使功率放大器中的调幅线性化的电路和方法

                   发明领域

本发明涉及RF放大器，并且特别涉及一种使功率放大器中的调幅 线性化的电路和方法。

                   发明背景

诸如在蜂窝电话中使用的射频(RF)发射机产生有要通过空气发送 的RF信号。经过诸如调频、调相、调幅或其组合的某种调制的信号中 载有信息。

最好能产生一种调相且调幅的调制信号。由于开发小巧轻便设备， 特别是蜂窝电话的需要，对于这些放大电路来说使用尽可能小的元件是 很重要的。满足此愿望的一种方法就是直接调制振荡器锁相环(PLL) 以便把调相成分直接置于信号上，并随后利用振幅成分对与压控振荡器 /锁相环(VCO/PLL)组合相连接的功率放大级进行调幅。相对于信号的 信息带宽来说，VCO/PLL电路具有的带宽不需要任何上变频就足以直接 对输出信号进行相位调制。但是，它仍然把一个振幅信号置于这个调相 信号上。这正是功率放大级所希望的，因为它将允许该放大级以高效非 线性模式运行。振幅信息可通过调制功率放大器的电源电压来赋予，这 非常类似于以前利用调幅的发射机的操作。但困难在于，功率放大器的 电源电压与信号振幅输出之间的传递函数可能是非线性的。

以前，上述问题通过其它各种不同的调制方法得到了解决。一种方 法是直接利用RF信号的正交或I/Q调制。这需要线性功率放大器。另 外，线性RF功率放大器使用振幅反馈回路来使RF输出跟踪RF输入信 号的振幅。但是，线性功率放大器并不象非线性功率放大器那么有效。 而且，具有振幅反馈回路的线性或非线性功率放大器在回路滤波方面都 具有固有的限制，其中该回路滤波可通过改变电源电压来抑制噪声量。

本发明的目的在于使用一种新颖简单的方法来克服上述的一个或 多个问题。

                    发明概述

根据本发明提供了一种用于使调幅RF放大器的输出线性化的电路 和方法。

概括地说，本发明公开了一种RF放大器，它包括一个振荡器，用 于产生要发送的RF输入信号。功率放大电路接收RF输入信号，并放大 该RF输入信号以产生RF输出信号。放大器控制电路同振荡器和功率放 大电路协同进行工作。该放大器控制电路包括用于产生表示RF输出信 号的希望振幅的控制信号的装置。存储装置存储使RF输出信号的实际 振幅与所述控制信号相关联的校正信息。控制装置使用通过响应希望振 幅的校正信息而修正的控制信号来改变功率放大电路的电源电压。

本发明的一个特征在于振荡器产生调相的RF输入信号。

本发明的另一个特征在于放大器控制电路包括一个处理器电路。

本发明的又一个特征在于存储装置存储功率放大电路的RF输出信 号相对于控制信号的传递曲线。

本发明的又一个特征是提供与放大器控制电路相耦合的装置，以用 于监控RF输出信号的振幅。放大器控制电路使用监控的RF输出信号的 振幅和希望的振幅来周期性地更新校正信息。

本发明的又一个特征在于控制装置包括一个开关稳压器，用于产生 功率放大电路的电源电压。另外，该控制装置也可包括一种脉冲密度发 生器功能，如Δ-Σ调制器和D类放大级和低通滤波器，以用于产生功 率放大电路的电源电压。

本发明的又一个特征在于该控制装置包括一个用于控制振荡器的 程控处理器。该振荡器包括一个高速锁相环(PLL)。PLL包括一个压 控振荡器(VCO)和一个分频器，且一个用于VCO的控制器控制着分频 器整数。根据本发明的另一个方案，另一个存储装置存储使AM至PM变 换与所述控制信号相关联的校正表，且处理器把预失真的相位控制信号 发送到PLL。

根据本发明的又一个方案，该处理器控制VCO。

根据本发明的再一个方案，该振荡器包括调相的压控振荡器。

在本发明的又一个方案中，提供了一种使放大电路的功率放大器中 的调幅线性化的方法，包括的步骤是：产生要发送的RF输入信号；功 率放大器接收RF输入信号，并放大该RF输入信号以产生RF输出信号； 存储使RF输出信号的希望振幅与功率放大器的电源电压相关联的校正 信息；并根据RF输入信号的变化来改变功率放大器的电源电压，以便 使功率放大器中的调幅线性化。

通过说明书和附图可以容易地理解本发明的其它特征和优点。

                 附图简述

图1是表示根据本发明第一实施例的放大电路的框图；

图2是表示根据本发明第二实施例的放大电路的框图；

图3是表示根据本发明第三实施例的放大电路的框图；

图4是表示根据本发明第四实施例的放大电路的框图；并且

图5是表示根据本发明第五实施例的放大电路的框图。

                发明详述

首先参考图1，图中示出了使用基于本发明的RF放大电路12的发 射机10。发射机10可以是一种通过空气发射RF信号的设备，其在诸 如移动蜂窝电话等中使用。概括来说，可在用以产生调幅且调相的调制 信号的任意设备中使用发射机10。本发明着重于一种电路和方法，用于 认识功率放大器的RF信号的振幅输出相对于电源电压的传递曲线，以 便使调幅线性化，这将在下面进行更详细描述。

在本发明所示的实施例中，发射机10使用数字信号处理器(DSP) 和相关电路来产生要发射的输出信号。显然，该电路的功能可在ASIC、 程控DSP或程控微处理器或其它类似设备中实现。

发射机10包括波形发生器14。波形发生器14产生适合于要发射 的数字数据的、且包含调幅和调相的总调制以及调制特性。RF放大电路 12接收该波形并将其传送到调相路径16和调幅路径18。调相路径16 包括幅角函数20以产生调相信号φ(t)。调幅路径18包括幅度函数 22以产生表示RF输出信号的希望振幅的调幅控制信号A(t)。可使用 各种不同的实施方案和方法来产生这些信号。两种信号必须在时间上同 步，以便使经过放大电路12的净效应在块24表示的功率放大器输出端 产生希望的复合信号。

在调相路径16中，所述的调相信号被施加给转换块26。转换块26 把调相信号转换为调相振荡器28所需的适当格式和电平。振荡器28可 以是任意形式的调相源。一个例子是锁相环(PLL)中的压控振荡器 (VCO)，因而，或者参考信号使用复矢量(I/Q)调制器调相，或者调 相在该锁相环中施加，这将在下面讨论。该相位调制现在是频率f0时 的RF信号的一部分，并且由RF驱动级30放大。RF驱动级30把充足 的信号电平提供给功率放大器32以使其被过激励，并且表示输出24的 功率放大器32输出仅响应其电源电压的电平。

在调幅路径18中，来自幅度函数22的控制信号提供给校正表34。 校正表34存储在与DSP相关的放大电路的适当存储器中。该存储器存 储功率放大器的RF信号的振幅输出相对于该控制信号的逆传递曲线。 特别是，校正表34把希望振幅的值修改成当应用于系统时将产生RF信 号输出的校正振幅的振幅。修正的控制信号被施加到调制器36，调制器 36产生一个其平均值模拟了输入波形的1比特数字信号序列。可以使用 任意的脉冲密度调制器。但是，Δ-Σ调制器具有的优点在于其噪声与 频率的比值在低频时低，且在高频时高。根据调制器36的信号输入的 二进制状态，D类放大级38在其输出为满电池电压或零时要提升调制信 号的电流容量。放大的信号经过低通滤波器40，其中平滑的电压被连接 到功率放大器32的漏极或集电极。因此，当功率放大器32作用于来自 调相源的RF信号时，最终的输出信号是波形发生器14产生的原始波 形，但目前是在频率为f0的RF载波信号上。

为了保持信号从波形发生器14到输出24的如实再现，在调幅处理 过程中必须连续校正非线性。功率放大器32输出端的功率电平使用功 率检测电路42来测量。该功率信号在模-数转换器44中取样。转换块 46通过取平方根并利用一个常数将其定标为适当的电平而把功率电平 转换为振幅，使得其可与块48的希望振幅相比较。具体来说，块48比 较来自块22的希望振幅和来自块46的测量振幅，并且针对希望振幅的 特定电平计算出一个新的校正值。如果该新值大大不同于为控制信号 A(t)的特定值而事先存储的值，则该新值被插入在块34的校正表中。

块34的校正表是在温度、功率放大器负荷、电池电压等变化条件 当中进行维护的。在取样速率非常低时，块34的校正表易于维护。

作为任选的情况，通过使用相同的硬件和略有不同的数字处理，还 能够以相当高的频率运行那些结合有实时数字反馈回路的硬件取样处 理。参考图2示出了基于本发明第二实施例的发射机110。发射机110 包括放大电路112。发射机110的许多元件直接对应于图1所示发射机 10的相关元件。为了简便起见，这些元件使用相似的参考数字。如果元 件大体类似，则使用大于100的参考数字来标记它们。

在第二实施例中，调幅路径118的不同之处在于，比较块48由数 字比较器148代替，并且校正表34由数字反馈滤波器134代替。幅度 函数22的希望振幅信号和来自转换块46的测量振幅信号被输入适合于 数字反馈回路的数字比较器148中。数字比较器148的输出提供给数字 反馈滤波器134。数字反馈滤波器134的截止频率大到足以通过希望调 幅信号的频率成分。由于低通滤波器40希望有尽可能低的截止频率以 除去调制器36的噪声，所以数字反馈滤波器134具有比低通滤波器40 要高的截止频率。

参考图3示出了基于本发明第三实施例的发射机210。发射机210 包括放大电路212。发射机210的许多元件直接对应于图1所示发射机 10的相关元件。为了简便起见，这些元件使用相似的参考数字。如果元 件大体类似，则使用大于200的参考数字来标记它们。

放大电路212与放大电路12的不同之处在于使用了不同的调相路 径216。来自幅角函数块20的希望调相信号输入转换块226中，转换 块226把该调相信号转换为一组二进制的控制信号Zi(t)，用以控 制分频器250的分频因数。结果是，分频器250的分频因数以等于系统 时钟的频率进行变化，并产生设置VCO 252的特性频率并使其跟踪希望 的调相信号的平均分频比。系统基准振荡器254、相位检测器256和PLL 滤波器258与振荡器252及分频器250一起组成了现在正在调相的锁相 环源228。VCO 252的输出提供给RF驱动级30。

使用图3所示PLL配置的优点在于该锁相环的带宽明显增加，并且 包含了通过调相频率成分所需的带宽。

参考图4示出了基于本发明第四实施例的发射机310。发射机310 包括放大电路312。发射机310的许多元件直接对应于图1所示发射机 10的相关元件。为了简便起见，这些元件使用相似的参考数字。如果元 件大体类似，则使用大于300的参考数字来标记它们。

放大电路312与图1所示放大电路12的不同之处在于提供的调幅 范围大于仅通过改变供给功率放大器32的电源电压而可支持的调幅范 围。

来自幅度函数块22的希望振幅信号A(t)提供给阈值检测器360。 阈值检测器360确定控制信号的平均值是大于还是小于预选的值AT。 阈值检测器360控制开关362的操作。开关362确定用于控制功率放大 器32的电平A1和确定用于控制RF驱动级30的值H1。值H1被施加给 压控调节器364以供给RF驱动级30。值A1随后被用作调幅路径318 中希望的振幅控制信号。

阈值检测器360和开关362被程控地实现下面的逻辑。对于A(t) 平均值大于AT的希望振幅来说，开关362根据A(t)的平均值把信号 A(t)路由到A1，并把H1设置为DC电平，使得在要求发送的最大输 出功率情况下，来自驱动级30的信号仅够把功率放大器32驱动至饱 和。对于A(t)平均值小于AT的振幅来说，开关362使用适当的定标 因数把A(t)路由到H1。值A1根据A(t)的平均值被设置为DC电平， 使得功率放大器32被充分偏压为一个线性放大器以用于来自驱动级30 的调幅信号。

因此，当A(t)的平均值高于阈值时，则该调制处理进入到功率放 大器32，这正如参考图1所述的情况一样。同时，该阈值信息还用于确 定来自功率放大器32的最大输出电平，以及用于利用压控振荡器364 把电源设置到驱动级30，使得驱动器30的功率输出仅够对功率放大器 进行过激励，并且不能再大。结果是，驱动电平随着由A(t)峰值确定 的功率放大器32的最大功率输出的降低而降低。这是由于从发射机10 发射的平均功率电平独立于A(t)中的正常调制偏移而被降低而发生 的。由于较低的驱动电平，所以当平均功率输出减小时，输出功率放大 器32的调制范围增加。这是因为功率放大器的调制下限是由在低放大 器电源电压时的RF信号的附随馈通来设置的。由于这种情况下的较低 驱动电平，调制将工作在漏极或集电极电压的较低电平。只需要为此建 立一些离散的驱动电平。

当A(t)的平均值低于该阈值时，则调制信号现在路由至调节器 364，用以供给现在进行调制的驱动级30。对功率放大器32的控制现 在被设置在适当的DC电平，以便允许功率放大器32作为一个线性放大 器使用。与输出的平均电平相一致，该DC电平被设置为最小值以便降 低功率放大器32的功率耗散。由于A(t)的平均功率连续向下经过较 低的输出级，所以供给功率放大器的DC电平也下降，以便把所有平均 输出电平的功率耗散保持在最小值。

参考图5示出了基于本发明第五实施例的发射机410。发射机410 包括放大电路412。发射机410的许多元件直接对应于图1所示发射机 10的相关元件。为了简便起见，这些元件使用相似的参考数字。如果元 件大体类似，则使用大于400的参考数字来标记它们。

放大电路412包括由图3所示调相路径216改进而来的调相路径 416，以便使用两点法进行VCO/PLL调相来扩展频谱能力。振荡器428 包括转换块426和470，它们接收希望的调相信号。转换块470定标和 格式化调相信号以用于第二调制路径中。第一路径是上文参考图3所述 的路径。因第一路径引起的相位调制仅仅出现在具有输出到PLL环带宽 的频谱成分的RF信号上。第二路径提供相同的调相，它现在由转换块 470定标和格式化并进入D/A转换器470，然后输入VCO 452中。结果 是，调相信号现在直接置入VCO的调谐端口中。这样就允许调相的频谱 成分超过施加到RF信号的锁相环带宽。

重要的是，第二路径的电平和相位同第一路径的电平和相位是相匹 配的，使得复合路径的频率响应平坦。彼此匹配的电平和相位易于由块 14、20、426和470实现的功能来控制。用MHz/V表示的VCO调谐增 益可能会随频率调谐范围、温度和制造而变化。必须有一种方法来周期 性地测量这个参数。这可由程控放大电路412来完成，以便使经过块470 和472的通道变为零伏。相位检测器456常常是带有电荷泵的数字型检 测器。这样则使能相位检测器456也可具有鉴频器的功能以用于校准。 最好把相位检测器456改进为更易于提取频率测量信息，而在普通 VCO/PLL配置中，这通常不是其功能之一。相位检测器中的电荷泵随后 与环路滤波器458断开。利用相位检测器456来测量频率。来自D/A块 472的电压则步进为一个已知值。进入相位检测器456的频率随后被测 量。VCO调谐灵敏度则以MHz/V来计算。随后计算转换块470的适当的 定标因数。最后，在相位检测器456中再次打开电荷泵。

显然，图1的发射机10示出了具有单独调相和调幅的基本发射机 设计，它使用了根据本发明使调幅线性化的方法。图2-5示出了另外可 选的发射机设计，它们使用了在具有单独调相的发射机中使调幅线性化 的相同基本方法。

本专业技术人员可以理解，本发明可体现为方法或设备。因此，本 发明采取的形式可以是完全硬件的实施例、完全软件的实施例，或者是 结合了软硬件方案的实施例。本发明已经参考图1-5的框图进行了描 述。可以理解，很多块可由计算机程序指令来实施。这些表示步骤的程 序指令可提供给处理器以产生一个机器。

相应地，图示的块在执行规定功能的步骤组合中可支持执行规定功 能的装置组合。可以理解，图示的每个块和图示的块组合可由执行规定 功能或步骤的、基于硬件的专用系统来执行，或由专用硬件和计算机指 令的组合来执行。

因此，根据本发明提供了一种放大电路，其中功率放大器的电源电 压相对于RF输出传递函数的失真被校正。因而这样也在调制输入相对 于RF输出的传递函数中提供了校正。