本发明涉及在基站与一个发送和接收装置之间无线传输数据的方法，及涉及适于实施该方法的发送和接收装置以及为此使用的调制装置。

在一些系统中，在一个或多个基站或者阅读设备与一个或多个所谓应答器(Transponder)、电子数据载体之间无线或无接触地传输数据，这些系统被用作无接触识别系统或所谓的RFID系统。在应答器上也可集成传感器，例如用于温度测量的传感器。这种应答器也被称为遥感器。应答器或其发送及接收装置通常不具有用于向基站传送数据的有源发送器。这种非有源系统，当它们不具有本身的能量供给时被称为无源系统；当它们具有本身的能量供给，则被称为半无源系统，在这种系统中，对于在明显大于1米的距离上与UHF(超高频)或微波相联系的数据传输通常使用所谓的背向散射或反向散射耦合。为此将从基站发射电磁波，这些电磁波由应答器的发送及接收装置根据待向基站传输的数据用一种调制方法调制及反射。这通常通过发送及接收装置的输入阻抗的改变来产生，它引起与它连接的天线的反射特性的变化。对此已公开了不同的方法。
在例如被描述在EP 1 211 635 A2中的第一方法类型中，通过一个基本上为欧姆电阻的负载的开与关来改变输入阻抗的实数部分，由此主要引起反射波的幅值改变或调幅。该调制方法被称为振幅键控(ASK)。该欧姆电阻负载作为附加耗电器加载应答器的供给电压，由此使应答器与基站之间的最大可传输距离-尤其在无自己能源的无源应答器上-显著地减小。
在第二方法类型中，通过发送和接收装置的输入部分中一个电容器电容量的改变来影响输入阻抗的虚数部分，由此主要引起反射波的相位改变或相位调制。该调制方法被称为移相键控(PSK)。这种方法例如被描述在本申请人的在先德国专利申请10158442.3中。与ASK相比，该调制方法实际上不影响工作电压，由此可实现应答器的高效率及使应答器与基站之间的最大传输距离增大。然而，当应答器与基站之间的距离变小时，由应答器反射的功率下降。当距离非常小时可出现这样的情况：基站不再能检测到由应答器反射的相位调制信号。

本发明所基于的技术问题是，提供一种方法，一种所属的发送和接收装置以及调制装置，它们可实现譬如在基站与无源或半无源应答器之间从相对小的距离直到相对大的距离的宽广距离范围中的可靠数据传输。
该任务通过以下技术方案解决，即，本发明提出了一种用于在基站与一个发送和接收装置、尤其是一个应答器的发送和接收装置之间无线传输数据的方法，其中基站发射电磁波及由该发送和接收装置接收这些电磁波，及根据待向基站传送的数据用第一调制方法调制及反射这些电磁波，其中：根据在该发送和接收装置上接收的电磁波的场强，对第一调制方法附加地或替代它地用第二调制方法对所述电磁波进行调制及反射。
本发明还提出了一种发送和接收装置，尤其是用于应答器，具有第一调制装置，它根据待向基站传输的数据调制由基站发射的电磁波，其中：设有一个第二调制装置，该第二调制装置根据在所述发送和接收装置上接收的场强可对第一调制装置附加地或替代地启动。
本发明还提出了一种用于发送和接收装置的振幅键控的调制装置，它根据待向基站传输的数据调制由基站发射的电磁波，及具有一个整流器，它包括一个多级倍压电路，其中：该多级倍压电路的一个级的一个节点、尤其是一个输出节点与一个开关装置相连接，该开关装置根据一个控制信号使所述节点与一个参考电位相连接。
在根据本发明的方法中，根据在发送和接收装置上接收的电磁波的场强，对第一调制方法附加地或替代它地使用第二调制方法。这可实现发送和接收装置在一个宽广的距离范围上可靠的工作，因为两种调制方法可如此地组合，以致对任何距离可调节足够的调制功率。
在上述方法的一个进一步构型中，当超过一个可调节的阈值场强时使用或启动第二调制方法。这种启动提高了基站与发送和接收装置之间可达到的距离，因为在大距离及由此场强小时仅是一种调制方法有效，该调制方法可设计成专门用于该距离范围，并当阈值场强被超过时同时可改善大场强情况下近区域中的工作可靠性，因为这里可提供足够的辐射功率，以使另一调制方法工作。
在所述方法的一个进一步构型中，借助一个参考电压和/或参考电流来检测阈值场强的超过。在此，附加调制方法的启动可简单地、例如借助一个比较器实现。
在本发明的一个进一步构型中，第一调制方法是移相键控和/或第二调制方法是振幅键控。借助移相键控可实现基站与发送和接收装置之间的大距离及它在电路技术上可简单地移置。振幅调制尤其在近区域中体现为一种可靠的传输方法。
在所述方法的一个进一步构型中，根据接收的场强调节第二调制方法的调制度。这可实现调制功率的最佳调节及由此避免不必要的电流损耗。
在所述方法一个进一步构型中，为了振幅键控改变一个调节器的给定值。该调节器可以是任意的调节器类型，尤其是电压或电流调节器。
在所述方法的一个进一步构型中，为了振幅键控改变一个限幅电路(Begrenzerschaltung)的工作点和/或对倍压电路进行干预。这两种措施可简单地实施及在电路技术上也可简单地实现。当对倍压电路进行干预时可实现高效率，因为通常设置在整流器后面的平波电容器或负载电容器不通过调制装置加载。
所述发送和接收装置适于实施根据本发明的方法。为此它除第一调制装置外还设有第二调制装置，根据接收的场强可对第一调制装置附加地或替代地启动该第二调制装置。
在所述发送和接收装置的一个进一步构型中，第二调制装置被连接在一个整流器的输出侧。由此可避免：第二调制装置的元件在高频范围中的寄生特性对输入侧、即对天线输入端产生影响。
在所述发送和接收装置的一个进一步构型中，第二调制装置包括一个调节器、尤其是一个电压调节器及包括一个参考装置、尤其是带有不同齐纳电压的齐纳二极管，其中参考装置用于调节器的给定值调节。此外，借助调节器可调节振幅键控的作用。
在所述发送和接收装置的一个进一步构型中，第二调制装置包括：具有多个二极管的限幅电路，这些二极管以导通方向串联在供电电压与参考电位之间，及一个可控的开关装置，它被连接在两个二极管的连接点与参考电位之间，及具有一个控制输入端，该输入端由一个调制控制信号加载。这种开关装置可简单及成本合适地制造及可简单地与第一调制装置组合。当超过一个限压电路的限压值时才进行振幅键控及借助开关装置与调制控制信号同步地通过限幅电路的工作点的改变起作用。
在所述发送和接收装置的一个进一步构型中，第二调制装置包括：二极管的一个串联电路，这些二极管以导通方向串联在供电电压与参考电位之间，一个可控开关装置，它被连接在供电电压与参考电位之间，及一个逻辑门。该适当连接的逻辑门用于根据场强来触发开关装置。由此可保证：在可调节场强以下，即在小辐射功率时不进行振幅键控。
在所述发送和接收装置的一个进一步构型中，开关装置被连接在一个倍压电路的一个级的节点与参考电位之间。这里也是从一个可调节的阈值场强开始通过对倍压电路的干预来实现振幅键控。
在所述发送和接收装置的一个进一步构型中，应答器是无源的或半无源的。根据本发明的至少两个可分开启动的调制装置的组合对于无源应答器尤其有利，因为在基站附近区域中辐射功率足够的情况下保证了高的调制功率，及在远程区域中辐射功率小的情况下仅可使用节能的调制方案。
在所述用于振幅键控的调制装置中，多级倍压电路一个级的一个节点与一个开关装置相连接，该开关装置根据一个控制信号使该节点与一个参考电位相连接。这可实现高效的振幅键控，其中调制装置的元件在高频范围中的寄生特性对输入侧不产生影响。同时，一个可能有的、用于滤平倍压电路输出电压所使用的电容器仅很少地受到与调制相关的开关过程的负载。
附图说明
在附图中示出本发明的有利实施形式及将在下面描述。附图表示：图1：根据本发明的第一个发送和接收装置的概要电路图，其中借助一个电压调节器实现振幅键控，图2：根据本发明的第二个发送和接收装置的概要电路图，其中借助一个其工作点可调节的限幅电路实现振幅键控，图3：根据本发明的第三个发送和接收装置的概要电路图，其中使用产生用于释放振幅键控的参考电压的二极管支路，图4：根据本发明的第四个发送和接收装置的概要电路图，其中为了振幅键控在一个整流器内结合了一个多级的倍压电路，及图5：根据图4的、具有调制干预的倍压电路的概要电路图。

图1表示用于与一个未示出的基站双向通信的一个无源或半无源应答器的发送和接收装置，基站可以是一个任意的、与应答器通信的单元。第一调制装置M1用于执行移相键控形式的第一调制方法。它包括：一个第一电容器C1，一个可电压控制的、MOS可变电抗器形式的第二电容器C2，一个第三电容器C3及一个用于控制电容器C2的控制单元SE。一个用于执行第二调制方法的、振幅键控形式的第二调制装置M2包括一个电压调节器SR，该电压调节器具有两个带有不同齐纳电压的齐纳二极管D1及D2形式的参考元件。此外设有一个整流器GL，它的内部可由多级构成。一个容性负载CL及一个欧姆电阻负载RL代表该应答器的后继电路部分的相应负载元件，该后继电路部分不是本发明所感兴趣的及未详细示出，其中容性负载CL用于对整流器GL的输出电压平波。一个未示出的天线与输入插口EB及参考电位GND相连接。一个调制控制信号MCS用于对控制单元SE及电压调节器SR进行控制。
基站发射电磁波、例如UHF范围中的电磁波，这些电磁波将被天线接收。电磁波功率的一部分用于应答器的供电及另一部分被根据待向基站传输的数据调制及反射。在输入插口EB与参考电位GND之间的输入部分上施加的交变电压信号借助整流器GL整流及输送到电压调节器SR。在电压调节器SR的输出端上连接着容性及欧姆电阻负载CL及RL。
第一调制装置M1的电容器C1，C2及C3串联地连接在输入插口EB与参考电位GND之间。电压可控的电容器C2的两个端子各与控制单元SE的一个输出端相连接。控制单元SE被加载控制信号MCS及将一个与控制信号MSC相关的控制电压输出到电容器C2上。电容器C2的电容量将根据控制电压被调节。因此，控制信号MCS的变化将引起输入插口EB与参考电位GND之间的发送和接收装置输入阻抗的改变，其中基本上仅是输入阻抗的虚数部分被影响。该阻抗变化导致了天线反射特性的变化及由此导致由天线反射的电磁波的相位变化或相位调制。控制信号MCS的变化曲线代表一个待传输的数据序列或位串。电容器C1和C3起到使加在电容器C2上的控制电压相对天线的反射特性的DC去耦合的作用，因为控制信号MCS的频率小于电磁波的频率。
第一调制装置M1是有效的并与接收的电磁波场强无关，条件是对于应答器的工作总能提供足够功率。第二调制装置M2从超过由齐纳二极管D1或D2的齐纳电压确定的阈值场强开始才投入调制。有利地，这样地确定齐纳电压的值：在基站附近区域中高场强的情况下，移相键控的调制功率的下降将通过用于振幅键控的第二调制装置的调制功率至少被补偿。由此引起的、在附近区域中欧姆电阻负载的损耗功率的上升是不重要的，因为对于应答器的供电提供了足够的辐射功率。
调制控制信号MCS用于在电压调节器SR中在作为分别被激活用于电压给定值预给定的元件的齐纳二极管D1与D2之间转换，即在齐纳二极管D1及D2上降落的电压被电压调节器SR用作给定值的预给定。当整流器GL上的输出电压大于齐纳二极管D1及D2上的两个齐纳电压时，它们分别在激活时导通，因此所述给定值及由此电压调节器SR的输出电压在相应的齐纳电压之间变换。由于该输出电压变化及所连接的负载RL及CL，基本上输入阻抗的实数部分改变，由此引起反射波的振幅键控。两种调制方法是有效的及彼此重叠。
当低于一个阈值场强和低于由此产生的整流器GL后面的阈值电压时，相反地两个齐纳二极管D1及D2中任何一个不导通。在它们上存在的电压在激活时对于这两个齐纳二极管D1及D2来说约等于整流器GL输出端上存在的电压。因此给定值及由此电压调节器SR的输出电压与调制控制信号MCS无关地约等于整流器GL的输出电压。将不发生振幅键控。
在整流器GL的输出电压位于大于具有小齐纳电压的二极管的齐纳电压但小于具有大齐纳电压的二极管的齐纳电压的中间电压区域中，所述给定值及由此电压调节器SR的输出电压将在小齐纳电压与整流器GL的输出电压之间变换。这将引起具有降低的调制度的振幅键控。
图2表示第二个发送和接收装置，其中借助限幅电路进行振幅键控，该限幅电路的工作点被调节。这里所示的装置与图1中所示装置的区别仅在于用于振幅键控的第二调制装置M2的实施形式，这里第二调制装置被称为M2A。该第二调制装置M2A包括二极管D3至D6，它们作为串联电路在导通方向上连接在供电电压、即整流器GL的输出端与接地参考电位GND之间，及包括一个MOS晶体管T1，该晶体管用其漏极-源极通道的一个端子和二极管D5与二极管D6之间的连接点N1相连接，及用其漏极-源极通道的另一个端子连接到GND上。晶体管T1的控制输入端由调制控制信号MCS加载。
这里第二调制装置M2A也是从超过整流器GL的输出端上的阈值电压开始才投入调制。当输出电压低于二极管D3至D6导通电压的总和，二极管支路不导通，因此对晶体管T1加载调制控制信号MCS将不产生作用。当输出电压大于所述导通电压的总和时，在晶体管T1导通的情况下将使二极管D6旁路，这将引起输出电压约减小二极管D6的导通电压值。一个交变的调制控制信号MCS则起到在整流器GL输出侧上电压交替地改变，改变量为二极管D6的导通电压值。如根据图1所述的，这将导致输入阻抗实数部分的变化，由此引起反射信号振幅键控。在该工作范围中两种调制方法是有效的及彼此重叠。
图3表示第三个发送和接收装置，其中使用了用于产生一个参考电压的二极管支路，该参考电压用于允许振幅键控。这里所示的装置与以上所述装置的区别仅在于用于振幅键控的第二调制装置M2的实施形式，这里第二调制装置被称为M2B。该第二调制装置M2B包括：二极管D7至D10，它们如图2地连接；还包括一个MOS晶体管T2，该晶体管用其漏极-源极通道的一个端子和供电电压相连接，及用其漏极-源极通道的另一个端子连接到GND上；及包括一个与门G1。该与门G1的第一输入端由调制控制信号MCS加载及其第二输入端和二极管D8与二极管D9之间的连接点N2相连接。晶体管T2的控制输入端和该与门G1的输出端相连接。
在节点N2上出现的参考电压用作振幅键控的允许信号。当整流器GL的输出电压不足以使二极管支路导通时，在与该节点N2相连接的与门G1的输入端上出现逻辑“0”。因此，与门G1的输出端为处于“0”上，即晶体管T2被阻断。第二调制装置M2B保持无效，尽管它受到调制控制信号MCS的控制。仅从整流器GL的输出端上有足够大的电压电平时起-它仅在相应高的场强时得到-才发生允许、即调制启动。
当对于启动具有足够的电压电平时，与门G1的输出信号相应于调制控制信号MCS，由此晶体管T2与调制控制信号MCS同步地引起整流器GL的输出端上的负载调制。该负载调制造成振幅键控。
图4表示图3中所示电路装置的变型，其中振幅键控由一个特征化设计的、根据本发明的调制电路起作用，在该调制电路中整流器GL包括一个多级的倍压电路，其中将通过一个开关装置来干预。这里该用于振幅键控的调制装置被称为M2C。与图3的区别在于，作为该开关装置工作的晶体管T2用其漏极-源极通道连接在整流器GL内倍压电路的一个级与地之间。
图5表示具有调制干预的倍压电路的电路图。该倍压电路示范地由三级S1至S3组成，它们串联地设置在倍压电路的输入端与输出端之间，其中例如可根据所需的输出电压连接任意数目的这种级。输入电压UE被连接在一个输入极A1与一个参考电位、通常为地或GND之间。输出电压UA可从输出极A2取出。前一级的输出端总是与后一级的输入端相连接。
第一级S1包括两个电容器C21及C22和两个二极管D21及D22。电容器C21的一个端子与输入极A1相连接，另一端子与二极管D21的阴极并且与二极管D22的阳极相连接。二极管D21的阳极及电容器C22的一个端子与所述参考电位相连接。电容器C22的另一端子与二极管D22的阴极相互连接并与所述参考电位一起构成第一级S1的输出端。
第二级S2包括两个电容器C23及C24和两个二极管D23及D24。二极管D23的阳极与第一级S1的输出极相连接。二极管D23及D24以导通方向串联在第二级S2的输入极与输出极之间。电容器C24连接在所述输出极与所述参考电位之间。第一级S1与第二级S2还附加地通过电容器C23耦合，该电容器的一个端子与输入极A1相连接及其另一端子与二极管D23的阴极及与二极管D24的阳极相连接。
第三级S3包括两个电容器C25及C26和两个二极管D25及D26。它以与第二级S2相同的方式构成。
为了振幅键控，第二级S2的输出端与一个开关装置SM、例如图4中的晶体管T2相连接。该开关装置SM与一个控制信号、如图4中调制控制信号MCS同步地将所述输出端与一个参考电位、如地连接，这起到改变反射波的幅值的作用。
在多级整流器的一个级中的这种调制干预与一个连接在整流器后面的负载相比具有其优点，即容性负载CL通过开关控制过程不被附加地负载。
也可使用德隆/格莱纳赫(Delon/Greinacher)电路中的级和/或维拉特(Villard)电路中的级来代替所示的级S1至S3，其中一个级的输出端将与开关装置SM相连接。
如从以上对一些示范实施例的描述中可明显看到的，本发明提供一种方法及所属的电路装置，它可实现在基站与无源应答器之间从相对小的距离直到相对大的距离的宽广距离范围中的可靠数据传输。该电路装置可简单地集成在应答器的设计方案中。