Quadrature modulator having a carrier leakage compensation

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は直角変調器に関する。 本発明はさらに直角変調器を含む無線通信装置、および変調方法に関する。

【０００２】 米国特許第５，０１２，２０８において、直角変調器の同相および直角の枝路で搬送波漏れの適応抑制を行う直角変調器が開示されている。 初めに直角変調を調整し、整合構成要素を選択する時に、適当な直流オフセット（直流電流）を同相および直角枝路に加えることで、そのような搬送波漏れを実質的無くすることができる。 温度、周波数、負荷インピーダンスおよび搬送波電力変動のような多くの要素は、搬送波漏れを補償するのに適していない可能性があることが記述されている。 前記米国特許第５，０１２，２０８では、無線周波ミキサの出力に対して局部発振器の漏れ信号を適応的に調整する複雑な制御ループが開示されている。 そのような制御ループは、帰還経路に相関器および積分器を含む。 直角変調器に結合されている無線周波電力増幅器の出力で、制御ループは伝送すべき無線周波電力を絶えず測定し相関関係を取り、それに応じて、絶えず直角変調器の入力側から直流オフセット補償値を注入する。

【０００３】 米国特許第５，３９６，１９６に、前記米国特許第５，０１２，２０８と同様なタイプの搬送波漏れ補償が開示されている。 そこに記述されている搬送波漏れ補償制御ループでは、それに加えて、複雑な疑似雑音発生器は必要になる。

【０００４】 日本要約書Ｎｏ． ０７２０２９６１では、直角変調器を有する送信機における搬送波補償回路が開示されている。 直流レベル検出器で、直角変調器のベースバンド側の直流レベルを測定する。 そのような測定されたベースバンド直流オフセット信号に基づいて、調整回路でベースバンド直角信号の直流レベルを調整する。

【０００５】 本発明の目的は、簡単であるが頑丈な搬送波漏れ補償手段を有する直角変調器を提供することである。

【０００６】 本発明の他の目的は、搬送波漏れ補償が所定の時点に行われる直角変調器を提供することである。

【０００７】 本発明のさらに他の目的は、可能な直流オフセットまたは補償手段自体で生成される他の擾乱効果を無くする直角変調器を提供することである。

【０００８】 本発明のさらに他の目的は、搬送波漏れ補償の使用を簡単に制御することである。

【０００９】 本発明のさらに他の目的は、クロストークの効果をなくすることである。

【００１０】 本発明によれば、 第１のディジタルアナログ変換器、第１の折り返し防止フィルタ、第１の加算手段、および第１のミキサの第１の直列配列を含む同相直角変調枝路と、 第２のディジタルアナログ変換器、第２の折り返し防止フィルタ、第２の加算手段、および第２のミキサの第２の直列配列を含む直角変調枝路と、 第１の局部発振器信号および第２の局部発振器信号をそれぞれ前記第１および第２のミキサに供給する局部発振器手段と、 前記第１および第２のミキサのそれぞれの出力に結合された第３の加算手段と、ここで前記第３の加算手段が直角変調信号を供給し、 前記同相変調枝路の前記第１の局部発振器信号の第１の搬送波漏れ信号を測定し、さらに前記直角枝路の前記第２の局部発振器信号の第２の搬送波漏れ信号を測定する搬送波漏れ測定手段と、 第１の単調増加信号および第２の単調増加信号を発生する制御可能信号生成手段と、 前記第１および第２の単調増加信号の値を保持する保持手段とを含み、ここで前記保持手段が帰還経路を形成するように前記第１および第２の加算手段に結合され、 前記搬送波漏れ測定手段は、前記第１および第２の搬送波漏れ信号が測定される第１の状態と、前記制御可能信号生成手段が前記第１および第２の単調増加信号を発生することを停止させるように制御される第２の状態とを採用し、前記第２の状態が前記第１および第２の搬送波漏れ信号の測定中に前記第１の状態から採用される、直角変調器が提案される。

【００１１】 本発明は、搬送波漏れに影響を及ぼすパラメータは通常は時間とともにゆっくり変化し、その結果、絶えず補償する必要はないという洞察に基づいている。 この洞察に基づいて、簡単であるが頑丈な搬送波漏れ補償が、電力をオンにする時、または通信装置で使用される時には多分チャネルを切り換える時のような所定の時点で動作するように実現できることに気付いた。 原理的にはチャネル切換えが必要とされない広帯域ＣＤＭＡ通信装置のような通信装置で使用される時には、通信装置の電源投入時に搬送波漏れ補償を適用することが必要とされるだけである。 そのような場合に、電源投入後に、搬送波漏れ補償に使用される構成要素の電力さえもオフにすることができるので、そのような携帯型通信装置の電力節約を行う。

【００１２】 好ましくは、前記搬送波漏れ検出手段は、第１の同期検出器と第１の比較器との第１の直列配列、および第２の同期検出器と第２の比較器との第２の直列配列を含み、前記第１および第２の比較器のそれぞれの出力信号は、前記制御可能信号生成手段を制御して、前記第１および第２の単調増加信号を発生することを停止させる。 これとともに、搬送波漏れが正確に測定され、一方で、同時に適切に定義された基準が搬送波漏れ補償を停止するために使用可能である。

【００１３】 好ましくは、前記制御可能信号生成手段は、第１のカウンタ、前記搬送波漏れ測定手段と第２のカウンタの間に結合された第１のステートマシンと、前記搬送波漏れ測定手段の間に結合された第２のステートマシンとを含み、前記第１および第２のステートマシンは、前記搬送波漏れ手段が前記第１の状態にある時に前記第１および第２のカウンタにクロックパルスを供給し、前記搬送波漏れ手段が前記第２の状態にある時に前記カウンタにクロックパルスを供給することを停止する。 これとともに、搬送波漏れ測定手段が直流オフセット補償を停止させるまで、制御可能な量の直流オフセット補償をディジタル的に生成する非常に簡単な手段が得られる。

【００１４】 ディジタル的に生成された補償を表すアナログ直流補償信号を単に注入するだけのために、ディジタルアナログ変換器が設けられる。 フィルタは、測定手段に含まれる同期検出器で導入される２倍周波数の搬送波成分をフィルタ処理するために設けられる。 これらの同期検出器の前に、同期検出器で導入された直流オフセットを阻止する増幅器が設けられる。 そうしないと、同期検出器で追加の搬送波漏れが導入される。

【００１５】 図面全体を通して、同じ参照数字は同じ機能のために使用される。

【００１６】 図１は、無線通信装置１のブロック図を模式的に示す。 無線通信装置１はアンテナ３に結合されている送信機２を少なくとも含む。 無線通信装置１がトランシーバである場合は、無線通信装置１は、ここではその中の低雑音増幅器５だけが図示されている受信機４、および送信機２および受信機４をアンテナ３に結合する送受切替器６または任意の他の適当な装置をさらに含む。 送信機２は、直角変調器７、および直角変調器７とアンテナ３の間に結合された電力増幅器８を含む。 そのようなトランシーバのアーキテクチャは当技術分野では公知である。 図示のトランシーバは、ＦＤ／ＴＤＭＡシステム、ＣＤＭＡシステム、コードレス電話システム、または任意の他の適当なシステムにおける携帯無線トランシーバでありうる。 直角変調器７の入力信号は、それぞれ直角変調器の同相および直角枝路に供給されるリアルタイムのディジタル信号Ｉ（ｎ）およびＱ（ｎ）である。
ここでｎは変調すべき整数表示ビット、チップまたは記号である。 直角変調器７
は、電力制御入力９を含み、それを介して直角変調器の選択部分の電源を切ることができ、電子回路の当技術分野で公知のように回路の選択部分の電源を切る。

【００１７】 図２は、本発明による直角変調器７の第１の実施形態である。 直角変調器７は、同相変調枝路１０および直角変調枝路１１を含む。 同相変調枝路１０は、第１
のディジタルアナログ変換器１２、第１の折り返し防止フィルタ１３、第１の加算手段１４および第１のミキサ１５の第１の直列配列を含み、直角変調枝路１１
は、第２のディジタルアナログ変換器１６、第２の折り返し防止フィルタ１７、
第２の加算手段１８および第２のミキサ１９の第２の配列を含む。 アナログディジタル変換器１２は復元された信号Ｉ（ｎＴ）を供給する。 ここでＴは復元周期である。 折り返し防止フィルタ１３は、フィルタ処理されたアナログ信号Ｉ（ｔ
）を供給する。 同様に、直角枝路１１では、ディジタルアナログ変換器１６は復元された信号Ｑ（ｎＴ）を供給し、折り返し防止フィルタ１７はフィルタ処理されたアナログ信号Ｑ（ｔ）を供給する。 直角変調器７は局部発振器２０をさらに含み、その局部発振器２０は第１のミキサ１５の差動入力２１に結合され、さらに９０度位相シフト装置２２を経由して第２のミキサ１９の差動入力２３に結合されている。 局部発振器２０は、搬送波信号を同相ミキサ１５および直角ミキサ１９に供給する。 直角変調器７は、混合された直角変調器信号Ｉｍ（ｔ）およびＱｍ（ｔ）を加算する加算手段２４をさらに含む。 直角変調器は直角振幅変調出力信号ｓ（ｔ）を供給する。 本発明によれば、直角変調器７は信号Ｉｍ（ｔ）中の第１の搬送波漏れ信号を測定しさらに信号Ｑｍ（ｔ）中の第２の搬送波漏れ信号を測定する搬送波漏れ測定手段をさらに含む。 ここで搬送波漏れ測定手段は第１の直列配列２５および第２の直列配列２６を含み、第１の直列配列２５は同相枝路１０に結合され、第２の直列配列２６は直角枝路１１に結合されて、例では、ミキサ１５および１６のそれぞれの出力に加えられている。 第１の直列配列２
５の出力２７はステートマシン２９の入力２８に結合され、第２の直列配列２６
の出力３０はステートマシン２９の入力３１に結合される。 第１の直列配列２５
は、第１の増幅器４０、第１の同期検出器４１、第１のフィルタ４２、および第１の比較器４３の直列配列である。 第２の直列配列２６は、第２の増幅器４４、
第２の同期検出器４５、第２のフィルタ４６、および第２の比較器４７の直列配列である。 ステートマシン２９の他の入力は、制御信号ｃｔｌおよびシステムクロック信号ｃｌｋである。 出力側で、ステートマシン２９は、フィルタ処理アナログ信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）の信号からそれぞれ引算される第１の単調増加信号ｓｉｇ１および第２の単調増加信号ｓｉｇ２を生成する制御可能信号生成手段に結合されている。 より詳細には、制御可能信号生成手段は第１のカウンタ５
０および第２のカウンタ５１を含み、その第１および第２のカウンタ５０および５１はステートマシン２９で制御される。 直角変調器７は、信号ｓｉｇ１およびｓｉｇ２の値を保持する保持手段を含み、その保持手段は、信号ｓｉｇ１の値を保持するための第３のディジタルアナログ変換器５２、および信号ｓｉｇ２を保持するための第４のディジタルアナログ変換器５３を含む。 図示の直角変調器７
では、局部発振器２０は同調制御入力６０によって同調可能である。 搬送波漏れ補償に関して、本発明の直角変調器７はセットアンドフォーゲットの直角変調器として特徴づけられる。 原理は、直角変調器７または無線通信装置１の電源を投入する時に直角漏れが測定され、直角漏れ補償が一度行われる。 しかし、必要があれば、他の時点でも、例えば１つのチャネルから他のチャネルに同調を取る時に、補償を行うことができる。

【００１８】 変調枝路１０および１１から直流オフセットを導入しないために、枝路１０および１１へのディジタル入力信号はゼロに設定される。 好ましくは、搬送波漏れ補償中に、変調されない搬送波の伝送を防ぐために電力増幅器８はオフにされる。

【００１９】 直角変調器７におけるセットアンドフォーゲットの搬送波漏れの動作は次の通りである。 直角変調器７の電源を投入すると、第１および第２の同期検出器４１
および４５は同相枝路１０と直角枝路１１の搬送波漏れを測定し、一方で同時にステートマシン２９が第１および第２のカウンタ５０および５１を起動し、その結果、フィルタ処理されたアナログ信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）からそれぞれ単調増加信号ｓｉｇ１およびｓｉｇ２が引かれる。 このようにして、搬送波漏れ低減のために帰還経路が設けられる。 同相枝路１０および直角枝路１１の搬送波漏れが最小である時に、比較器４３および４７は切り換わり、それぞれステートマシン２９に命令してカウンタ５０および５１を停止させる。 その結果、ディジタルアナログ変換器５２および５３はそれぞれカウンタ５０および５１の現在値を保持する。

【００２０】 図３は本発明による直角変調器の第２の実施形態のブロック図である。 セットアンドフォーゲットの搬送波オフセット補償のこの非常に簡単な実施形態では、
フィルタ１３および１７に対する直流オフセット補償だけが得られる。 この実施形態では、比較器４３および４７ではフィルタ１３および１７よりも遥かに小さい直流オフセットが発生する。 同相および直角枝路に分岐する代わりに、搬送波漏れ測定手段は出力信号ｓ（ｔ）を分岐することができる。 そのときには、単一制御信号でステートマシン２９を制御して、同相および直角枝路１０および１１
の両方で補償信号の注入を停止させる。 ピン数を節約するために、比較器４３および４７の出力２７および３０を多重化することができる。

【００２１】 図４は、本発明による直角変調器７で使用する発生器信号を示す。 好ましくは、制御可能信号生成手段は、本発明の簡単なディジタルの実施であるカウンタ５
０および５１で構成される。 そのような実施形態では、カウンタ５０および５１
はステートマシン２９で始動され、図４に示すように補償信号ｓｉｇ１およびｓ
ｉｇ２はランプ信号ｒｍｐである。 図示する平方根信号ｓｑｔのような他の単調増加補償信号を適用することができる。 そのような平方根信号は、搬送波漏れ補償を立ち上げる時により急峻な勾配を示す。 これとともに、補償プロセス全体がより速くなる。 そのような平方根信号を発生するディジタル信号発生器は当技術分野ではよく知られている。 上記のようなディジタル発生器を使用する代わりに、制御可能アナログ信号発生器も同じく使用することができるが、セットアンドフォーゲットの補償信号が常に動作しているという相当なリスク、すなわち長時間動作で安定でないというリスクがある。 保持手段として、代わりに、容量保持手段を使用することができるだろう。

【００２２】 図５は、本発明による直角変調器７で使用するステートマシン２９を示す。 ステートマシン２９は、システムクロックｃｌｋの開始／停止制御信号ｓｔｒ用の入力７０を含む。 この目的のために、開始／停止制御信号ｓｔｒおよびシステムクロック信号ｃｌｋは、それぞれのＡＮＤゲート７１および７２に入力されて、
同相および直角枝路の補償信号の注入を制御する。 開始／停止信号ｓｔｒが論理「０」の値である場合は、ＡＮＤゲート７１および７２はシステムクロックｃｌ
ｋを阻止し、その結果、カウンタ５０および５１はそれ以上のクロックパルスを受取らないので現在値を保存するようになる。 開始／停止信号ｓｔｒが論理「１
」の値である場合は、システムクロックはそれぞれの他のＡＮＤゲート７３および７４に通過し、そのＡＮＤゲートの出力７５および７６がそれぞれカウンタ５
０および５１に結合されている。 これとともに、カウンタ５０および５１は、同期をとられながらランプ信号を発生する。 ステートマシン２９は、同相枝路カウンタ制御用の第１のマイナスエッジトリガＤフリップフロップ７７、および直角枝路カウンタ制御用の第２のマイナスエッジトリガＤフリップフロップ７８を含む。 比較器４３および４７の出力信号は、Ｄフリップフロップ７７および７８のそれぞれクロック入力７９および８０に供給される。 最小搬送波漏れで、比較器４３および４７が切り換わる場合に、マイナスエッジが生成され、Ｄフリップフロップを同期させ、その結果、論理「１」の反転が反転Ｑ出力に現れる。 すなわち、場合によっては、論理「０」でＡＮＤゲート７３および７４を閉鎖する。 これとともに、システムクロックｃｌｋはＡＮＤゲート７３および７４でそれぞれ阻止される。 この例では、同相および直角カウンタの制御は独立に行われる。 直角変調器７の電源を投入すると、リセット信号ｒｓｔがＤフリップフロップ７７
および７８をリセットして、システムクロックｃｌｋで信号生成が再び始められるようになる。 前に述べたように、搬送波漏れが出力信号ｓ（ｔ）から測定される例では、同相および直角枝路のシステムクロック制御は同時に行われる。 そのときに、ステートマシン２９は２個のＡＮＤゲートと単一のＤフリップフロップに簡単化できる。

【００２３】 図６は、本発明による直角変調器７の一部分の電子回路図を示す。 搬送波漏れ測定手段の第１の直列配列２５を図示している。 すなわち、増幅器４０、同期検出器４１、フィルタ４２、および比較器４３の直列配列がミキサ１５に結合され、そのミキサが局部発振器６０に結合されている。 第２の直列配列２６には、同様な電子回路手段を使用することができる。 この例では、全ての信号は差動信号である。 ミキサ１５は、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４をからなる平衡ミキサであり、信号Ｉ（ｔ）はミキサ１５の尾部トランジスタＱ５およびＱ６
に供給される。 ミキサ１５には、さらにバイアス抵抗８０、８１、８２、８３、
および尾部電流源８４が図示されている。 出力側で、ミキサ１５は、トランジスタＱ７およびＱ８から成る増幅器４０に結合されている。 トランジスタＱ７およびＱ８はバイアス抵抗９０、９１、９２、９３を持つ。 増幅器４０はミキサ４１
で生成される直流オフセットを抑制する。 図示の回路では、また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４の内部の容量性結合で生じる搬送波漏れが打ち消される。 出力側で、増幅器４０は、ミキサ４２、平衡トランジスタＱ９、Ｑ１０、
Ｑ１１およびＱ１２から成り尾部トランジスタＱ１３およびＱ１４を有する同期検出器、および尾部電流源９３、さらに電源レールＶｃに結合された電流源９４
および９５に結合されている。 フィルタ４２は単一のコンデンサとして実現されている。 フィルタ４２は、同期検出器４１で生成される２倍搬送波周波数を除去する。

【００２４】 上記を考慮することで、添付の特許請求の範囲で定義されるような本発明の精神および範囲内で、様々な修正物をつくることができること、したがって、本発明は示された例に限定されないことは当業者には明らかであろう。 特許請求の範囲の「含む」という単語は、請求項に挙げるもの以外の要素またはステップの存在を排除するものではないことは理解すべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】 無線通信装置のブロック図を模式的に示す図。

【図２】 本発明による直角変調器の第１の実施形態のブロック図。

【図３】 本発明による直角変調器の第２の実施形態のブロック図。

【図４】 本発明による直角変調器で使用するための発生器信号を示す図。

【図５】 本発明による直角変調器で使用するためのステートマシンを示す図。

【図６】 本発明による直角変調器の一部分の電子回路図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ペーター、ストローエト オランダ国5656、アーアー、アインドーフ ェン、プロフ． ホルストラーン、６ Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FE00 FF05 JE00 JF04 【要約の続き】 信号発生器の出力信号は凍結される。