rf power amplifier with high power phase pressurized efficiency

【０００１】
（技術分野）
本発明は、ＲＦ電力増幅器に関する。
【０００２】
（背景技術）
バッテリ寿命は、携帯電話、ページャ、無線モデム等の無線通信機器において重大な関心事である。 特に、無線周波数伝送はかなりの電力を消費する。 このような電力消費への寄与ファクタは、非効率的な電力増幅作動である。 無線通信用の一般的なＲＦ電力増幅器は、約１０％の効率で作動するに過ぎない。 増幅器効率を大幅に高める低コスト技術は、強い要望を満たすことは明らかである。
【０００３】
電力増幅器は、一般に多段、例えば最終出力段および１つ以上の前置増幅段またはドライバ段を有している。 最終出力段の効率を最高に高めることに関して非常に多くの努力がなされてきた。 最終出力段の効率の顕著な改善は、本願に援用する米国特許第３，９１９，６５６号に開示されたＥ級電力増幅器の出現により達成された。 Ｅ級増幅器では、スイッチの電流波形および電圧波形は、スイッチング時に、２つの量のうちの一方の量がゼロまたはほぼゼロになるように整相される。
【０００４】
Ｅ級増幅器は、スイッチモードで作動する最終増幅段の作動および設計を確立した。 この結果、供給されたＤＣ電力の出力電力への変換効率を改善するには、増幅器が非線形態様で作動されなくてはならないということがＲＦ電力増幅器の技術分野で良く理解されており、増幅素子（例えばトランジスタ）が可能な殆どの作動は、スイッチとしての作動である。 実際に、スイッチモードのＲＦ電力増幅器（例えばＥ級）の報告されている出力効率は、非線形性に欠けるＡＢ級のような増幅器の出力効率（例えば４５％）よりもかなり高い（例えば８０％）。
【０００５】
ＲＦ電力増幅器をスイッチモードで作動させるには、出力トランジスタ（単一または複数）を、カットオフとフル・オンとの間で迅速に駆動し、次にカットオフに戻すことを反復態様で行なう必要がある。 この高速スイッチングの達成に必要な手段は、スイッチとして使用すべく選択されるトランジスタの種類に基いて定められ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の場合は、制御パラメータはゲートソース電圧であり、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ、ＨＢＴ）の場合は、制御パラメータはベース−エミッタ電流である。
【０００６】
基本Ｅ級増幅器を種々の点で改善するための種々の設計が試みられている。 このような１つの設計が、「マイクロ波理論および技術に関するＩＥＥＥ会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｈｅｏｒｙ）」（１９９９年９月、Ｖｏｌ． ４７、Ｎｏ． ９）におけるＣｈｏｉ等の投稿論文「Ｅ級ＦＥＴ電力増幅器の物理的分析モデル−最大ＰＡＥの設計（Ａ Ｐｈｙｓｉｃａｌｌｙ Ｂａｓｅｄ Ａｎａｌｙｔｉｃ Ｍｏｄｅｌ ｏｆ ＦＥＴ Ｃｌａｓｓ−Ｅ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）」に開示されており、該論文は本願に援用する。 この投稿論文は、ＦＥＴスイッチの理想的でない種々の点をモデル化し、このようなモデルから、優れたＥ級増幅器の設計に関する結論を得ている。 選択されたトポロジー（位相数学）では、１／２ワット以下の電力レベルで、最大約５５％の電力相加効率（ｐｏｗｅｒ−ａｄｄｅｄ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ： ＰＡＥ）が生じる。 高い電力では、ＰＡＥは劇的に低下し、例えば２Ｗでは３０％以下になる。
【０００７】
電力増幅器のＰＡＥは、最終出力電力の達成に要求される２６ｄＢの最終利得の実現に要求されるＤＣ供給電力の大きさにより設定される（この利得レベルでは、駆動信号を介しての増幅器への電力入力−これは容易に測定できないほど僅かなものである−は無視できる）。 現在のところ、無線周波数で１Ｗ以上の出力電力を発生でき、かつまた、２６ｄＢの出力利得を得る既知の増幅デバイスは存在しない。 従って、最終段の前に１つ以上の増幅器を設けなくてはならず、このような増幅器により消費されるＤＣ電力は全ＰＡＥの決定に含めなくてはならない。
【０００８】
慣用の設計プラクティスは、ドライバの出力インピーダンスと、最終のスイッチングトランジスタの入力インピーダンスとをインピーダンス整合させることを必要とする。 従って、ドライバ段から要求される実際の出力電力は、スイッチング素子の（通常は小さい）有効入力インピーダンスに作用する所要電圧（または電流）により定められる。 スイッチングトランジスタの入力のための特定インピーダンスは定めることができない。 なぜならば、インピーダンスの概念は線形作動を必要とするが、スイッチはまさしく非線形だからである。
【０００９】
上記アプローチによるＲＦ増幅器回路の一例が図１に示されている。 ドライバ段と想定５０オーム負荷（すなわち、最終段）とを整合させるため、インダクタＬ _１と、分路コンデンサＣと、インダクタＬ _２とからなる中間「Ｌセクション」が使用されている。
【００１０】
この慣用プラクティスは、線形回路網ではない、ドライバ段と最終段との間の中間段を、線形回路網として処理する。 また、この慣用プラクティスは、ドライバ段と最終段との間の電力転送（インピーダンス整合の意図した結果）を最大化する。 かくして、例えばスイッチングトランジスタとしてのＦＥＴに必要な駆動電圧を発生させるため、ドライバはまた、同相電流を発生してインピーダンス整合電力を得なければならない。
【００１１】
慣用のＲＦ電力増幅器回路の他の例が図２に示されている。 この回路は、ドライバ段と最終段とが結合コンデンサＣ _ｃｐｌを用いて結合される構成の「共振中間段整合（ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｔｅｒｓｔａｇｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）」を使用している。
理解されようが、慣用の設計プラクティスでは、高出力電力（例えば、携帯電話の作動時に一般的に遭遇する電力レベルの２Ｗ）での高ＰＡＥを達成することはできない。 従って、比較的高い出力電力で高ＰＡＥを呈するＲＦ電力増幅器が要望されている。
【００１２】
（発明の開示）
概略的にいえば、本発明は、高出力電力で高ＰＡＥを呈するＲＦ電力増幅器を提供する。 電力増幅器のこの設計は、スイッチングトランジスタは、電圧（ＦＥＴの場合）または電流（バイポーラトランジスタの場合）のいずれかにより制御されるもので、電圧および電流の両方によって制御されるべきではないとの考察に基いたものである。 かくして、最終段をスイッチとして作動させるために、電力をドライバ増幅器から発生させる必要がない。 この認識は、慣用概念による電力増幅器とは全く異なるものである。 電圧および電流の両方を出力しなければならないＲＦ電力増幅器のような通過帯域（共振）回路網で、電圧波形または電流波形のみを発生させることは不可能である。 しかしながら、本発明の一態様によれば、電力転送を最大化させないで、電圧（または電流）波形の大きさを維持すると同時に電力消費が低減される。 本発明の他の態様では、ドライバは、最終段と一緒にスイッチモードで作動するように設計されている。 この場合には、中間段の回路網の設計は、Ｅ級出力段の回路網の設計と同じである。 しかしながら、中間段の回路網の場合には、その目的は、（Ｅ級出力段の場合のように）負荷を通る最大電力を発生させることではなく、（スイッチ入力である）ドライバの負荷を通る最大電圧を発生させることにある。 この構成では、スイッチの入力ドライブが充分に高いため、ドライバ段の作動電圧を低下させることができる。 この低下によりドライバへのＤＣ供給電力も低減され、ＰＡＥが高められる。
【００１３】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明は、添付図面に関連して述べる以下の説明から更に理解されよう。
ここで図３を参照すると、本発明の例示実施形態によるＲＦ電力増幅器回路の概略図が示されている。 回路の入力インピーダンスを設定するのに、結合コンデンサＣ _１と、コンデンサＣ _２と、インダクタＬ _１とを有する入力整合回路が使用されている。 ドライバ段Ｍ _１および最終段Ｍ _２はＦＥＴとして示されているが、他の実施形態ではバイポーラトランジスタを使用することもできる。 ＦＥＴ
Ｍ _１のドレーン電極は、ＲＦチョークＬ _３およびコンデンサＣ _５を含むドレーンバイアス回路網を介して供給電圧Ｖ _ｄ１に接続されている。 同様に、ＦＥＴ
Ｍ _２のドレーン電極は、ＲＦチョークＬ _７およびコンデンサＣ _１０を含むドレーンバイアス回路網を介して供給電圧Ｖ _ｄ２に接続されている。
【００１４】
段Ｍ _１ 、Ｍ _２には、それぞれのゲートバイアス回路網が設けられている。 段Ｍ _１の場合には、ゲートバイアス回路網は、共通ノードで電圧Ｖ _ｇ１に接続されたインダクタＬ _２と、コンデンサＣ _３と、コンデンサＣ _４とを有する。 段Ｍ _２の場合には、ゲートバイアス回路網は、共通ノードで電圧Ｖ _ｇ２に接続されたインダクタＬ _６と、コンデンサＣ _８と、コンデンサＣ _９とを有する。
【００１５】
ドライバ段と最終段とは、ここにインダクタＬ _４とコンデンサＣ _６とを有する直列ＬＣ結合として示されている中間段回路網を介して結合されており、これらの値は、最終段Ｍ _２の入力キャパシタンスとの共振が得られるように選択される。 最終段Ｍ _２は、この例ではコンデンサＣ _１１と、インダクタＬ _８とコンデンサＣ _１２とを有するＣＬＣＰｉ回路網として示されている慣用の負荷回路網に接続されており、これらの値は、最終段Ｍ _２の特性に従って決定される。
【００１６】
例示の実施形態では、構成部品の値は下記表に示されており、ここで、キャパシタンスはピコファラッド（ｐｆ）で測定され、され、インダクタンスはナノヘンリー（ｎｈ）で測定されたものである。
【００１７】
【表１】

【００１８】

図３の例では、ドライバ段Ｍ

_１はスイッチモードで作動される。 図４を参照すると、ノードＡでの段Ｍ

_２への入力電圧、ノードＢでの段Ｍ

_１のドレーン電圧、ノードＣでの段Ｍ

_２のドレーン電圧、ノードＤでの段Ｍ

_１のドレーン電流、およびノードＥでの段Ｍ

_２のドレーン電流が示されている。 最終段Ｍ

_２のゲート電圧（波形Ａ）のピーク値は、慣用設計での値よりかなり大きいことに留意されたい。 この構成では、スイッチの入力ドライブが充分に高いため、ドライバ段の作動電圧を低下させることができる。 この低下によりドライバへのＤＣ供給電力も低減され、ＰＡＥが高められる。

【００１９】

図示の形式の回路を使用することにより、２Ｗの出力電圧で７２％のＰＡＥが測定された。

【００２０】

当業者ならば、本発明の精神または本質的特徴から逸脱することなく、本発明を他の特定形態で具現できることは明白であろう。 従って、本願に開示した実施形態は、あらゆる点で例示であって制限的なものではない。 本発明の範囲は、上記本発明の説明によってではなく、特許請求の範囲の記載によって定められるものであり、従って均等物の意味および範囲に含まれるあらゆる変更は本発明の範囲に包含されるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、慣用のＲＦ電力増幅器回路を示す概略図である。

【図２】図２は、他の慣用ＲＦ電力増幅器回路を示す概略図である。

【図３】図３は、本発明によるＲＦ電力増幅器回路を示す概略図である。

【図４】図４は、図３の増幅器回路の選択されたノードで生じる波形を示す波形図である。