无线装置可支持与多个无线通信系统的通信。这些系统可利用不同的调制方案，例如高斯最小频移键控(GMSK)、8相相移键控(8-PSK)、正交相移键控(QPSK)、正交振幅调制(QAM)等。这些系统也可具有不同的码片速率且/或在不同的频带上操作。
无线装置内的发射器可经设计以支持多个调制方案、多个码片速率和/或多个频带。为了将数据发射到给定系统，发射器可首先以数字方式处理数据以产生符号。发射器可随后将符号转换为模拟信号，对模拟信号进行滤波和放大，且以经放大模拟信号调制本机振荡器(LO)信号以产生经调制信号。发射器可进一步对经调制信号进行滤波和功率放大以产生射频(RF)输出信号，其可随后经由无线信道发射。
发射器可使用例如滤波器、放大器、混频器等各种电路块来在给定频带上针对给定调制方案产生RF输出信号。这些电路块可经设计以针对所述调制方案和频带实现良好性能。为了支持多个系统和/或多个频带，电路块可针对无线装置所支持的调制方案与频带的每一组合进行复制。此电路块复制可增加无线装置的成本和功率消耗。
因此，此项技术中需要可有效支持不同调制方案和/或频带的发射器。

本文描述支持多个调制模式和/或多个频带的发射器。在一种设计中，发射器可支持大信号极化调制、小信号极化调制、正交调制或其组合。这些不同的调制模式具有不同特性且可用于不同的调制方案、不同的系统等等。各种电路块可由不同的调制模式共享以便降低成本和功率。举例来说，单个调制器和单个功率放大器可用于小信号极化调制和正交调制两者。下文更详细描述所述发射器。
在另一设计中，发射器可选择性地应用预失真以改善性能、允许功率放大器用于多个频带、允许所述功率放大器在较高输出功率电平下操作等等。由于功率放大器的非线性引起的包络和相位失真可针对不同的输入电平和不同的频带而经特征化，且存储在所述发射器处。此后，包络和相位信号可基于功率放大器的所存储特征化而经预失真以补偿所述功率放大器的非线性。
下文进一步详细描述本发明的各种方面和特征。
附图说明
图1展示支持大信号极化调制的发射器。
图2展示支持小信号极化调制的发射器。
图3展示支持正交调制的发射器。
图4展示支持小信号极化调制和正交调制(各自具有或不具有预失真)的发射器。
图5展示支持大信号极化调制、小信号极化调制和正交调制(各自具有或不具有预失真)的发射器。
图6A展示功率放大器的增益函数。
图6B展示功率放大器的相位误差函数。
图6C展示校正函数的分段线性近似。
图7展示包络失真单元的框图。
图8展示锁相回路(PLL)的框图。

本文描述的发射器可用于各种无线通信系统，例如全球移动通信系统(GSM)系统、码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交FDMA(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统等。这些系统可实施各种无线电技术。术语“无线电技术”、“无线电接入技术”、“空中接口”和“通信协议”是同义的，且可互换使用。GSM系统可利用GMSK，其为以连续而非突然的方式用数据调制LO信号的相位的模拟调制方案。实施增强型GSM数据演进(GSM/EDGE)的GSM系统可利用8-PSK。CDMA系统可实施例如宽带CDMA(W-CDMA)或cdma2000等无线电技术，且可利用QPSK、QAM等。8-PSK、QPSK和QAM是将数据映射到用于信号群集中的点的特定复值的数字调制方案。OFDMA系统可利用正交频分多路复用(OFDM)，且SC-FDMA系统可利用单载波频分多路复用(SC-FDM)。
为了清楚起见，下文描述发射器的若干设计。表1列出三种发射器配置、用于每一发射器配置的调制模式或类型以及用于每一调制模式(或简称为模式)的功率放大器(PA)的类型。表1还列出根据一种设计的每一模式可支持的一些调制方案和一些系统/无线电技术。一般来说，发射器可支持任何数目的模式和任何模式组合。举例来说，发射器可支持仅模式1和2，或仅模式2和3，或表1中的所有三种模式。发射器还可支持表1中未列出的其它模式。此外，发射器可支持用于发射器所支持的每一模式的任何调制方案和任何系统/无线电技术。不同的系统/无线电技术可具有不同的带宽或码片速率。某些硬件限制可能限制每一模式可支持哪些系统。
表1
  模式索引   调制模式/类型  调制方案   系统/无线电技术   功率放大器   1   大信号极化调制  GMSK、8-PSK   GSM、GSM/EDGE   非线性PA   2   小信号极化调制  GMSK、8-PSK   GSM、GSM/EDGE   线性PA   3   正交调制  GMSK、8-PSK、QPSK、 QAM   GSM、GSM/EDGE、  W-CDMA   线性PA
如本文使用，线性PA是具有在一个或一个以上所关注振幅范围上与输入信号振幅成比例的输出信号振幅的PA。线性PA可尝试保留输入信号中的振幅信息。非线性PA是并非如上文定义的线性PA的任何PA。非线性PA可预期输入信号具有近似恒定的振幅。
一般来说，可基于正交调制、极化调制或某种其它类型的调制用数据调制一个或一个以上LO信号。对于正交调制，同相(I)和正交(Q)LO信号可用I和Q调制信号来调制，且经组合以获得经调制信号，如下：
S(t)＝MI(t)·cos(ωt)+MQ(t)·sin(ωt)，等式(1)
其中MI(t)是I调制信号且MQ(t)是Q调制信号，
cos(ωt)是I LO信号且sin(ωt)是Q LO信号，
S(t)是经调制信号，且
ω是LO信号的频率(以弧度/秒为单位)且t为时间。
I和Q LO信号为90°异相。经调制分量MI(t)·cos(ωt)和MQ(t)·sin(ωt)也是正交的，且当组合时导致经调制信号S(t)经振幅和相位调制。
对于极化调制，经调制信号S(t)可以明确展示振幅和相位调制的形式表达，如下：
S(t)＝E(t)·cos(ωt+φ(t))，         等式(2)
其中$E\left(t\right)=\sqrt{M_I^2\left(t\right)+M_Q^2\left(t\right)},$且等式(3)
$\phi \left(t\right)=\arctan \left(\frac{M_Q\left(t\right)}{M_I\left(t\right)}\right).$等式(4)
如等式(2)到(4)中所示，对于极化调制，I和Q调制信号MI(t)和MQ(t)可转换为包络信号E(t)和相位信号φ(t)。相位信号可用于例如通过调整用以产生LO信号的压控振荡器(VCO)的相位来调制LO信号cos(ωt)的相位。包络信号可用以调制LO信号的振幅。
对于小信号极化调制，可在PA之前以包络信号执行振幅调制以获得经调制信号。随后可使用线性PA来放大经调制信号且保留振幅调制。对于大信号极化调制，可通过以包络信号改变PA的增益来执行振幅调制。具有较高功率效率的非线性PA可用于大信号极化调制。对于小信号与大信号极化调制两者，可通过使包络信号和相位信号预失真来补偿由PA产生的失真，如下文所述。
图1展示支持大信号极化调制或表1中的模式1的发射器100的设计的框图。数字信号处理器(DSP)114处理(例如，编码和交错)待发射的数据且提供经编码数据。波形(WF)映射器116基于GMSK、8-PSK、QPSK、QAM或某种其它调制方案将经编码数据映射到复值符号。波形映射器116可进一步针对CDMA、OFDM、SC-FDM等执行其它处理(例如，扩展、扰码、多载波调制、单载波调制等)。波形映射器116在I数据信号Iin上提供每一复值符号的实部，且在Q数据信号Qin上提供每一复值符号的虚部。正交到极化转换器118接收I和Q数据信号，将这些数据流中的复值符号从笛卡儿坐标转换到极坐标，且提供包络信号Ein和相位信号φin。转换器118可对每一复值符号实施等式(3)和(4)以获得所述符号的量值和相位。
在包络路径中，预失真单元120内的乘法器122将包络信号与增益G1相乘，且提供经缩放包络信号。包络失真单元124使经缩放包络信号失真以补偿非线性PA 140的非线性，且提供经预失真的包络信号Epd。乘法器130将经预失真的包络信号与增益G2相乘，且提供经放大的包络信号。乘法器122和130可用于功率控制以获得所需输出功率电平。延迟单元132提供可编程量的延迟(如果需要)以将包络信号和相位信号时间对准。滤波器134可以低通、带通或高通滤波器响应对经延迟的包络信号进行滤波。直流(DC)偏移消除单元136去除经滤波包络信号中的DC偏移，且提供数字包络信号。数/模转换器(DAC)138将数字包络信号转换为模拟，且提供输出包络信号Eout。非线性PA 140的增益由输出包络信号改变以实现振幅调制。
在相位路径中，相位失真单元142接收来自单元124的经预失真的包络信号，且提供相位校正信号以补偿由于PA 140的非线性引起的相位误差。经预失真的包络(而非原始包络)可用于相位失真，因为相位失真对PA输出功率(其对应于经预失真的包络)比相位对PA输入功率(其对应于原始包络)可更容易地特征化。加法器144将来自转换器118的相位信号与相位校正信号求和，且提供经预失真的相位信号φpd。延迟单元150提供可编程量的延迟(如果需要)以将包络信号和相位信号时间对准。滤波器152可以低通、带通或高通滤波器响应对经延迟的相位信号进行滤波。锁相回路(PLL)154接收经滤波的相位信号，且提供用于VCO 156的控制信号。VCO 156产生具有由来自PLL 154的控制信号改变的相位的经相位调制LO信号。
激励放大器(Amp)168放大来自VCO 156的经相位调制的LO信号，且提供经相位调制的信号。PA 140基于输出包络信号放大经相位调制的信号，且提供经相位与振幅调制的RF输出信号，例如等式(2)中所示。PA 140可以具有良好功率效率的D类放大器或以某种其它类型的放大器实施。
控制器/处理器110控制DSP 114和发射器100内的其它电路块的操作。存储器112存储用于控制器/处理器110和/或其它电路块的数据和程序代码。存储器112可在控制器/处理器110的外部(如图2所示)或控制器/处理器的内部实施。
在图1所示的设计中，通过在PA 140处对相对较大的信号执行振幅调制来实现“大信号”极化调制。非线性PA 140的振幅调制可导致AM-AM失真和AM-PM失真，其中AM代表振幅调制且PM代表相位调制。AM-AM失真是由于PA 140的非线性增益函数引起的RF输出信号的振幅的失真。包络失真单元124可通过应用逆增益函数来补偿AM-AM失真，使得总增益函数是线性的。AM-PM失真是由于PA 140的非线性引起的RF输出信号的相位的失真。相位失真单元142可通过应用与由于AM-PM失真引起的相位误差相反的相位校正来补偿AM-PM失真。PA 140的AM-AM失真和AM-PM失真可经特征化。单元124可存储可补偿AM-AM失真的经预失真的包络值的表。单元142可存储可补偿AM-PM失真的相位校正值的表。下文更详细描述预失真。
图1展示支持大信号极化调制的发射器的具体设计。所述发射器也可以比图1所示的电路块少的、额外的和/或不同的电路块来实施。举例来说，可省略滤波器134和152。电路块也可与图1所示不同地布置。
用于大信号极化调制的发射器也可用其它设计以其它方式实施。在另一设计中，德耳塔-西格马(∑Δ)调制器可将包络信号转换为具有较少位但处于较高取样速率的中间信号。中间信号可与经相位调制信号组合(例如，相乘或者异或运算)，且所得信号可由PA 140放大以产生RF输出信号。
图2展示支持小信号极化调制或表1中的模式2的发射器102的设计的框图。发射器102利用线性PA 170且可选择性地应用预失真以补偿PA 170的任何非线性。为了清楚起见，在图2中未展示单元110到114。波形映射器116和正交到极化转换器118处理待发射的数据，如上文针对图1所述，且提供包络信号Ein和相位信号φin。
在包括路径中，包络信号由乘法器122与增益G1相乘且由包络失真单元124预失真以获得经预失真包络信号Epd，所述经预失真包络信号Epd被提供到多路复用器128的第一(‘p”)输入。延迟单元126延迟来自乘法器122的经缩放包络信号以匹配单元124的延迟，且将经延迟包络信号提供到多路复用器128的第二(‘n)输入。在本文的描述中，多路复用器的输入针对预失真以‘p’标记且针对没有预失真以‘n’标记。当适用时，多路复用器输入也可分别针对模式1、2和/或3以‘1’、‘2’和/或‘3’标记。多路复用器128在应用预失真时提供来自单元124的经预失真包络信号，且在未应用预失真时提供来自单元126的经延迟包络信号。乘法器130到DAC 138对来自乘法器128的输出信号进行操作，如上文针对图1所述，且提供输出包络信号Eout。
在相位路径中，相位失真单元142接收来自单元124的经预失真包络信号且提供相位校正信号。加法器144将来自转换器118的相位信号φin与相位校正信号求和，且将经预失真相位信号φpd提供到多路复用器148的第一(‘p’)输入。延迟单元146延迟来自转换器118的相位信号，且将经延迟相位信号提供到多路复用器148的第二(‘n’)输入。多路复用器148在应用预失真时提供来自单元142的经预失真相位信号，且在未应用预失真时提供来自单元146的经延迟相位信号。延迟单元150和滤波器152随后对来自多路复用器148的输出信号进行操作，如上文针对图1所述，且将经滤波相位信号提供到PLL 154。PLL 154接收经滤波相位信号且提供用于VCO 156的控制信号。VCO156产生I和Q LO信号ILO和QLO，其使得其相位由控制信号改变以实现相位调制。
调制器160以来自DAC 138的输出包络信号对来自VCO 160的经相位调制I和QLO信号执行振幅调制。在调制器160内，混频器162a以输出包络信号调制I LO信号，且混频器162b以输出包络信号调制Q LO信号。加法器164将混频器162a和162b的输出求和，且提供经振幅与相位调制的经调制信号。激励放大器168放大来自调制器160的经调制信号且提供经放大的经调制信号。PA 170进一步放大来自放大器168的信号且提供RF输出信号。PA 170可以具有相对良好线性的线性PA或以某种其它类型的放大器来实施。
在图2所示的设计中，通过以PA 170之前的调制器160对相对较小的信号执行振幅调制来实现“小信号”极化调制。由于输出包络信号被提供到混频器162a和162b两者，因此调制器160表现为乘法器。调制器160可因此用乘法器或可执行乘法的某种其它电路替换。RF输出信号上的失真量可相对较小，因为振幅调制是对相对较小的信号执行的且使用线性PA 170来产生RF输出信号。在此情况下，可省略包络和相位预失真。或者，可应用包络和/或相位预失真以改善性能。
图2展示支持小信号极化调制的发射器的具体设计。所述发射器也可以比图2所示的电路块少的、额外的和/或不同的电路块来实施。电路块也可与图2所示不同地布置。用于小信号极化调制的发射器也可用其它设计以其它方式实施。
图3展示支持正交调制或表1中的模式3的发射器104的设计的框图。发射器104可选择性地应用预失真以补偿PA 170的任何非线性。为了清楚起见，在图3中未展示单元110到114。波形映射器116处理待发射的数据，且提供I和Q数据信号Iin和Qin。正交到极化转换器118、乘法器122、包络失真单元124、相位失真单元142和加法器144对I和Q数据信号进行操作，如上文针对图1所述，且提供经预失真包络信号Epd和经预失真相位信号φpd。
延迟单元176接收I和Q数据信号，延迟这些信号以匹配单元118到144的延迟，且提供经延迟I和Q信号Id和Qd。多路复用器178a和178b在未应用预失真时在第一(‘n’)输入处接收经延迟I和Q信号且将这些信号提供到数字旋转器180的I和Q输入。多路复用器178a和178b还在应用预失真时在第二(‘p’)输入处接收经预失真包络信号和零信号且将这些信号提供到旋转器180的I和Q输入。旋转器180基于相位校正信号θ而旋转其I和Q输入处的信号，且提供I和Q经旋转信号Irot和Qrot。当未应用预失真时，旋转器180可旋转经延迟I和Q信号以校正来自VCO 156的LO信号中的频率误差和相位偏移。当应用预失真时，旋转器180可旋转经预失真包络信号Epd以校正由于PA 170引起的相位失真以及LO信号中的频率误差和相位偏移。
乘法器182a和182b分别将来自旋转器180的I和Q经旋转信号与增益G3相乘，且提供经缩放I和Q信号。单元184处理经缩放I和Q信号以补偿I/Q失配、DC偏移消除(DCOC)等。I/Q失配可起因于针对I和Q路径的不同增益、I和Q路径并非90°异相等。滤波器186a和186b分别对单元184的I和Q输出进行滤波，且提供经滤波I和Q信号。DAC 190a和190b分别将经滤波I和Q信号转换为模拟的，且提供I和Q调制信号。
调制器160以来自DAC 190a和190b的I和Q调制信号对来自VCO 156的I和Q LO信号执行正交调制。在调制器160内，混频器162a以I调制信号调制I LO信号，且混频器162b以Q调制信号调制Q LO信号。加法器164将混频器162a和162b的输出求和且提供经调制信号。激励放大器168放大经调制信号且提供经放大的经调制信号。PA170进一步放大来自放大器168的信号且提供RF输出信号。
发射(TX)频率估计器192估计LO信号中的频率误差，将粗略频率误差提供到PLL 154，且将精细频率误差提供到相位累加器(Acc)194。PLL 154产生用于VCO 156的控制信号以使得粗略频率误差被校正。累加器194累加精细频率误差且提供相位误差。多路复用器198在应用预失真时接收和提供经预失真相位信号φpd，且在未应用预失真时提供零信号。加法器196将来自累加器194的相位误差、多路复用器198的输出以及相位偏移求和，且将相位校正信号θ提供到旋转器180。
图3展示支持具有和不具有预失真的正交调制的发射器的具体设计。所述发射器也可以比图3所示的电路块少的、额外的和/或不同的电路块来实施。电路块也可与图3所示不同地布置。用于正交调制的发射器也可用其它设计以其它方式实施。举例来说，可省略预失真电路块，且可将I和Q数据信号直接提供到旋转器180。
如上所述，发射器可支持表1所示的模式和/或其它模式的任何组合。发射器可通过在可能的情况下共享电路块来支持多个模式，以便减少总体复杂性。
图4展示支持小信号极化调制和正交调制或表1中的模式2和3的发射器106的设计的框图。发射器106还针对每一模式支持预失真或无预失真。为了清楚起见，图4未展示单元110到114。波形映射器116处理数据，且提供I和Q数据信号Iin和Qin。正交到极化转换器118将I和Q数据信号从笛卡儿坐标转换到极坐标，且提供包络信号Ein和相位信号φin。
在包络路径中，包络信号由乘法器122与增益G1相乘，由包络失真单元124预失真，且提供到多路复用器128的第一(‘2p’)输入。来自乘法器122的经缩放包络信号还由单元126延迟且提供到多路复用器128的第二(‘2n’)输入。多路复用器128在应用预失真时提供来自单元124的经预失真包络信号，且在未应用预失真时提供来自单元126的经延迟包络信号。乘法器130到DCOC单元136对来自多路复用器128的输出信号进行操作，如上文针对图1所述，且提供数字包络信号Edo。
在相位路径中，相位失真单元142接收来自单元124的经预失真包络信号且提供相位校正信号。加法器144将来自转换器118的相位信号与相位校正信号求和，且将经预失真相位信号φpd提供到多路复用器148的第一(‘2p’)输入。延迟单元146延迟来自转换器118的相位信号，且将经延迟相位信号提供到多路复用器148的第二(‘2n’)输入。将零信号提供到多路复用器148的第三(‘3’)输入。多路复用器148在选择具有预失真的极化调制时提供来自单元142的经预失真相位信号，在选择不具有预失真的极化调制时提供来自单元146的经延迟相位信号，且在选择正交调制时提供零信号。延迟单元150和滤波器152对来自多路复用器148的输出信号进行操作，如上文针对图1所述，且将经滤波相位信号提供到PLL 154。
对于正交调制，延迟单元176到滤波器186a和186b如上文针对图3所述来耦合。多路复用器188a和188b在选择极化调制时分别在其第一(‘2’)输入处接收来自DCOC单元136的数字包络信号Edo且将此信号提供到DAC 190a和190b。多路复用器188a和188b还在选择正交调制时分别在其第二(‘3’)输入处接收来自滤波器186a和186b的经滤波I和Q信号且将这些信号提供到DAC 190a和190b。
DAC 190a和190b在选择小信号极化调制时分别将输出包络信号提供到混频器162a和162b。DAC 190a和190b在选择正交调制时分别将I和Q调制信号提供到混频器162a和162b。混频器162a以来自DAC 190a的I调制信号或包络信号调制I LO信号ILO。混频器162b以来自DAC 190b的Q调制信号或包络信号调制Q LO信号QLO。加法器164将混频器162a和162b的输出求和且提供经调制信号以用于小信号极化调制和正交调制。
激励放大器168放大来自调制器160的经调制信号且将经放大信号提供到线性PA170。PA 170以固定或可选择的增益放大来自放大器168的信号，且提供RF输出信号以用于小信号极化调制和正交调制。
VCO 156针对模式2和3两者产生I和Q LO信号。对于小信号极化调制，VCO 156分别将具有相位调制的I和Q LO信号提供到混频器162a和162b。对于正交调制，VCO156分别将不具有相位调制的I和Q LO信号提供到混频器162a和162b。
如图4所示，发射器106使用共享电路块(例如，一个线性PA 170)有效地支持表1中的模式2和3，且进一步针对每一模式支持预失真或无预失真。对于极化调制，使用正交到极化转换器118将I和Q数据信号转换为包络和相位信号。可通过控制多路复用器128和148来应用或省略预失真。
图5展示支持大信号极化调制、小信号极化调制和正交调制或表1中的所有三种模式的发射器108的设计的框图。发射器108还针对每一模式支持预失真或无预失真。为了清楚起见，图4中未展示单元110到114。单元116到190如上文针对图4所述来操作，其差异陈述如下。
在包络路径中，多路复用器128在第一(‘1，2p’)输入处接收来自包络失真单元124的经预失真包络信号，且在第二(‘1，2n’)输入处接收来自单元126的经延迟包络信号。在相位路径中，多路复用器148在第一(‘1，2p’)输入处接收来自加法器144的经预失真相位信号φpd，在第二(‘1，2n’)输入处接收来自延迟单元146的经延迟相位信号，且在第三(‘3’)输入处接收零信号。
多路复用器188a和188b在选择极化调制时分别在其第一(‘1，2’)输入处接收来自DCOC单元136的数字包络信号Edo且将此信号提供到DAC 190a和190b。DAC 190a在选择大信号极化调制时将输出包络信号Eout提供到非线性PA 140。调制器160如上文针对图4所述来操作。
多路复用器166在选择大信号极化调制时在第一(‘1’)输入处接收I LO信号且将此信号提供到激励放大器168。多路复用器166还在选择小信号极化调制或正交调制时在第二(‘2，3’)输入处接收经调制信号且将此信号提供到激励放大器168。放大器168放大来自多路复用器166的输出信号且将经放大信号提供到非线性PA 140和线性PA170两者。非线性PA 140以由输出包络信号确定的可变增益放大来自放大器168的信号，且提供RF输出信号以用于大信号极化调制。线性PA 170放大来自放大器168的信号且提供RF输出信号以用于小信号极化调制和正交调制。
VCO 156针对所有三种模式产生I和Q LO信号。对于大信号极化调制，VCO 156将具有相位调制的I LO信号提供到多路复用器166的第一(‘1’)输入。VCO 156还提供I和Q LO信号以用于小信号极化调制和正交调制，如上文针对图4所述。
如图5所示，发射器108使用共享电路块有效地支持表1中的所有三种模式，且进一步针对每一模式支持预失真或无预失真。对于极化调制，使用正交到极化转换器118来将I和Q数据信号转换为包络和相位信号。可通过控制多路复用器128和148来应用或省略预失真。
对于正交调制，可通过重新使用正交到极化转换器118和预失真单元120以产生经预失真包络和相位信号(其可由旋转器180转换回正交的)来应用预失真。可通过经由延迟单元176和多路复用器178将来自波形映射器116的I和Q数据信号传递到旋转器180而省略预失真。
在图2、4和5中，可以混频器162a或162b或者以混频器162a与162b两者执行极化调制。可在混频器162a与加法器164之间插入一个开关，且可在混频器162b与加法器164之间插入另一开关。每一开关可经闭合以允许相关联的混频器用于极化调制。
图1到图5展示实施直接转换架构的发射器，所述架构直接在RF下执行调制以在所需RF频率下产生经调制信号。发射器也可实施超外差发射器，其在中频(IF)下执行调制且随后将经调制信号升频转换到RF。一般来说，发射器可使用一个或一个以上放大器、滤波器、混频器等的级来执行信号调节和调制。
图1到图5中的电路块可以各种方式实施。下文描述用于一些电路块的实例设计。
正交到极化转换器118可以各种方式实施。在一种设计中，正交到极化转换器118是以查找表来实施，所述查找表在每一符号周期中接收I和Q值且提供这些I和Q值的包络和相位。查找表可以充足数目的位来实施以实现输入I和Q值以及输出包络和相位的所需分辨率。在另一设计中，正交到极化转换器118是以坐标旋转数字计算机(CORDIC)处理器来实施。CORDIC处理器实施迭代算法，其允许使用简单的移位、加法和减法操作来计算例如包络和相位等三角函数。
旋转器180可以查找表或以用于正交到极化转换器118的相同CORDIC处理器来实施。CORDIC处理器可以逆方式操作以用相位校正信号对包络信号执行旋转以获得I和Q信号。
可执行预失真以补偿发射路径中的PA和/或其它电路块的任何非线性。预失真也可用于扩展线性PA的输出功率范围。在饱和区附近操作线性PA可改善功率效率。预失真也可用以支持线性或非线性PA在多个频带上的操作，其可减少针对所有支持的频带所需要的PA的数目。
对于预失真，给定PA的包络和相位可针对不同的输入包络电平而经特征化以获得用于所述PA的增益函数和相位误差函数。增益校正函数可基于增益函数而界定，使得这两个函数的级联是线性总增益函数。类似地，相位校正函数可基于相位误差函数而界定，使得这两个函数的组合不提供相位误差。PA的特征化可在制造、测试等期间经由校准而执行。
图6A展示用于PA的实例增益函数的曲线610。此PA针对小输入包络电平具有相对线性增益函数且针对大输入包络电平具有压缩。用于此PA的增益校正函数由曲线612展示。此增益校正函数在较大输入包络电平处提供较多增益以补偿原始增益函数中的信号压缩。最终结果是在整个输入包络电平范围上的相对线性总增益函数。
图6B展示用于PA的实例相位误差函数的曲线620。此PA针对小输入包络电平具有近似-6°的相位误差，且针对大输入包络电平具有高达+8°的相位误差。一般来说，相位误差函数可具有任何形状，且可以是或可以不是单调的。用于此PA的相位校正函数由曲线622展示。此相位校正函数为每一输入包络电平提供具有相同量值但具有相反极性的相位校正。最终结果是在整个输入包络电平范围上的近似零相位误差。
在一种设计中，增益校正函数和相位校正函数是在充足数目的输入包络电平处取样，且存储在包络和相位查找表中。此后，使用包络信号电平来给包络查找表加索引以获得对应的经预失真包络电平。经预失真包络电平用以给相位查找表加索引以获得对应的相位校正值。
在另一设计中，增益校正函数和相位校正函数的分段线性近似存储在包络和相位查找表中。此设计可在使用较少存储器存储量的同时改善预失真精确度。
图6C展示增益或相位校正函数的分段线性近似的曲线630。可将输入包络电平(或简单地，输入电平)的范围分割为多个子范围，其中每一子范围由低端输入电平和高端输入电平界定。子范围可具有相等大小S，其可为任何值。校正函数可在每一子范围的末端处取样且存储在查找表中。举例来说，可分别针对子范围1、2等的低端存储值V1、V2等。校正函数在每一子范围中由线性函数近似，其中所述线性函数由子范围的低端和高端的存储值界定。举例来说，用于子范围1的线性函数由低端处的值V1和高端处的值V2界定。
为了确定校正函数在特定输入电平x处的值y，首先确定含有输入电平x的子范围。随后从查找表检索此子范围的低端Alow的存储值Vlow和高端Ahigh的存储值Vhigh。可针对输入电平的在所述子范围内的部分执行线性内插，其为Δx＝x-Alow，以获得经内插值Δy。经内插值Δy可与低端值Vlow求和以获得输出值y。线性内插可给定为：
Δy＝Δx·(Vhigh-Vlow)/S，且      等式(5a)
y＝Δy+Vlow。                     等式(5b)
图7展示包络失真单元124的设计的框图。多路分用器(Demux)710接收输入包络电平，将L个最高有效位(MSB)提供到子范围确定单元712，且将剩余最低有效位(LSB)提供到乘法器724。可界定子范围以使得L个MSB形成用于含有输入包络电平的子范围的索引，且LSB对应于等式组(5)中的Δx。单元712基于L个MSB确定含有输入电平的子范围，且提供低端电平Alow和高端电平Ahigh或者此子范围的索引。查找表720存储增益校正函数的分段线性近似。表720接收低端和高端Alow和Ahigh或子范围索引，且提供此子范围的两个末端的存储值Vlow和Vhigh。加法器722从Vhigh减去Vlow，且提供用于所述子范围的线的斜率。乘法器724将来自加法器722的斜率与来自多路分用器710的LSB相乘，且提供经内插值，其对应于等式组(5)中的Δy。经内插值可由单元726舍入且由加法器728与低端的存储值Vlow求和以获得经预失真包络电平。
图7展示包络失真单元124的具体设计。相位失真单元142可使用相位校正函数的分段线性近似以类似方式实施。预失真也可以其它方式执行，例如使用线性或分段线性内插、多项式曲线拟合等。在另一设计中，预失真可仅针对一些输入包络电平而不是整个电平范围来执行。举例来说，预失真可针对大输入电平来执行，例如顶部4或6分贝(dB)，其中非线性通常较大。在另一设计中，预失真可仅针对包络而不针对相位来执行，或仅针对相位但不针对包络来执行。
包络信号Ein可由乘法器122以增益G1缩放以使得提供到包络失真单元124的经缩放包络电平紧密匹配提供到PA 140或170的包络电平。这可随后确保适当的预失真应用于包络和相位。
发射器可在一个或一个以上频带上操作。举例来说，发射器可支持表2中所示的频带中的任一者或任何组合，其通常用于GSM、W-CDMA和cdma2000。
表2
  频带   频带   上行链路  (MHz)   下行链路  (MHz)   常见名称   UMTS频带I   1920-1980   2110-2170   IMT-2000   GSM 1900   UMTS频带II   1850-1910   1930-1990   PCS   GSM 1800   UMTS频带III   1710-1785   1805-1880   DCS   UMTS频带IV   1710-1770   2110-2170   GSM 850   UMTS频带V   824-849   869-894   蜂窝式   W-CDMA 800   UMTS频带VI   830-840   875-885   GSM 900   890-915   935-960
PA可针对不同的频带具有不同的增益函数和/或不同的相位误差函数。举例来说，增益或相位误差函数的形状可针对不同的频带而不同。针对所关注的每一频带的增益和/或相位误差可经特征化且用于针对所述频带的预失真。
PA也可针对不同的无线电技术(例如，GSM、EDGE、W-CDMA、cdma2000等)具有不同的增益函数和/或不同的相位误差函数。不同的无线电技术可具有不同的预期发射功率电平。针对所关注的每一无线电技术的增益和/或相位误差可经特征化且用于针对所述无线电技术的预失真。
一般来说，PA可支持多个发射器设定，其中每一发射器设定可对应于不同频带和/或不同无线电技术。预失真单元可执行增益和/或相位预失真以针对多个发射器设定中的每一者补偿PA的非线性。预失真单元可如上文所述以查找表来实施，或以其它设计来实施。
图8展示图1到图5中的PLL 154的设计的框图。在PLL 154内，除法器820接收来自VCO 156的I或Q LO信号，在频率上将LO信号除以因子R，且提供经相除LO信号。除法器比率R由所需RF信道的频率fch和参考时钟的频率fref确定，或R＝fch/fref。除法器比率R可以是或可以不是整数值，且可随着时间变化，尤其是在针对极化调制执行相位调制时。相位调制器822以来自滤波器152的相位信号调制经相除LO信号的相位。
相位检测器812接收参考时钟和来自相位调制器822的信号，比较两个信号的相位，且提供与两个信号之间的所检测相位差成比例的检测器输出信号。环路滤波器814以传递函数对检测器输出信号进行滤波，且提供环路滤波器输出信号。微分器818对来自滤波器152的相位信号求微分。加法器816将环路滤波器输出信号与微分器输出信号求和，且提供用于VCO 156的控制信号。控制信号调整VCO 156的相位以在选择极化调制时实现相位调制。
图1到图5中的滤波器可以各种设计实施。这些滤波器也可用于各种目的。举例来说，滤波器可传递所需信号分量且抑制带外分量，例如邻近信道泄漏抑制(ACLR)。滤波器也可执行预均衡以补偿发射器中各种电路块中的频率响应(例如，下垂)。
本文描述的发射器可以硬件、固件、软件或其组合来实施。图1到图5中在DAC之前的电路块可以硬件、固件和/或软件来实施。对于硬件实施方案，电路块可在一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子装置、经设计以执行本文所述功能的其它电子单元、计算机或其组合内实施。对于固件和/或软件实施方案，由在DAC之前的电路块所进行的处理可以执行本文所述功能的模块(例如，程序、函数等)来实施。固件和/或软件指令可存储在存储器(例如，图1中的存储器112)中且由处理器(例如，处理器110)执行。在DAC之后的模拟部分可以硬件来实施，其可以一个或一个以上集成电路(IC)、RF IC(RFIC)、离散组件等来体现。
本文描述的发射器可以各种IC工艺技术来制造，例如互补金属氧化物半导体(CMOS)、N-MOS、P-MOS、双极CMOS(Bi-CMOS)、双极等。发射器可使用任何装置尺寸技术(例如，130纳米(nm)、65nm、30nm等等)来制造。
实施本文所述发射器的设备可为独立单元或可为装置的一部分。装置可为：(i)独立的集成电路(IC)；(ii)一个或一个以上IC的集合，其可包含用于存储数据和/或指令的存储器IC；(iii)ASIC，例如移动台调制解调器(MSM)和/或RFIC；(iv)可嵌入在其它装置内的模块；(v)蜂窝式电话、无线装置、手持机或移动单元；(vi)等等。
提供对本发明的先前描述以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将容易了解对本发明的各种修改，且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本文定义的一般原理可应用于其它变型。因此，本发明不希望限于本文所述的实例，而是应被赋予与本文揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。