２１に呼応して現れる信号９１９の変化とは、漏れを減らすために単独で起こる。 そのようにして、信号９１８に必要な正確さは、信号９２１に要求される正確さよりも大幅に少なくてよい。
【００２９】
次に図１２を参照すると、本発明の一実施形態に従った増幅器の、より詳細な図が示され、そこでは、図９と似た要素は、似た参照番号が振られる。 図１２の実施形態において、制御信号増幅器１２１１とスイッチ１２０１は、第１と第２の増幅段の、それぞれ“利得”段と“スイッチ段”として与えられる。 利得段１１は、様々な方法で実現することができる。 一つの実現方法は、広く理解されているＡ級、ＡＢ級、Ｂ級、Ｃ級の、従来からの利得制御型線形ＣＣＳ（管理電流源：ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｏｕｒｃｅ）増幅器である。 別の実現方法は、先述の米国同時係属出願に記載される種類の、より小規模のスイッチングモード段である。
【００３０】
点線のブロック９１７内で、図９の振幅変調器９１７の一実施形態が、より詳細に示されている。 ＡＭ信号の例と電力制御論理回路１２１５からの信号１２３２とに応じて、ＡＭ論理回路１２３１は、第１増幅段１２１１と第２増幅段１２０１に対して、適切な電源レベルを計算する。
【００３１】
第１増幅段１２１１の場合、直流電源電圧は、トランジスタ１２３５−１を通って与えられる。 トランジスタ１２３５−１のベースの駆動は、ＡＭ論理回路１２３１がＤＡＣ（ディジタル・アナログ変換器）１２３３−１を通して制御する。 従って、ＤＡＣ１２３３−１は、第２増幅段１２０１から見たスイッチ制御信号１２１９のレベルを、設定する。 同様に、第２増幅段１２０１の場合、直流電源電圧が、トランジスタ１２３５−２を通して供給される。 トランジスタ１２３５−２のベースの駆動は、ＡＭ論理回路１２３１がＤＡＣ（ディジタル・アナログ変換器）１２３３−２を通して制御する。
【００３２】
一実施形態において、ＤＡＣ１２３３−１の出力は、以下の規則で与えられる：
ここで、ａ（ｔ）は、時刻ｔの時のＡＭ信号、ｍ（ｐ）は、電力レベルｐに依存する閾値、ｖ（ｐ）は、電力レベルｐに対する、ＤＡＣ １の公称出力電圧である。
【００３３】
先述した方法での図１２の増幅器の動作が図１３に図示される。 ここに見られるように、信号ａ（ｔ）（時刻ｔにおけるＡＭ信号の振幅）は、第１期間に、変動するので、信号は、現在の電力レベルｐに対する閾値ｍ（ｐ）を越える。 この間に、電圧ＤＡＣ
１ （ｔ）が、公称レベルｖ（ｐ）に設定される。 その後、信号ａ（ｔ）は、ある期間、閾値より下に下がる。 この期間中、電圧ＤＡＣ １ （ｔ）は、信号ａ（ｔ）の変動に従って、振幅変調される。 信号ａ（ｔ）が再び閾値より大きくなると、電圧ＤＡＣ １ （ｔ）は、再び公称レベルに設定される。
【００３４】
こうして、広いダイナミックレンジに渡って振幅変調を提供する、ＲＦ信号に対する効率的な増幅器を説明してきた。 スイッチ制御信号の増幅は、希望しない漏洩効果を減らすように調整される。 結果として、平均電力を持った出力信号を広い範囲内のどこでも作り出すこと、あるいは、所定の平均電力レベルで振幅変調を作り出せるダイナミックレンジを大幅に拡大すること、あるいは、その両方が可能となる。
【００３５】
当業者には、本発明がその趣旨と必須の特徴から逸脱せずに、他の特定の形態で実現することができることは明らかであろう。 従って、ここに記載された実施形態は、全ての観点から、説明を意図したものであり、限定は意図していない。 本発明の範囲は、上記の説明ではなく、添付の特許請求の範囲によって示され、等価なものの意味と範囲の内にある全ての変更は、その中に包括されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】多数の段に共通して可変電源電圧が与えられる、既知のスイッチングモードの電力増幅器のブロック図である。
【図２】振幅変調の機能を持たないスイッチングモード電力増幅器のブロック図である。
【図３】本発明の手段を持ったものと持たないものの、スイッチングモード電力増幅器無いのＡＭ／ＰＭ歪みを比較した図である。
【図４】図２の回路における波形を示す波形図である。
【図５】一つあるいは二つ以上の増幅段への電力の適用を制御するのに使用することのできる適当な回路の図である。
【図６】一つあるいは二つ以上の増幅段への電力の適用を制御するのに使用することのできる他の適当な回路の図である。
【図７】一つあるいは二つ以上の増幅段への電力の適用を制御するのに使用することのできる、さらに他の適当な回路の図である。
【図８】一般的な効率的な電力増幅器の構造を示すブロック図である。
【図９】振幅変調の機能を持ったスイッチングモードの電力増幅器のブロック図である。
【図１０】図９の回路内の波形を示す波形図である。
【図１１】図９の回路内の波形を示す他の波形図である。
【図１２】図９のスイッチングモードの電力増幅器の一実施例のより詳細な図である。
【図１３】図１２の回路における波形を示す波形図である。
【符号の説明】
５０１…演算増幅器５０３，６０３…ドライバ段５０５６０５，…最終段５０９…ＲＦ信号５２３…電力設定命令信号６０７…初段６０９…スイッチ８０１…電力／バースト制御ブロック８０３…変調制御ブロック９０１，１２０１…スイッチ９０３，１２０３…直流電源９０５，１２０５…共振ネットワーク９０７，１２０７…負荷９０９，１２１９…制御信号９１１，１２１１…制御信号増幅器９１３…出力信号９１５，１２１５…電源制御論理回路９１７…振幅変調器１２３１…ＡＭ論理回路Ｑ…ＰＮＰバイポーラトランジスタＲ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗
|
