在当前的功率放大器(PA)设计中，线性度和功率效率是关键需 求。这个问题对于具有幅度和相位调制(例如，正交幅度调制(QAM)) 的无线通信系统来说甚至更为必要。特别是对于使用正交频分复用 (OFDM)作为调制方案的无线通信系统，由于OFDM信号具有平均 比率的高峰值(例如，10dB)的事实，该高峰值对于这些OFDM通信 系统的PA的驱动方案具有较高的线性操作需求，上述问题变得更加糟 糕。然而，这样的线性度需求会导致PA的效率的显著降低。
为了解决效率需求，已经开发了极性调制技术以有利于系统设 计。极性调制器可以独立地处理载波的幅度和相位信号，其典型地与 操作于切换模式下的非线性功率放大器一起工作。对于每一种调制标 准，线性操作需求的消除使得功率放大器的效率能够达到最大。在极 性调制方案下，可以通过数字切换实现多模式操作。
在传统的极性调制器中，基带数字处理器使用锁相环(PLL)电 路和IQ相移电路来提供I和Q信号，使用IQ混频器将I和Q信号上变频至 RF频率。将上变频后的信号进行组合，然后经由带通滤波器将组合后 的相位调制信号提供给相位调制驱动器，相位调制驱动器将其施加至 输出级。另一方面，产生包络调制信号，并将该包络调制信号提供给 输出级。在输出级，将包络调制信号与相位调制信号进行组合，以产 生放大的极性调制信号，将该放大的极性调制信号提供给发射天线。 因此，向RF(射频)模块馈送包络和相位信号(或这二者的函数)。
近来，对于不同的极性发射机构造的研究越来越受到关注。这些 新颖实现中的大多数与其Cartesian对应物相比能够争取到较高的效 率。一般而言，这是由于基带信号的极性分解使得能够实现较高效的 发射机。一些极性发射机(特别是那些在锁相环中引入相位调制的极 性发射机)的另一重要优点在于其免除了VCO拉(VCO-pulling)。一 些新构造的另一益处在于：它们可以证明其更适于在未来高产出、低 成本的深亚微米CMOS(互补型金属氧化物半导体)工艺中实现。
然而，迄今为止，如何产生包络和相位信号的问题受到极少关注。 特别是对于大带宽应用的介质，这些信号的产生决不是微不足道的。 问题在于，包络和相位信号(或这二者的任何函数)与其I和Q对应物 相比，倾向于呈现较宽的频谱，从而需要较高的采样率。由此，已经 提出在模拟域内产生包络和相位信号，以消除高采样率的问题。这可 能适合一些应用，但是为了实现更精确的控制，数字实现仍旧是优选 的。
US-A-2004/0212445A1公开了一种在幅值(magnitude)信号路径 中使用数字幅值滤波器的极性调制设备。幅值信号由I/Q至幅值/相位 转换模块提供，并经数字幅值滤波器滤波，以控制PA的增益。在幅值 信号路径中，上采样电路耦合至根据上采样率的函数所设计或程序设 计的数字幅值滤波器，以执行数字内插。在操作中，数字幅值滤波器 可以在信号质量方面提供显著的改进。

本发明的目的是提供一种极性信号产生器和方法，使得能够以高 功效的方式产生离散时间包络和相位信号(或这二者的任何函数)。
这个目的是通过如权利要求1所述的极性信号产生器和如权利要 求11中所述的用于导出相位和幅度分量的方法来实现的。
因此，尽管包络和相位信号(或这二者的任何函数)需要以高采 样率产生，但是它们依旧能够从较低采样率的I-Q分量中导出，从而使 得可以使用CORDIC算法或任何其他适合的算法而实现的I-Q产生和 Cartesian至极性的变换在较低频率下运行。这具有明显的功耗优势。 此外，在转换之后获得的相位和幅度分量上的混叠可以由第一内插装 置控制。
作为附加优点，可选地，可以通过不同的采样频率，分别将相位 和幅度分量进一步上采样至第三和第四采样频率。所提出的方案对于 需要以相同频率对包络和相位信号进行采样的那些实现来说是有益 的。在这点上，应当注意的是，Cartesian至极性的变换可以为相位和 幅值分量提供相同的采样频率。
此外，还可以提供第二内插装置，用于根据至少一个相应的预定 第二内插因子对相位和幅值分量中的至少一个进行上采样，以获得上 采样相位信号和上采样幅度信号中的至少一个。因此，对于相位和幅 度分量来说，内插因子可以不同。
此外，可以提供信号处理装置，用于对上采样相位信号和上采样 幅度信号中的至少一个进行处理，以获得用于极性发射机的控制信号。 可以提供信号处理装置仅用于相位分量，并且该信号处理装置还可以 包括相位至频率转换器装置。
备选地，可以提供信号处理装置，用于在没有在先的第二内插的 情况下，直接处理相位信号，以获得处理后的相位信号。同样，信号 处理装置可以包括相位至频率转换器装置。
此外，可以提供第三内插装置，用于根据相应的预定的第二内插 因子对上述控制信号进行上采样，以分别控制所述控制信号的采样率。 这使得能够达到每一个控制信号所需的单独采样率。
在特定示例中，第一内插装置可以嵌入逆快速傅立叶变换(IFFT) 模块中。特别地，第一内插装置可以被布置为通过以第二采样频率填 零和运行IFFT来执行上采样。由于IFFT块通常已经存在于极性发射机 系统中，因此可以达到直接且灵活的实现。
在从属权利要求中限定了另一有利改进或修改。
附图说明
现在将参照附图，基于优选实施例对本发明进行描述，在附图中：
图1示出了导出极性信号的传统概念的示意性功能框图；
图2示出了根据第一优选实施例的极性基带产生器的示意性功能 框图；
图3示出了可以在其中实现本发明的极性发射机构造的示意性功 能框图；
图4示出了根据第二优选实施例的极性基带产生器的示意性功能 框图；
图5示出了根据第三优选实施例的极性基带产生器的示意性功能 框图；
图6示出了根据第四优选实施例的极性基带产生器的示意性功能 框图；以及
图7示出了在优选实施例中使用的内插方案的示意性功能框图。

现在将结合在无线通信系统(例如，蓝牙、UWB(超宽带)、WLAN (无线局域网)或GSM EDGE(全球移动通信系统增强型数据速率 GSM演进))中使用IQ调制的极性发射机构造，对优选实施例进行描 述。
下面，从自Cartesian分量导出极性分量的传统概念开始，对基于 优选实施例的功率节省原理进行描述。
图1示出了通用极性发射机中的传统信号产生的示意性功能框 图。I和Q信号产生模块10根据正在实施的预定标准(例如，IEEE 802.11a/b/g或EDR蓝牙)产生同相(I)和正交(Q)采样(x[k]和y[k])。 考虑相位和包络信号(r[k]，θ[k])所需的最小采样频率而非其正交采 样的带宽，导出这些信号的采样频率fs。在CORDIS(协调旋转数字 计算机)模块20中计算相位和包络信号，该CORDIS模块20需要操作 于相同的高采样频率fs。随后，可以将相位和包络信号馈送至任意函 数产生器30(F(r[k]，θ[k]))，以产生最终控制极性发射机的极性信号 (p1[k]，p2[k]，...pn[k])。作为示例，如果n＝2，则任意函数产生器可以是： p1[k]＝r[k]和p2[k]＝θ[k+1]-θ[k]。
通常，施加在CORDIC模块10中的CORDIC算法是基于用于近似 标准超越函数的计算方法。该算法不能使用基于诸如多项式或有理函 数近似之类的方法的计算法。
图1中示出的实现存在缺陷，即，迫使所有的模块都操作于采样 率fs。然而，实际上，不需要如此。优选实施例基于下列理解：尽管 需要以很高的采样率产生包络和相位信号(或这二者的任意函数)，然 而包络和相位信号还可以从较低采样率的I-Q分量中导出(利用谨慎的 设计)，以使得I-Q产生和Cartesian至极性变换(通常使用CORDIC算法 来实现)运行于较低频率。
根据第一至第四优选实施例的以下示例性实现适于IEEE 802.11a/b/g标准。
图2示出了根据第一优选实施例的极性基带产生器的示意性功能 框图。在图2中，示出了根据本发明的基本原理的通用部分。与图1的 构造相反，此时I和Q信号产生器模块10操作于采样频率fs/(NMK)，该 采样频率fs/(NMK)是先前所需采样频率的1/NMK，其中N、M和K是稍 后将说明的内插因子。在I/Q信号产生器模块10之后，通过第一内插因 子N在相应的第一内插单元110、120中对Cartesian分量I和Q进行上采 样，然后使用相应的低通滤波器150、160对Cartesian分量I和Q进行滤 波。在那些需要的情况下，这使得能够控制在后续CORDIC模块20之 后所获得的包络(幅度)和相位信号ri[m]和θ[m]中的混叠。应当注意 的是，CORDIC模块20此时操作于较高的采样频率fs/(MK)，而不是更 高的传统采样频率fs。在实现函数F(r[k]，θ[k])并输出极性信号 p1[k]，p2[k′]，...pn[k＂]的任意函数产生器模块30之前，提供第二相应的内插 级210、220和低通滤波级250、260。在第二内插级210、220中，用于 包络和相位分量的内插因子可以不同。在图2中，通过使用不同的第二 内插因子M和M’来指示该不同，从而以相应的不同采样频率fs/K和 fsM′/(MK)获得包络和相位信号ri[m]和θ[m]。
最后，可以使用相应的第三内插因子K，K’和K”，通过多个第三 内插单元310、320、330来对从任意函数产生器模块30输出的极性信号 p1[k]，p2[k′]，...pn[k＂]进一步进行内插，随后通过相应数目的低通滤波级 350、360、370，以针对最终极性信号p1[i]，p2[i′]，...pn[i＂]中的每一个实现 所需或所期望的采样频率或比率fs、fs/R′和fs/R＂，其中，可以根据第 一、第二和第三内插因子N、M、M’、K、K’和K”的函数来计算R’和 R”。
图3示出了基于相位和零阶保持包络的线性重构的极性发射机构 造的示意性功能框图，其中可以实现用于产生或导出幅度和相位分量 的实施例。
在图3的构造中，将基于输入相位采样φ[n]而从相位至频率转换器 60获得的瞬时频率采样fi[n]施加至用于合成载波信号的相同的锁相环 (PLL)电路，同时将包络采样r[n]以零阶保持形式施加至幅度控制设 备70(例如功率放大器(PA))，即对输入进行采样，并保持指定的采 样周期。这种极性发射机需要较高的更新率用于包络，以便将来自零 阶保持行为的较强混叠推到远处，并易于滤波。由于PLL环中的积分 使得相位采样经历一阶保持内插，因此来自相位信息的混叠并不严重。 幅度控制设备70的极性调制信号在被发送之前通过带通滤波级80。
图4示出了根据第二优选实施例的极性基带产生器的示意性功能 框图。类似于第一和后续优选实施例，例如，其可以用作图3中的极性 发射机的极性基带产生器。图4中的框图是图2的框图的简化版本，用 以保持简要描述，并仅关注构造的修改部分。当然，也可以提供图2 中的其他模块(图4中未示出)。这还可以应用于后续优选实施例。
在第二优选实施例中，图2中的任意函数产生器模块30已经用相 位至频率转换器模块280代替，该相位至频率转换器模块280仅可以在 下面的分支中提供，并输出修正后的相位信号(θ[m+1]-θ[m])。此外， 假设在CORDIC模块20之后的采样频率fs/M对于相位来说足够高，从 而在下面的分支中不需要第二内插级。在CORDIC模块20的输出处的 采样频率不够高的情况下，图4中的信号产生器的右侧可用图5或图6 中的框图代替，以分别实现第三或第四优选实施例。
图5示出了根据第三优选实施例的极性基带产生器的CORDIC模 块20之后的修改实现的示意性功能框图。与第二优选实施例相反，这 里在前述第二内插级220和低通滤波级260之后，提供下面分支的相位 至频率转换器模块290。因此，可以在相位至频率转换器模块290处提 供较高的采样频率fsM′/M。
图6示出了根据第四优选实施例的极性基带产生器的CORDIC模 块20之后的另一修改的示意功能框图。这里，提供可以操作于较低采 样频率fs/M的第三优选实施例的下面分支的相位至频率转换器模块 280。然而，该相位至频率转换器模块280之后跟着第二内插级220和低 通滤波级260之后，因此在相位输出处获得较高的采样频率fsM′/M.
离散信号的基本原则之一在于，一个域中的“填零”导致另一域 中的采样率增大。例如，填零的一般形式是向某个时间域序列的末端 附加零值采样串。这个方法可以用在优选实施例中实现内插。
当基于OFDM产生I和Q信号时，在CORDIC算法应用之前发生的 信号内插可以嵌入到逆快速傅立叶变换(IFFT)模块(通常出现在 OFDM或类似的系统中)中。然后，可以通过填零和以较高频率下运 行IFFT来实现内插。例如，在IEEE 802.11a/g中，定义了在20MHz下运 行的64-IFFT模块。可以使用128-IFFT模块和40MHz的时钟频率来获得 内插信号(通过因子2)。通过向原始64个采样填充64个零来获得128 个采样。将额外的零分配在高频子载波上。
原则上，只要大小扩大的IFFT模块的等待时间不会造成问题，则 可以按比例调节填零方法，以获得任何所需的内插因子。优选地，按 比例扩大的IFFT模块处理采样的速度应当与原始大小的IFFT模块一 样快。
图7示出了可以用在优选实施例中的内插方案的示意性功能框 图。星座(constellation)符号(加上一些填充的零和导频信号)达到 采样频率fD。随后，在串并转换模块410中从串行至并行传输状态对 星座符合进行转换，然后在填零模块420中对其进行填零。在相应的多 路分离器430中的循环多路分离之后，将N*K个符号的多路分离组并行 地馈送至N*K大小的IFFT模块440、442和444。因此，这些符号组以循 环的方式分布在不同的IFFT模块440、442和444之中。如图7的旋转开 关所示，对IFFT模块440、442和444的输出进行多路复用，并在相应 的并串转换模块450中将其从并行转换为串行，由此创建过采样因子等 于K的信号。
应当注意的是，优选实施例可以用于针对许多无线标准(包括 IEEE 802.11a/b/g、IEEE 802.16和IEEE 802.15，但不局限于此)的任 何极性发射机构造.
总之，已经对从输入信号的同相(I)和正交(Q)分量中导出相 位和幅度分量的极性信号产生器和方法进行了描述，其中，I和Q分量 是在基于输入信号的第一采样频率下产生的，并且根据预定的第一内 插因子对其进行上采样，以便在高于第一采样频率的第二采样频率下 获得上采样后的I和Q分量。将上采样后的I和Q分量转换为相位和幅度 分量，其中，该转换步骤操作于第二采样频率。此外，优选地，还可 以通过不同的采样频率对相位和幅度分量进一步上采样至获得第三和 第四采样频率。因此，可以以较低频率执行I-Q产生和Cartesian至极性 变换，从而降低功耗。
根据上述优选实施例提出的解决方案避免了以高采样频率的I/O 产生和极性转换所遇到的缺点。此外，可以以不同的采样频率对幅度 和相位进行处理。
应当注意的是，本发明不局限于上述优选实施例，并且可以应用 于基于从CartesianI和Q分量中产生分离的振幅和相位调制信号的任何 极性调制构造。如所期望的或可适用的，可以在可能的实现中提供任 何其他数目的内插单元或电路。因此，在所附权利要求的范围内，优 选实施例可以改变。
最后，但仍然很重要的是，应注意在在说明书中(包括权利要求) 中使用术语“包括”时，其旨在规定所述特征、装置、步骤或组件的 存在，但不排除一个或多个其他特征、装置、步骤、组件及其组合的 存在或添加。此外，元件之前的单词“一”或“一个”不排除多个这 种元件的存在。此外，任何附图标记并不是对权利要求的范围进行限 制。