现有类型的FM调制方案，例如全球移动通信系统(GSM)中的 高斯最小频移键控(GMSK)，正在相对低效率地使用频谱。一个原因 是，FM调制不在信号包络中承载信息。换言之，理想的FM调制包括 恒定的信号包络，其中传输信号的幅度不承载信息。在下一代数字蜂 窝无线系统中对正交幅度调制(QAM)的使用是标准的，以达到更高 的频谱效率。
如前面提到的QAM一样，极化调制具有非恒定的信号包络。因此， 这样的信号的放大需要线性功率放大器。然而，线性模式或线性配置 的放大器比例如目前在FM类型的调制器中使用的C类或D类功率放大 器效率低。此外，在发射机设备中，尤其在类似移动终端的热限制 (thermally limited)设备中，传统的线性功率放大器引起了发热和/ 或工作时间问题。
为了减小这样的影响，引入了基于开关模式功率放大器的新的发 射机结构。理论上开关模式功率放大器能够达到100的功率效率并且不 显著改变输入调制信号的相位，然而开关模式功率放大器是极其幅度 非线性的。这样，根据由D.C.Cox在“Linear Amplification with Nonlinear Components”，IEEE Transactions an Communications，COM-22， pp.1942-1945，Dec.1974中所提出的使用非线性组件的线性放大(LINC) 可以得知，可以利用恒定幅度并且仅相位变化的2个脉冲调制信号来表 示幅度和相位均变化的任何带通信号。因此，可以采用适当的方法将 复合调制的信号转换成包括脉冲宽度调制(PWM)和脉冲相位调制 (PPM)的脉冲的相应脉冲信号，所述脉冲信号称作相位调制脉冲宽 度调制信号(PWM-PPM)。
除了以上论述的一般概念以外，在现有技术中存在控制功率放大 器(PA)的几个方式。一类极化调制解决方案是：通过对RF功率放大 器的电源电压进行调制来添加AM分量的那些极化调制解决方案。例 如，US 6,794,931涉及该方式。为了是功率有效的，应该通过有效 的开关DC-DC转换器来进行电源电压调制。然而，很难实现高调制带 宽以及摆脱开关波动(ripple)。
第二类极化调制解决方案是：利用2-电平PWM信号驱动开关PA 的输入的那些极化调制解决方案，其中通过将AM和PM调制的载波信 号与具有至少是载波频率2倍的基频的三角(或锯齿)信号相比较产生 所述2-电平PWM信号。该解决方案的问题是：引起过采样的高PA开关 频率以及针对三角(或锯齿)信号的严格线性要求。此外，在发生PWM 转换之前还应该已经对载波进行了线性AM调制。
第三类极化调制解决方案是：利用2-电平脉冲-密度信号驱动开关 PA的输入的那些极化调制解决方案，其中例如利用如R.schier在 “Bandpass Sigma-Delta Modulation”，Electronic Letters，Vol.25，No.23， Nov.1989中所描述的带通sigma-delta转换器产生所述2-电平脉冲-密度 信号。该解决方案的重要问题是，所需要的高PA开关频率引起显著的 过采样比。

如以上论述的，因为例如采用比较器和线性斜波基准信号的传统 方法未能达到斜坡基准载波的高线性要求，所以在RF频率处产生相位 调制的PWM信号并不是无价值的。因此，需要有效的转换方法以及设 备以将极化调制的输入信号转换成二或三态信号而不丢失原始信息。 因此，本发明的一个目的是提供一种产生相位调制PWM信号的方法以 及设备，所述相位调制PWM信号可以用于以功率有效开关模式驱动功 率放大器。作为一般目的，应该避免前面提到的问题或应该至少减小 所述问题的影响。
利用根据权利要求1的一种根据极化调制输入信号产生第一和第 二相位调制载波信号以构造用于功率放大器的驱动信号的方法实现了 该目标。从而，该方法包括步骤：分别地通过将与输入信号的幅度相 对应的第一相位信息同与输入信号的相位相对应的第二相位信息求 和、以及从所述与输入信号的相位相对应的第二相位信息中减去所述 与输入信号的相位相对应的第一相位信息，获得第一调制器自变量和 第二调制器自变量；通过分别采用第一sin函数和cos函数对第一调制 器自变量进行变换产生第一和第二基带信号，并且通过采用第二sin函 数和cos函数对第二调制器自变量进行变换产生第三和第四基带信号； 分别将第一和第三基带信号与正交载波信号的cos分量混频为第一和 第三载波乘积，并且分别将第二和第四基带信号与正交载波信号的sin 分量混频为第二和第四载波乘积；以及分别将第一和第二载波乘积相 加，并且将第三和第四载波乘积相加，以分别输出第一和第二相位调 制载波信号。
此外，利用根据权利要求7的用于根据极化调制输入信号产生第 一和第二相位调制载波信号的调制器实现了该目的。从而，该调制器 包括：预失真装置，被配置为：分别以与输入信号的幅度相对应的第 一相位信息和与输入信号的相位相对应的第二相位信息之和以及之差 产生第一调制器自变量和第二调制器自变量；与预失真装置连接的基 带信号发生装置，被配置为通过分别利用第一sin函数和第一cos函数 对第一调制器自变量进行变换产生第一基带信号和第二基带信号，以 及被配置为分别利用第二sin函数和第二cos函数对第二调制器自变量 进行变换产生第三基带信号和第四基带信号；第一线性混频装置和第 二线性混频装置，各被配置为将输入信号与正交载波信号的cos分量相 乘以分别输出第一载波乘积和第二载波乘积，以及第三线性混频装置 和第四线性混频装置，各被配置为分别将第二基带信号和第四基带信 号与正交载波信号的sin分量相乘以分别输出第三载波乘积和第四载 波乘积，其中，将第一基带信号输入第一线性混频装置，将第二基带 信号输入第三线性混频装置，将第三基带信号输入第二线性混频装置， 将第四基带信号输入第四线性混频装置；以及第一求和装置，被配置 为对第一载波乘积和第三载波乘积求和，并且被配置为输出第一相位 调制载波信号；以及第二求和装置，被配置为对第二载波乘积和第四 载波乘积求和，并且被配置为输出第二相位调制载波信号。
本发明的第二方面关注对第一相位调制载波信号和第二相位调 制载波信号的使用。因此，在第一实施例中，该方法还包括步骤：将 第一和第二相位调制载波信号中的每个限幅为第一2-电平相位调制载 波信号和第二2-电平相位调制载波信号。第一实施例还包括步骤：利 用NOR函数将第一和第二2-电平相位调制载波信号与第一相位调制的 脉冲宽度信号组合，以及利用AND函数将第一和第二2-电平相位调制 载波信号与第二相位调制的脉冲宽度信号组合。有利地，第一和第二 相位调制脉冲宽度信号中的每个能够用于驱动不平衡的功率放大器。 值得注意的是，对于本领域技术人员而言很清楚的是可以利用其它逻 辑函数对第一和第二2-电平相位调制载波信号进行组合实现根据本发 明的信号。
在对第一实施例的进一步开发中，该方法还可以包括步骤：通过 利用差分放大将第一和第二相位调制脉冲宽度信号组合，形成用于驱 动功率放大器的平衡的相位和脉冲宽度调制载波信号。
根据还可以与第一实施例一起进行使用的第二实施例，该方法还 可以包括步骤：将第一和第二相位调制载波信号合并到能够用于采用 线性模式驱动功率放大器的包络和相位调制载波信号。在几乎没有对 外部RF电路作改变的情况下，这样的线性调制器能够理想地用于线性 PA构思。此外，作为对本发明的另外的开发，第一和第二实施例的组 合提供了多模式配置所需要的灵活性，在所述多模式配置中 PWM-PPM模式和LM模式是选择性地可用的。
此外，在恒定包络信号(仅PM)的情况下或在驱动的开关功率 设备之后进行AM调制时，脉冲宽度调制可以用于AGC或功率控制。 通过对PA的电源进行简单的调节，可以结合功率控制的传统方式来使 用该功率控制方法。该结合将为功率控制带来更高的动态范围。
关于根据本发明的调制器，在该调制器的第一实施例中，调制器 还包括第一组合装置，所述第一组合装置包括第一和第二限幅装置或 正负号函数(signum-functionality)，将所述第一和第二限幅装置或正 负号函数配置为分别将第一相位调制载波信号和第二相位调制载波信 号限幅为第一2-电平相位调制载波信号和第二2-电平相位调制载波信 号。第一组合装置还包括NOR函数和AND函数，第一相位调制载波信 号和第二相位调制载波信号都输入NOR函数和AND函数，其中分别将 NOR函数和AND函数配置为将第一2-电平相位调制载波信号与第二2- 电平相位调制载波信号组合，其中NOR函数的输出是第一相位调制的 脉冲宽度信号，AND函数的输出是第二相位调制的脉冲宽度信号。可 以利用布置在比较器配置中的运算放大器装置来实现第一和第二限幅 装置或正负号函数。
在第二实施例中，调制器还包括具有求和装置的第二组合装置， 将所述求和装置配置为将第一相位调制载波信号和第二相位调制载波 信号求和为包络和相位调制载波信号。该信号还能够用于以线性配置 驱动功率放大器。因此，还可以称作调制器的线性调制模式(LM)的 第二实施例提供了线性调制的载波信号，在几乎没有对外部RF电路作 改变的情况下，所述线性调制的载波信号可以理想地用于线性PA构 思。
在另外的实施例中，第二组合装置还可以包括：反向装置，所述 反向装置与求和装置的输出相连接，并且将所述反向装置配置为提供 包络和相位调制载波信号的反向版本。根据包络和相位调制载波信号 的两个版本，还能够通过利用差分放大器将包络和相位调制载波信号 组合来实现用于驱动平衡的功率放大器的平衡的相位和脉冲宽度调制 载波信号。
还可以将调制器的第二实施例与该调制器的第一实施例一起使 用，作为对第一和第二实施例的组合。本发明的这个开发提供了关于 本发明的方法所讨论的灵活性。因此，能够实现多模式调制器，在所 述多模式调制器中PWM-PPM模式和LM模式是选择性可用的。因此， 根据本发明的构思的调制器能够有利地提供最大的灵活性。因此，调 制器适于在多模式构思中使用，所述多模式打开了应用的广泛领域， 如用于WLAN、WPAN、蓝牙、OFDM、GSM、UMTS、CDMA、以 及低功率移动通信设备等的有效调制的发射机。
简单地，本发明的一般构思基于以下理解：能够将调制输入信号 的AM或包络信息传送至变化脉冲宽度信号(PWM信号)，同时能够将 相位调制直接传送至该PWM信号的相位调制。因此，作为结果的信号 是PWM-PPM信号。在平衡以及不平衡的配置中，通过使用开关放大 级能够有效地放大这样的信号。本发明仅需要4个线性RF混频器和两 个加法器，这4个线性RF混频器和两个加法器是构建调制器唯一需要 的外部RF构造块。也就是说，本发明的基本思想在于对4个基带信号 的调制的方式，以及对RF调制的信号的组合的方式。具体地，本发明 不需要线性斜坡信号并且不具有关于外部调制器的带宽限制。仅有的 带宽限制是对使用的D/A转换器的带宽限制，该D/A转换器提供基带信 号。
附图说明
通过以下参考附图对本发明实施例的详细描述，将更全面地理解 本发明，附图中：
图1示出了根据本发明的方法以及新调制器的核心的基本结构；
图2是包括PWM-PPM模式的调制器的第一实施例以及包括LM模 式的调制器的第二实施例的图示；
图3是由图1和2的调制器所进行的信号处理的图示；
图4是由图1和2的调制器所进行的信号处理的另外的图示；以及
图5是脉冲串信号的脉冲，用于示出所使用的数学表达式。

根据本发明，考虑将调制的信号的幅度调制(AM)信息(或包 络信息)传送至变化的脉冲宽度信号(PWM信号)。能够将相位调制 (PM)信息直接传送至PWM信号的相位调制。在极化调制的输入信 号的情况下，所产生的信号是PWM-PPM信号，通过在开关模式下使 用放大器能够有效的放大所述PWM-PPM信号。
首先为了更好地解释，作为最广泛的情况，假设输入信号sin(t)是 极化调制的信号，能够利用幅度分量A(t)和相位分量δ(t)表示所述极化 调制的信号。还能够将这样的输入信号表示为具有同相分量I(t)和正交 分量Q(t)的复合基带信号。值得注意的是，可以采用几种不同的数学 形式来表示输入基带信号，然而效果是相同的。
在下文中，将对基带信号分量的所需的预失真进行详细解释。笛 卡尔格式的复合基带信号的描述是：
sin(t)＝I(t)+jQ(t)    (1a)
通过以下方程给出了方程(1a)的信号的相位ΦP(t)和标准化包络 Aenv(t)：
${\Phi }_p=\arctan \left(\frac{Q\left(t\right)}{I\left(t\right)}\right)=\arg \left(s_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right)---\left(1b\right)$

采用图7所示脉冲的脉冲串的傅里叶序列是：
$f\left(t\right)=d·h+\frac{2h}{\pi }\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}\frac{\sin \left(\mathrm{nd\pi }\right)}{n}\cos \left(n{\omega }_c\pi \right)---\left(2a\right)$
在下文中，将得到在基频及其谐波的幅度与占空比之间的关系。 利用以下方程给出了作为占空比的函数的基频的n次谐波的幅度：
$A_n=\frac{2h}{\pi }\frac{\sin \left(\mathrm{nd\pi }\right)}{n}---\left(2b\right)$
对于根据本发明的PWM调制，通过相应预失真可以实现为作为d 的函数的An连续增大或减小的值域。对于与一次谐波相对应的h＝1并 且n＝1，对于占空比d的值域是[0…0.5]，并且对于幅度A1的值域是 [0…2/π]。因此，根据以上的方程(2b)，占空比d(t)对于h＝1并且n＝1 变成：
$d\left(t\right)=\frac{1}{\pi }\arcsin \left(\frac{\pi A_n\left(t\right)}{2}\right)---\left(3a\right)$
也就是说，采用在从0到2/π范围内标准化的包络信号对占空比的 控制将引起采用包络信息作为调制信息的对PWM信号的一次谐波的 线性脉冲宽度调制。通过将包络Aenv(t)标准化到范围[0…1]还能够将方 程(3a)进一步简化。现在，对幅度Aenv(t)的最终预失真引起占空比 d(t)为：
$d\left(t\right)=\frac{1}{\pi }\arcsin \left(A_{\mathrm{env}}\left(t\right)\right)---\left(3b\right)$
根据以下方程可以将方程(3b)所表示的占空比信息d(t)转化成 相位调制(PM)：
${\hat{\Phi }}_M=\frac{\pi }{2}---\left(4a\right)$
${\Phi }_M=(1-2d\left(t\right)){\hat{\Phi }}_M---\left(4b\right)$
此外，可以将输入信号sin(t)的相位信息直接用于对PWM信号的调 制并且采用以下方程表示：
ΦP(t)＝arg(sm(t))    (5)
现在参考图1，将对根据本发明的调制器100的核心进行描述，其 中将利用调制器输入信号sin(t)在数字域开始从左至右对信号进行解 释。输入信号sin(t)可以是由该输入信号的I和Q分量表示的复合信号。 首先，预失真装置122根据方程(1)至(5)从输入信号sin(t)产生信号 ΦM(t)和ΦP(t)。其次，根据以下方程(6)和(7)利用相应求和器124a、 124b将预失真的信号ΦM(t)和ΦP(t)组合成第一和第二调制器自变量Θ1(t) 和Θ2(t)：
Θ1(t)＝ΦP(t)+ΦM(t)    (6)
Θ2(t)＝ΦP(t)-ΦM(t)    (7)
方程(6)和(7)的第一和第二调制器自变量Θ1(t)和Θ2(t)受到由 变换装置125执行的各个三角sin变换和cos变换，以产生第一至第四基 带信号sin(Θ1(t))、cos(Θ1(t))、sin(Θ2(t))以及cos(Θ2(t))。
可以利用数字信号处理器120实现对输入信号sin(t)的完整处理。例 如，能够使用坐标旋转数字计算机(CORDIC)执行方块120的数字域 中的函数。CORDIC是针对位移-加算法的术语，所述位移-加算法用于 对包括特定的三角、双曲线、线性以及对数函数在内的大范围的函数 进行计算。能够从Ray Andraka的“A survey of CORDIC algorithms for FPGA based computers”，FPGA1998，proceedings of 1998 ACM/SIGDA Sixth International Symposium on Field Programmable Gate Arrays， Feb.22-24，Monterey，CA得到关于CORDIC的另外的信息。
存在数字至模拟(D/A)转换器组130，该数字至模拟(D/A)转 换器组130可以包括4个D/A转换器，4个D/A转换器中的每个针对基带 信号sin(Θ1(t))、cos(Θ1(t))、sin(Θ2(t))以及cos(Θ2(t))中的每个。这里将 第一至第四基带信号sin(Θ1(t))、cos(Θ1(t))、sin(Θ2(t))以及cos(Θ2(t))转 换成相应模拟基带信号。
然后，第一基带信号sin(Θ1(t))输入至第一线性混频装置141，其中 第一线性混频装置141将第一基带信号sin(Θ1(t))与载波发生器装置150 提供的正交载波信号的cos分量cos(ωct)相乘，以输出第一载波乘积 sin(Θ1(t))cos(ωct)。
将第二基带信号cos(Θ1(t))输出至第二线性混频装置142，其中第 二线性混频装置142将第二基带信号cos(Θ1(t))与载波发生器装置150 提供的正交载波信号的sin分量sin(ωct)相乘，以输出第二载波乘积 cos(Θ1(t))sin(ωct)。
将第三基带信号sin(Θ2(t))输出至第三线性混频装置143，其中第三 线性混频装置143将第三基带信号sin(Θ2(t))与载波发生器装置150提供 的正交载波信号的cos分量cos(ωct)相乘，以输出第三载波乘积 sin(Θ2(t))cos(ωct)。
将第四基带信号cos(Θ2(t))输出至第四线性混频装置144，其中第 四线性混频装置144将第四基带信号cos(Θ2(t))与载波发生器装置150 提供的正交载波信号的sin分量sin(ωct)相乘，以输出第四载波乘积 cos(Θ2(t))sin(ωct)。
接下来，第一求和装置146将第一载波乘积sin(Θ1(t))cos(ωct)与第 二载波乘积cos(Θ1(t))sin(ωct)求和并且输出第一相位调制载波信号v1。 第二求和装置147将第三载波乘积sin(Θ2(t))cos(ωct)与第四载波乘积 cos(Θ2(t))sin(ωct)求和并且输出第二相位调制载波信号v2。
由方程(8)和(9)表示相位调制的载波v1(t)和v2(t)：
v1(t)＝sin(Θ1(t))cos(ωct)+cos(Θ1(t))sin(ωct)＝sin(ωct+Θ1(t))    (8)
v2(t)＝sin(Θ2(t))cos(ωct)+cos(Θ2(t))sin(ωct)＝sin(ωct+Θ2(t))    (9)
考虑方程(6)和(7)得出：
v1(t)＝sin(ωct+ΦP(t)+ΦM(t))    (10)
v2(t)＝sin(ωct+ΦP(t)-ΦM(t))    (11)
也就是，利用本发明的调制器100的核心，相位调制的载波v1(t) 和v2(t)承载输入基带信号的调制信息，使得将基带信号的相位信息ΦP(t) 添加到相位调制的载波v1(t)和v2(t)的相位中，同时分别地将与输入信 号sin(t)的幅度分量Aenv(t)相对应的信息添加到相位调制的载波v1(t)的 相位中并且从相位调制的载波v2(t)的相位中减去所述与输入信号sin(t) 的幅度分量Aenv(t)相对应的信息。
在下文中，根据本发明的第二方面，描述了对调制器核心100的 输出信号的应用以及相位调制的载波v1(t)和v2(t)。
在图2中示出了本发明第二方面的第一实施例。将相位调制载波 信号v1(t)和v2(t)供给至为根据本发明的调制器101的PWM-PPM模式提 供的第一组合装置310。在第一组合装置310中，将调制的载波信号v1(t) 和v2(t)输入至相应限幅器(limiter)或符号函数311和312，它们分别提 供了相位调制的2-电平(2-level)信号u1(t)和u2(t)。由方程(12)和(13) 给出相位调制的2-电平信号u1(t)和u2(t)：
u1(t)＝sign(sin(ωct+ΦP(t)+ΦM(t))    (12)
u2(t)＝sign(sin(ωct+ΦP(t)-ΦM(t))    (13)
如能够看到的，由ΦM(t)和-ΦM(t)引起的相位调制将RF载波中的每 个移位至相反的方向。该效果可以用于构造具有变化脉冲宽度的脉冲 (串)信号，即脉冲宽度调制信号：PWM信号。这可以通过分别利用 NOR函数313和AND函数314将u1(t)和u2(t)组合来实现。这还可以在方 程(14)和(15)中表达：
s1(t)＝u1(t)∨u2(t)    (14)
s2(t)＝u1(t)∧u2(t)    (15)
由ΦP(t)引起的相位调制导致对相位调制载波信号v1(t)和v2(t)的相 同相位调制，所述对相位调制载波信号v1(t)和v2(t)的相同相位调制引 起对脉冲宽度调制的信号s1(t)和/或s2(t)的相位调制(PM)。值得注意 的是，s1(t)和s2(t)还能够用作相位调制的PWM信号，以驱动不平衡的 PA配置。
可以按照以下方程根据信号s1(t)和s2(t)构造平衡的信号：
pwm(t)＝s1(t)-s2(t)    (16)
可以利用差分放大器410生成平衡的信号pwm(t)，由此能够实现 对不期望的频率分量的进一步减少。
在图3和图4中描述了对以上公开的原理的可视显示，其中在相应 顶端的波形是假设ΦM(t)＝0的基准。图3演示了通过ΦM(t)产生脉冲宽度 调制PWM。图4示出了通过ΦP(t)对PWM调制信号的相位调制。
根据本发明的第二方面，能够构建标准的包络和相位调制RF载波 信号slin(t)。能够利用第二组合装置320根据调制器100的核心的输出相 位调制载波信号v1(t)和v2(t)得到线性调制载波信号slin(t)。在第二组合 中，加法器装置323将信号v1(t)和v2(t)合并，使得生成线性调制载波信 号slin(t)。这得到了针对信号slin(t)的以下方程：
slin(t)＝v1(t)+v2(t)
       ＝sin(ωct+ΦP(t)+ΦM(t))+sin(ωct+ΦP(t)-ΦM(t))    (18)
       ＝2cos(ΦM(t))sin(ωct+ΦP(t))
线性调制载波信号slin(t)是幅度和相位调制的信号。在负责AM调 制的相位调制与期望的包络之间的关系是：
ΦM(t)＝arccos(A(t))    (21)
因此，需要包络信号的另一预失真(幅度调制信息)。另外，在 这个LM模式中不需要RF载波的相位调制的预失真。线性调制载波信 号slin(t)可以用于驱动不平衡的功率放大器420。此外，利用附加的反 向(inversion)装置324(例如(增益v＝-1的)运算放大器)提供线性 调制载波信号slin(t)的反向版本-slin(t)。现在，采用线性调制的载波信号 -slin(t)和slin(t)的两种版本，还能够利用差分放大器410根据信号-slin(t) 和slin(t)构造平衡的信号pwm(t)，由此能够实现不期望的频率分量的减 少，与第一实施例一样这种为驱动PA构造平衡的信号的方式更加不复 杂。因此如以上论述的，利用附加开关SW，调制器具有用于多模式构 思的灵活性。
此外，在恒定包络信号(仅PM)的情况下或在开关功率设备之 后进行AM调制时，脉冲宽度调制可以用于AGC或功率控制。通过对 PA的电源进行简单的调整，还能够与传统的功率控制方式相结合来使 用以上的功率控制方法。该结合将为功率控制带来更高的动态范围。
重要的优点是本发明构思的灵活性，由于外部RF电路几乎没有改 变，所以能够将本发明用于线性PA构思，这使得该原理对多模式构思 具有吸引力。本发明的合适的应用范围包括而不限于用于WLAN、 WPAN、蓝牙、OFDM、GSM、UMTS、CDMA、低功率移动通信设 备的有效的调制的发射机。
在恒定包络信号(仅PM)的情况下或在开关功率设备之后进行 AM调制时，脉冲宽度调制可以用于AGC或功率控制。通过对PA的电 源进行简单的调整，还能够与传统的功率控制方式相结合来使用功率 控制方法。该结合将为功率控制带来更高的动态范围。重要的特征是， 能够将本发明用于线性PA构思，这使得该原理对于多模式构思有吸引 力。
本发明一般涉及：将极化调制信号的包络信息传送至变化的脉冲 宽度信号，同时将相位调制直接传送至该PWM信号的相位调制。因此， 结果信号是PWM-PPM信号。通过使用开关放大级能够有效地放大这 样的信号。利用本发明，基本地将4个预失真的基带信号施加到4个线 性RF混频器和2个加法器，所述4个线性RF混频器和2个加法器是构建 调制器唯一所需要的外部RF构造块。也就是，本发明的基本思想在于 对4个基带信号的调制方式以及对RF调制信号的组合方式。
尽管示出、描述以及指出了本发明的大量特征，如应用到本发明 的优选实施例的大量特征，然而将理解的是，在不脱离本发明的情况 下，本领域技术人员可以对所描述的设备和方法的型式和细节进行各 种省略、替换和改变。例如，明确地认为：以本质上相同的方式本质 上执行相同的功能以实现相同的结果的那些元件和/或方法步骤的所 有组合，都在本发明的范围之内。此外，应该认识到的是，关于本发 明的任何公开的形式或实施例所示出和/或描述的结构和/或元件和/或 方法步骤，可以并入以任何其它公开或描述或提出的形式或实施例作 为设计选择的一般内容。因此，意图仅在于如权利要求的范围在此所 指示的进行限制。
最后，注意包括权利要求在内在说明书中使用术语“包括”时，旨 在说明所陈述的特征、装置、步骤或部件的存在，不排除一个或其它 特征、装置、步骤、部件或其组合的存在或添加。此外，权利要求中 在元件前面的词“一个”不排除多个这样的元件的存在。此外，任何参 考标记不限制权利要求的范围。