具有高功率附加效率的射频功率放大器

具有高功率附加效率的射频功率放大器

发明背景1.发明领域本发明涉及射频(RF)功率放大器。

2.现有技术对于无线电通信装置如蜂窝电话、寻呼机、无线调制解调器等，电池寿命是一个重要的问题。射频传输尤其会消耗相当大的功率。造成如此大功耗的一个原因是功率放大器工作效率低。典型的无线通信用RF功率放大器的工作效率仅约为10％。显然，能够显著提高放大器效率的低成本技术可以满足这一迫切的需求。

功率放大器通常包含多级，例如一个输出末级以及一个或多个前置放大级或激励级。在输出末级的效率最大化方面，人们已经做了大量工作。如以引用方式并入本文的美国专利3,919,656所述，随着E类功率放大器的出现，输出末级的效率得到了显著的提高。在E类放大器中，开关的电流及电压波形被定相为在切换时上述两个参量中的一个位于或接近零，从而使功耗最小化。

E类放大器确定了以开关方式操作的功率放大器末级的操作及设计方法。因此，不言而谕，在RF功率放大器技术中，若要提高直流电源功率至输出功率的转换效率，放大器必须以非线性方式操作——而放大元件(例如晶体管)可能的最非线性操作方式为开关方式。的确，报道的开关方式RF功率放大器(例如E类)的输出效率(例如80％)显著高于AB类等适度非线性放大器(例如45％)。

要使RF功率放大器以开关方式操作，必须以重复方式激励输出晶体管在截止、全导通和再次截止之间快速切换。实现这种快速切换所需方法取决于选作开关的晶体管类型：对于场效应晶体管(FET)，控制参数为栅极源电压，而对于双极晶体管(BJT，HBT)，控制参数为基极-发射极电流。

为改善基本E类放大器的不同特性，曾尝试了多种设计。其中一种设计在1999年9月IEEE微波原理与技术会刊第9期第47卷中Chio等人合著的“场效应晶体管E类放大器物理分析模型-PAE最大化设计”(A Physically Based Analytic Model of PET Class-E PowerAmplifiers--Designing for Maximum PAE)一文中进行了说明，该文以引用方式并入本文参考。该文献模造了各种非理想FET开关模型，根据该模型可以得出较佳E类放大器设计的结论。根据所选方案，最大功率附加效率(PAE)(约55％)出现在0.5W或更低的功率级。在更高功率级，PAE急剧降低，例如在2W功率级，PAE不到30％。

功率放大器的PAE取决于实现末级输出功率所需最后26dB增益的直流电源功率值(在该增益等级上，通过激励信号输入至放大器的功率因不易测量而忽略)。就目前所知，尚没有能够在射频上产生1W或更高的输出功率同时又能够提供最小为26dB的功率增益的放大装置。因此，在末级之前必须设置一个或多个放大器，并且确定总PAE时须将上述功率放大器所耗DC功率包含在内。

传统设计方法要求放大器的设计者对激励电路输出阻抗和末级开关晶体管输入阻抗进行阻抗匹配。因此，激励级的实际输出功率要求取决于开关元件有效输入阻抗(通常较低)的工作电压(或电流)要求。由于阻抗的概念需要线性操作，而开关是极端非线性的，因此具体的开关晶体管输入阻抗是无法定义的。

图1给出了一个采用上述方法的RF放大器电路的实例。其中级间“L段”由电感器L1、分路电容器C及电感器L2组成，用于使激励级与假定的50ohm负载(即末级)相匹配。

上述传统方法将激励级与末级之间的非线性中间级作为线性网络对待。另外，传统方法使激励级与末级之间的功率传递最大化(阻抗匹配的期望结果)。因此，为产生FET(用作开关晶体管)所需的激励电压，激励器还须产生同相电流以提供阻抗匹配功率。

图2给出了另一个传统RF功率放大器电路的实例。该电路采用“谐振级间匹配”，其中激励级与末级通过一个耦合电容Ccpl耦联。

如上所述，传统的设计方法在高输出功率(例如2W，蜂窝电话的操作通常在该功率等级上进行)不能获得高PAE。因此，需要一种能在较高输出功率显示出高PAE的RF功率放大器。

较佳实施例的详细说明请参阅图3，该图为一个示范性实施例的RF功率放大器电路示意图。其中一个包含耦合电容器C1、电容器C2及电感器L1的输入匹配电路被用于设定电路的输入阻抗。虽然在其它实施例中激励级M1及末级M2可能采用双极晶体管，但该图中显示为FET。FET M1的漏极通过一个包含RF扼流圈L3及电容C5的漏极偏压网络耦联至电源电压Vd1。同样，FET M2的漏极通过一个包含RF扼流圈L7及电容C10的漏极偏压网络耦联至电源电压Vd2。

级M1及M2分别配有相应的栅极偏压网络。就级M1来说，栅极偏压网络包含通过一个公用节点连接至电压Vg1的电感器L1、电容C3和电容C4。就级M2来说，栅极偏压网络包含通过一个公用节点连接至电压Vg2的电感器L6、电容C8及电容C9。

激励级与末级通过级间网络耦联，此处所示级间网络为一包含电感器L4和电容C6的串联LC组合，其参数的选择使得其可与末级M2的输入阻抗产生谐振。末级M2耦联至一传统负载网络，其在本实例中为一包含电容C11、电感器L8及电容C12的CLC Pi网络，其参数应根据末级M2的特性确定。

在一个示范性实施例中，元件的参数(电容单位为皮法，电感单位为那亨)如下：表1

在图3的实例中，激励级即级M1以开关方式操作。参见图4，其中波形图显示了节点A处级M2的输入电压、节点B处级M1的漏极电压、节点C处级M2的漏极电压、节点D处级M1的漏极电流及节点E处级M2的漏极电流。请注意，末级即级M2的栅极电压(波形A)的峰值明显大于传统设计。

在该方案中，开关的输入激励应足够高，以降低激励级的工作电压。激励级工作电压的降低进一步降低了激励器的DC电源功率，从而提高了PAE。

采用上述电路，2W输出功率时测得的PAE为72％。

应了解，所属领域的技术人员可以在不违背其精神及本质特征的前提下以其它具体形式实施本发明。此处所揭示的实施例应视为说明性而非限制性实施例。本发明的范围为随附权利要求所述范围，而不是上述说明，并且其等效意义和范围内的所有改进均包含在本发明范围之内。