【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は変動包絡線変調を有する無線周波数信号を発生する装置に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】たとえば移動無線システムに使用する無線装置において、いわゆる「カルテジアン」（Ｃａｒｔ
ｅｓｉａｎ）増幅器が使われてきた。 カルテジアン増幅器では、ベースバンド信号がＩとＱの直交成分に分解されて、変調目的のためにそれらが別々に処理され、無線周波数増幅器に加える直前に再結合された。 これらの増幅器には二つの制限がある、すなわちこれらはベースバンド付近の比較的狭い帯域（たとえば２５ｋＨｚ以下）
しか扱うことができないし、フィードバックループの作用とベクトル変調器の使用とに起因するノイズフロアを除去することが不可能である。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、カルテジアン増幅器よりも広い、たとえば数百キロヘルツ程度の、伝送帯域を有する変動包絡線無線周波数出力信号を生成することができて、かつノイズ指数を低くすることが可能な装置を提供することである。 【０００４】 【課題を解決するための手段】本発明によれば、 ａ）ベースバンド信号用の入力と、 ｂ）ベースバンド信号から、実質的に一定の包絡線振幅を有し、放送用レベルに無線周波数増幅するのに適する変調無線周波数信号を発生する手段と、 ｃ）必要な変動包絡線を有するために、増幅された無線周波数変調信号を包絡線変調して出力する手段と、を含む変動包絡線無線周波数信号発生装置であって、発生手段ｂ）は（１）その出力として実質的に一定の包絡線振幅を有する該変調無線周波数信号を出力する周波数制御可能な発振器を含む周波数オフセット位相ロックループと、（２）その出力が手段ｃ）の出力から導かれた一定包絡線振幅信号とベースバンド信号から導かれた一定包絡線信号との位相差を表す信号である位相比較器とを含む、変動包絡線無線周波数信号発生装置が得られる。 【０００５】 【発明の実施の形態】次に本発明について、図面を参照して非限定例により説明する。 図１に示した装置はベースバンド信号を用いて放送用のＲＦ（無線周波数）信号を変調して、ＲＦ信号を放送に適するレベルに増幅するためのものである。 ＲＦ信号の変調において、送信しようとするディジタルデータが符号化される。 しかし、本発明はディジタルデータ信号と共に使用することに限定されるものではなく、音声およびその他のオーディオ信号、並びに他の種類の信号すべてと共に使用することができることを強調しておく。 図示した装置は数百キロヘルツのオーダまでの任意の帯域を有するベースバンド信号と共に使用して、変動する包絡線を有するたとえば４
００ＭＨｚの周波数の変調ＲＦ信号を出力することを意図したものである。 本発明の周波数は限定されず、たとえば１０８−１３８ＭＨｚ、３９０−４２０ＭＨｚ、
１．８ＧＨｚ、３．５ＧＨｚ、５ＧＨｚなどなど、ほとんどどんな無線周波数でもよいであろう。 【０００６】以下の説明で理解されるように、この回路はオフセット位相ロックループ（ＯＰＬＬ）変調器のように動作する。 通常、ＯＰＬＬ変調器は変調された信号の振幅を制御する手段を持たないので、変動振幅変調方式と一緒に使うことはできない。 【０００７】図１の回路の説明に入る前に、説明のために、ベースバンドでディジタル符号化された信号は、分解器（図示せず）によってＩとＱの直交成分に分解されていると仮定する。 しかし本発明はこの形式に限定されるものではない。 すなわち第１に、ベースバンド信号は最初から直交形式で発生させることができる（したがって、直交形式に分解する必要がない）。 第２に、ベースバンド信号は直交形式である必要が全くない（ただし、
帯域、帯域外ノイズなどなどに関する規制およびまたは他の要求を満たすために、他の追加の信号処理を必要とすることになろう）。 本発明はＩ／Ｑ形式のベースバンド信号を使うことに限定されないことに注意されたい。
すなわち図２ａ，ｂにはＩ／Ｑ形式を使わない変形例を示してある。 【０００８】所望の名目上の送信周波数ＦＴがたとえば４００ＭＨｚであるとすると、この装置は局部発振器に２個の関連する周波数Ｆ１とＦ２を供給することを要求する。 たとえば、Ｆ１は９０ＭＨｚであると好都合であるが、するとＦ２はＯＰＬＬのフィードバックループの装備次第で４１０ＭＨｚまたは３１０ＭＨｚのいずれかであることが要求される。 【０００９】ベースバンド信号のＩとＱの直交成分はそれぞれの入力１ａと１ｂに加えられる。 そこでは、それらはミキサ２ａと２ｂに送られ、ミキサは周波数Ｆ１の基準信号の＋４５度と−４５度の移相成分とそれらとを混合する。 これらの移相成分はこの基準信号が加えられている分相器３の出力対により供給される。 ＋４５度と−４５度の替わりに０と９０度を使ってもよく、適当な９０度の位相差があれば任意の他の組み合わせでもよいであろう。 【００１０】ベースバンド信号とＦ１の和と差で成分を含むミキサ２ａと２ｂの出力は加算器４により加算されて、多段リミッタ５の入力に加えられる。 このリミッタは実質的に一定の包絡線振幅を有する出力信号を生成し、それがＯＰＬＬの一部を構成する位相比較器６に加えられる。 また、リミッタ５はリミッタの入力に加えられる信号の包絡線を表す信号を出力５Ａに供給する。 【００１１】位相比較器６はその２個の入力に加えられた信号の差に振幅が比例する出力を生じる。 入力のうちの一方は上述のリミッタ５の出力である。 位相比較器６
の他方の入力は、本装置の出力段の近くに１０と書かれたフィードバック経路を通ってフィードバックされる信号を受信する。 【００１２】位相比較器６の出力は低域フィルタ７の入力に加えられる。 低域フィルタ７の周波数特性はその出力がベースバンド周波数に限定されるように選ばれる。
この出力は制御発振器８の周波数制御入力に加えられる。 制御発振器８は好ましくは名目上の送信周波数（たとえば４００ＭＨｚ）を中心とする周波数で動作するように構成された電圧制御発振器であって、一定の包絡線振幅を有し、低域フィルタ７の出力により表されるＯＰ
ＬＬの位相誤差に依存する周波数値を有する出力を供給する。 【００１３】発振器８のＲＦ周波数変調信号はドライバ前置増幅器９を経由してＲＦ電力増幅器１１に送られる。 電力増幅器１１はこの信号を放送するために空中に送るのに適するレベルに増幅する。 【００１４】５０オームの負荷１４の付いた方向性結合器１３がＲＦ電力増幅器１１の出力の一部を取得する。
ＯＰＬＬの「ループ」を完成させるために、放送用ＲＦ
信号の振幅を小さくしただけのものであるこの信号はミキサ１８の一方の入力に供給される。 ミキサ１８の他方の入力は前述の局部発振器から供給される局部基準信号を受信する。 この信号の周波数（Ｆ２）はＦ１＋ＦＴまたはＦＴ−Ｆ１であるが、いずれの場合もミキサ１８の出力は周波数Ｆ１である。 その目的は位相比較器６の第２の入力に加える信号を導出して、位相制御ループを完成させることである。 ミキサ１８から供給されるこの出力は多段リミッタ１９に加えられる。 リミッタ１９の特性は（振幅制限効果と周波数応答という点で）リミッタ５と整合させてある。 位相比較器の２個の入力に加えられた信号を正しく比較するのに必要な何らかの振幅調整がなされるのはもちろんである。 【００１５】方向性結合器１３から取得された信号はまたダイオード１５により整流されて、差動増幅器１６の一方の入力に加えられる。 差動増幅器１６は積分器として働き、ＲＦ電力増幅器１１の利得を（従って出力の振幅を）制御する。 差動増幅器１６の他方の入力はリミッタ５の出力５Ａから供給される前述の包絡線を表す信号を受信する。 【００１６】このように、差動増幅器１６の効果はリミッタ５の入力信号に存在していて、回路のＯＰＬＬ部に送られる信号から除去されている変動振幅変調を元に戻す、すなわち「復元する」ことである。 【００１７】ＯＰＬＬ構成を使うことの主な利点は、単純なベクトル変調器を使用する場合と比較して非常に低ノイズで、ＧＭＳＫのような複素定振幅方式の伝送が可能になることである。 なぜならば、ＯＰＬＬは制御ループの一部としてＶＣＯに変調を加えるので、変調器により作られるノイズはＶＣＯの位相ノイズしかないからである。 ＯＰＬＬを使わない変調器は典型的にＩ／Ｑベクトル変調器を使う。 このような送信機では、ＶＣＯは位相ロックループの一部として送信機のノイズの一部にのみ寄与するであろうし、ベクトル変調器のミキサに由来する他の要素は、入力信号の信号対ノイズ比が不十分な場合にベースバンドからの増幅された熱ノイズとベクトル変調器の後段で使われるかもしれない周波数アップコンバータから生ずるノイズとに寄与するであろう。 典型的にこれらの寄与はＶＣＯの寄与よりはいちじるしく大きい。 上述の実施例が従来のＯＰＬＬの低ノイズ特性を有することと、振幅の復元により変動包絡線変調方式の中でこのことを実現することが可能になることとが評価されよう。 【００１８】上述の実施例の利点は以下の点を含む。 ・非常に低い広域ノイズ（ＶＣＯのノイズとほぼ同じ（たとえば１５０ｄＢｃ／Ｈｚ−１６０ｄＢｃ／Ｈｚ） ・送信機は変調包絡線と無関係に線形に動作する ・広域ノイズを減らすための外部フィルタが不要となる ・カルテジアンループの線形性対ノイズの妥協が不要となる。 【００１９】当業者には請求の範囲に記載された範囲内で、例示した実施例から数多くの変形が明らかになるであろう。 特に、電力増幅器段で信号の包絡線を復元するのに閉ループ構成を使う必要はない。 むしろ、前述の実施例（図１）のように入力信号から導かれた包絡線を表す制御信号、または本装置に入力されてＲＦ出力に要求される包絡線変調を表す信号（図２ａ，ｂ参照）のいずれかに基づき、オープンループ制御により実現可能であろう。 また、ＰＡの振幅制御は利得制御（バイアス回路経由または他の方法にて）、または電源電圧の振幅制御（通常のＡＭ送信機のように）、または任意のその他の適当な方法を用いて実現することができる。 【００２０】図２ａに示した変形例では、Ｉ／Ｑ直交信号の替わりに振幅情報信号ｒと位相情報信号θとして入力が与えられる。 図１の要素２ａから５までが除かれて、替わりに振幅情報信号ｒが積分器１６の一方の入力に加えられ、位相情報信号θが位相変調器２１を経由して位相検出器６に加えられる。 図２ｂに示した変形例では、図２ａと似ているが、閉ループの替わりに開ループの包絡線変調を使っている。 図１の要素１６−１８も除かれて、替わりに振幅情報信号ｒがＳ級変調器に加えられて、電力増幅器１１の出力の包絡線を制御する。 Ｓ級変調は電力増幅器の電源電圧を変えることにより、たとえば可変デューティサイクルスイッチングにより、実現することができる。 【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の一実施例のブロック回路図。 【図２ａ】図１の実施例の変形であって、図２ａは第１
の変形のブロック回路図である。 【図２ｂ】図１の実施例の変形であって、図２ｂは第２
の変形のブロック回路図である。 。 【符号の説明】 ２ ミキサ ３ 位相反転器 ４ 加算器 ５ リミッタ ６ 位相比較器 ７ 低域フィルタ ８ 電圧制御発振器 ９ ドライバ前置増幅器 １０ フィードバック経路 １１ 電力増幅器 １３ 方向性結合器 １６ 差動増幅器 １８ ミキサ １９ リミッタ ２１ 位相変調器 ───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 リック エイ、ヒラム イギリス国 ウィルトシャー、トラウブリ ッジ、ドブコート ミューズ、リディアー ド ウェイ 48 |
