本发明可对开关模式功率放大器进行控制和调制，以能够产生包括调 幅(且可能，但非必要，相位调制)的信号，其平均功率可被控制在一个可能 宽的范围内。
为了产生调幅信号，DC开关电源电压被一个与期望振幅调制相关的时 变开关电源信号所替代。该开关电源信号可以是期望的调幅信号自身，也 可以是其预失真形式，该预失真应能使输出信号具有期望的振幅调制。在 后一种情况下，预失真对开关和/或谐振网络中的振幅非线性(即所谓的 AM/，AM失真)进行校正。
然而，前述修正自身不足以在输出信号中提供如所需范围一样大的动 态范围。同样，当调整输出信号的平均功率时，该修正或许也不足以维持 在调幅中的动态范围。这两个问题都是由先前描述的不良泄漏信号所造成 的，其对于输出的影响很大程度上独立于开关电源信号的电平。也就是， 开关电源信号可能降低到零伏(可能的最小振幅)，然而输出信号仍会位于相 对高的电平；在某一情况下，通过开关电源信号产生的调幅在输出信号中 出现的越来越少。
类似地，振幅决定的相移(即所谓.AM/PM失真)的强度随开关电源信 号的减少而增加。这种效应的出现是因为泄漏的开关控制信号与期望信号 异相。当开关电源信号减少时，期望信号同样下降，但是泄漏信号并非如 此；因为这两个信号异相，因此二者相位之和越来越多地被泄漏信号的相 位支配。一方面，本发明通过调整开关控制信号的振幅对开关模式功率放 大器进行改良，以减小不良的泄漏作用。结果，就有可能使得在较宽范围 内的各处都产生具有平均功率的输出信号，或者极大地增加了在给定的平 均功率电平下产生调幅的动态范围，或者两种情况同时出现。本发明提供 放大器装置，包括：初级放大器，所述初级放大器具备用于输入RF输入信 号的输入端口、输出输出信号的输出端口以及电源端口；末级放大器，所 述末级放大器具备用于输入RF输入信号的输入端口、输出输出信号的输出 端口以及电源端口；控制电路，其被施加DC电源电压，并对所述初级放 大器和所述末级放大器各自独立地施加控制信号，对所述初级放大器和所 述末级放大器各自独立地供给电源电压。
本发明还提供放大器装置，包括：至少一个末级放大级，所述末级放 大级包括输入端口、输出端口以及功率控制端口；以及控制电路，通过改 变施加到所述末级放大级的电源端口的信号，控制在功率输出端口产生的 末级放大级的可变信号的功率的输出以及调制特性中的至少一个，以及根 据所述末级放大级的输出信号的期望特性，选择性地改变所述末级放大级 的输入端口的输入信号的振幅；所述控制电路具备至少一个另外的放大 级，所述至少一个另外的放大级具有输入端口、输出端口以及电源端口， 并且所述至少一个另外的放大级的输入信号可被相位调制。
本发明还提供使用包括末级放大级的放大器装置产生可变输出信号的方 法，所述末级放大级包括输入端口、输出端口以及电源端口；所述方法包 括以下步骤：通过改变施加于所述放大器装置的所述电源端口的信号，控 制在所述输出端口产生的所述放大器装置的输出信号的输出功率以及调制 特性中的至少一个的步骤；根据所述放大器装置的输出信号的期望特性， 选择性地改变施加于所述放大器装置的所述输入端口的输入信号的振幅的 步骤；以及将阈值与所述末级放大级输出信号的期望振幅进行比较，当 所述期望振幅比所述阈值小的场合，减小所述输入信号的振幅的步骤。
附图简要说明
结合附图，由以下描述可以更进一步地理解本发明。在附图中：
图1为在共同施加给多级的可变电源电压下的已知开关模式功率放大 器的框图；
图2为无调幅能力的开关模式功率放大器的框图；
图3为在无干扰和有干扰情况下开关模式功率放大器AM/PM失真的 对比图；
图4为图2所示电路中波形的波形图；
图5为可用于控制一个或多个功率放大级的功率应用的一个可能电路；
图6为可用于控制一个或多个功率放大级的功率应用的另一可能电路：
图7为可用于控制一个或多个功率放大级的功率应用的再一可能电路；
图8为广义有效功率放大器结构的框图；
图9为具有调幅能力的开关模式功率放大器的框图；
图10为图9所示电路中波形的波形图；
图11为图9所示电路中的波形的另一波形图；
图12为图9所示开关模式功率放大器的解释性实施例的一个更加详细 的图；
图13为图12所示电路中波形的波形图。优选实施例的详细描述
现在参看图2，示出了开关模式功率放大器的框图。开关201耦合至谐 振网络205且耦合至功率控制逻辑电路215，功率控制逻辑电路215又耦合 至DC电源203。谐振网络耦合至负载207。使用施加在放大器211上的控 制信号209实现对开关201的控制。放大器211产生开关控制信号219，其 被施加到开关201上。当开关201响应控制信号209打开和关闭时，谐振 网络205形成开关电压以产生期望的输出信号213。
在图2所示的放大器中，信号209和219是可被相位调制的等幅(CA) 信号(即，具有恒定峰值振幅的振荡信号)。开关控制信号219的振幅由功率 控制逻辑电路215确定。功率控制逻辑电路215还控制由DC电源203产 生并被施加到开关201上的DC电源电压216。当功率控制逻辑电路215 使DC电源电压216增大时，在谐振网络205内产生且随后传送到负载207 的振荡信号的峰值电压也增大。相似地，当功率控制逻辑电路215使DC 电源电压216减小时，在谐振网络205内产生且随后传送到负载207的振 荡信号的峰值电压也减小。
在前述的专利出版物中描述了根据本发明的示范性实施例的图2所示 放大器电路的进一步细节。
根据本发明的一方面，以一种与控制DC电源电压216协调的方式， 信号218被用于控制开关控制信号219的振幅，进而避免了开关控制信号 219的过量泄漏通过开关201并进入谐振网络205。
更详细地，在任何物理实施例中，在开关201周围的杂散(非故意的) 电容212不可避免地存在。该杂散电容为开关控制信号219泄漏进入谐振 网络205提供泄漏路径，在此其与期望开关输出信号混合。因为开关控制 信号219与期望开关输出信号异相，因此当期望输出信号的幅度接近或小 于泄漏信号的幅度时，在开关输出端会产生一个大相移。图3中示出了这 种效应，其描述了作为期望幅度的参量函数的输出相位和输出幅度(即当期 望幅度减小时，朝逆时针方向描绘出了图3所示的曲线)。在所示的情况下， 在.170度的相对相移处，信号泄漏假定为35dB，低于最大输出信号(1.7 ％)。如果开关控制信号没有减少(曲线A)，则当期望输出幅度小于峰值输 出幅度的10％时，放大器输出信号会发生严重的AM-PM(和AM.AM)失 真。
对于低幅度输出信号(例如小于峰值输出幅度的1 O％)，通过相应地减 少开关控制信号(例如减少至初始值的10％)，该作用会被抵消。如图3所 示，这种方法实质上去除了期望的输出信号上的AM-PM和AM.AM失真 (曲线B)。原则上说，这种方法可以任意扩展到低的期望输出信号幅度。
为了说明目的，我们考虑需要在时隙网络内产生等幅RF信号，其中输 出功率可以从时隙变化到时隙。在图2所示的放大器中，可通过在给定时 隙内保持电源电压216恒定，和在给定时隙内保持控制信号的峰值振幅恒 定实现这种工作方式，如图4所示。结果，输出信号213的峰值振幅在给 定时隙内是恒定的。注意，当电源电压216为低电平时，控制信号219也 相应地为低电平(例如，时隙(N))。以这种方式，获得图3中曲线B所示的 低失真特性。
图5、图6、和图7分别示出了可被用于图2所示功率控制逻辑电路215 内以控制放大级功率应用的不同特定电路。
首先参见图5，DC电源电压VSUPPLY以共用发射极结构被加到PNP双 极晶体管Q的发射极。DC电源电压可以未经调节的，或者也可以被调节 至用于期望的瞬时输出功率的合适的DC电平，例如使用开关电源电压和 在前述的专利出版物中已详细描述的线性调节器。晶体管Q的集电极通过 电阻分压器网络R1、R2接地。运算放大器501被连接以在负输入上接收 功率设置命令信号523，且在其正输入上接收在电阻R1和R2连接点处产 生的电压信号。运算放大器501产生被加到晶体管Q的基极的输出信号。 工作时，在运算放大器的501控制下，晶体管起控制电阻的作用，以将精 确控制的电压传送到多个放大级，包括例如驱动级503(响应于与图2中信 号209类似的I心信号509)和末级505。在驱动级503的情况下，来自晶体 管Q的受控电压被通过电阻R3施加以说明相对于末级放大器的驱动放大 器的大小。上述电路可实现快控制，并可能结合或代替单独的DC调整电 路被加以使用。
例如，如图6所示，提供了一个或多个附加驱动级。在图6中，初级 607的电源电压被不太严格地控制。若干个离散电源电压(V1，V2....，VN) 被加到开关609上，其被控制以选择该离散电压的期望的一个。末级605 的控制和在前紧邻的驱动级603可以仍为如前所述。
如果期望输出信号具有大的动态范围，则共同控制驱动级和末级会有 些不充分。参见图7，提供了对每个多级放大级的单独控制。该方法可以扩 展到任意数目的级。
再次参考图2，在等幅输出信号情况下，如图所示的放大器可以有效提 供有效的放大和功率控制。然而，它不具有调幅能力。
现在参看图8，示出了广义的有效功率放大器结构，其允许多级控制以 实现对放大器输出信号的包括调幅的复杂控制。在图8中，RF输入信号 RFin.被加到包括N级的放大器电路。该放大器电路产生RF输出信号RFout。 每级的电源电压都被独立控制。一个或多个控制块接收DC电源电压，而 且响应来自控制器(图中未示出)的控制信号，产生用于每个N放大器级 的单独的电源电压。在图8所示的示例中示出了两个控制块：一个功率/ 短脉冲控制块(power/burst control block)801和一个调制控制块803。然而， 对本领域技术人员显而易见，控制块的功能可被容易地合并或再分。
随意地，独立偏压信号可施加到每个级。在一个实施例中，偏压信号 的可能值包括可关闭级的数值，例如，将该级的有源元件放在高阻抗状态 下。此外，每级可随意地包括控制旁路元件或网络，图8中示出的为连接 该级的输入端子和输出端子的电阻。这样一个旁路可以允许在低输入信号 电平下的放大级的性能受到更全面的特征化和控制。特别地，因为通过明 确地提供旁路，电路寄生效应不可避免地产生了旁路效应，因此它可用这 种方式被设计以控制寄生效应。
现在将详细描述图8所示的广义放大器结构的特例。
参看图9，示出了提供图2所示放大器的优点且另外能够调幅的放大 器。在图9中，提供了开关901、DC电源903、谐振网络905、负载907、 控制信号909、控制信号放大器911、输出信号913和功率控制逻辑电路915， 它们通常对应于并被给予与图2所示元件相同的标记。控制信号放大器911 响应于驱动控制信号918，以产生开关控制信号919。然而，在图9中，另 外还提供了响应于AM信号923的调幅器917。代替功率控制逻辑电路915 直接对控制信号放大器911进行控制(如图2所示)，功率控制逻辑电路915 耦合至调幅器917，其响应于功率控制逻辑电路915以对控制信号放大器 911进行控制。在调幅器917的控制下，控制信号放大器911产生加到开关 901的开关控制信号919。DC电源903耦合至调幅器917，其响应于AM 信号923以适当调整电源电压并将形成的开关电源信号921加到开关901。
图9所示的放大器的两种工作情况可以被区别开来。图10示出了一种 情况，其中调幅仅通过开关电源信号921的变化实现，且功率控制通过DC 电源903的变化和开关控制信号919的变化(通过信号918)共同得到。在时 隙(N.1)内，开关控制信号919的峰值振幅保持恒定。在此时间内，控制 信号909的峰值也保持恒定。另一方面，开关电源信号921将调幅信号变 化加到其上。结果，输出信号913显示了相应的幅度变化。在时隙(N)内， 控制信号909和开关控制信号919的振幅在较低电平下是恒定的，且DC 电源电压904(图10中未示出)在较低电平下也是恒定的，表示较低的期望 输出功率电平。不同调幅信号变化被施加到开关电源信号921，且在输出信 号913的振幅内是显然的。在时隙(N+1)内，控制信号909和开关控制信号 919的电平又被提高，DC电源电压904也是如此，对应于较高的期望输出 功率电平。开关控制信号919的固定峰值振幅被设置更高以用于更高的期 望输出功率电平，被设置更低以用于更低的期望输出功率电平，以使开关 901根据需要被成功打开和关闭，同时使通过开关901进入谐振网络905 的开关控制信号919的不良泄漏达到最小。
在较低的功率电平下，为了避免开关控制信号919的过量泄漏进入输 出信号913，有必要通过开关电源信号921和开关控制信号919的协调变化 实现输出信号的调幅。这代表前述的工作的第二种情况，且如图11所示。 特别地，图11示出了开关电源信号921的调幅和开关控制信号919的调幅 之间的不同关系的示例。开关电源信号921和开关控制信号919的功率控 制和调幅根据需要被施加以扩展输出信号913的动态范围。在示范性实施 例中，开关控制信号919的调幅仅当AM信号923降至功率电平独立的阈 值以下时被应用。
时隙(N-1)说明了在时隙持续过程中AM信号923低于功率电平独立阈 值(如图11最上面的框中的虚线所示)的情况。因此，在时隙的整个持续过 程中开关控制信号919与开关电源信号921一起被调幅。在时隙(N)中，在 该时隙的初始部分持续过程中和最终部分持续过程中，AM信号923假定 高于闽值。因此，在时隙的这些部分中，开关控制信号919未被调幅。(在 图11的中间框中，虚线表示当AM信号923高于阈值时开关控制信号919 的标称振幅。)然而，在时隙的中间部分，AM信号923假定为低于阈值。 因此在时隙的这个部分，开关控制信号919与开关电源信号921一起被调 幅。最后，在时隙(N+1)中，AM信号923假定为在整个时隙持续过程中都 高于阈值。开关控制信号919的振幅(峰值-峰值)在整个时隙的持续过程中 保持恒定。注意，实际调幅仍旧通过开关电源信号921单独施加在输出信 号913上。信号918的变化和与信号921相呼应的引起的信号919的变化 单独执行以减少泄漏。这样，信号918所要求的精确度就从信号921的精 确度被大大减少。
参看图12，示出了根据本发明的示范性实施例的放大器的更详细的图 示，其中相同的元件用与图9所示的相同标号表示。在图12所示的实施例 中，控制信号放大器1211和开关1201被设置为第一和第二放大器级，分 别为“增益”级和“开关”级。增益级211可通过多种方式实现。一种实现有具 有众所周知的等级A、AB、B、和C的传统增益控制线性CCS(控制电流源) 放大器。另一种实现为在前述的未决U.S.申请中描述的小规模的开关模式 级。
在虚线块917内示出了图9所示的调幅器917的一个实施例的更多的 细节。响应于AM信号采样1223和来自功率控制逻辑电路1215的信号 1232，AM逻辑电路1231计算用于第一放大器级1211和第二放大器级1201 的合适的供应电平。
在第一放大器级1211的情况下，DC电源电压通过晶体管1235.1被 提供。晶体管1235-1的基极驱动由AM逻辑电路1231通过DAC(数模转换 器)1233-1加以控制。因此，DAC 1233-1设置可被第二放大器级1201看到 的开关控制信号1219的电平。相似地，在第二放大器级1201的情况下， DC电源电压通过晶体管1235-2被提供。晶体管1235.2的基极驱动由AM 逻辑电路1231通过DAC1233.2所控制。
在一个示范性实施例中，DAC 1233-1的输出由以下规则给出：
${\mathrm{DAC}}_1\left(t\right)=v\left(p\right),\mathrm{fora}\left(t\right)\ge m\left(p\right)$
$=v\left(p\right)·\frac{a\left(t\right)}{m\left(p\right)},\mathrm{fora}\left(t\right)<m\left(p\right)$
其中，a(t)为时间t处的AM信号，m(p)为由功率电平P确定的阈值， 且v(p)为对于功率电平P的DAC1的标称输出电压。
根据上述规则，图12所示的放大器的工作情况如图13所示。可以看 出，由于信号a(t)(时间t处的AM信号的振幅)在第一个时间段内波动，信 号超出电流功率电平P的阈值m(p)。在这个时间段内，电压DAC1(t)被设 定为标称电平v(p)。此后，信号a(t)降至阈值以下一段时间。在该时间段内， 根据信号a(t)的波动DAC1(t)进行调幅。而当信号a(t)再次上升到阈值以上 时，电压DAC1(t)也再次被设定为标称电平。
这样，已描述了RF信号有效放大器，其可以实现在宽动态范围内进行 调幅。开关控制信号的振幅可被调整以减少不良泄漏作用。结果，在较宽 范围内的各处，都有可能产生具有平均功率的输出信号；或者说，极大地 增加了在给定的平均功率电平下进行调幅的动态范围；或者二者兼有。
对本领域技术人员显而易见的是，本发明能用其它具体形式实现而不 偏离其精神或本质特征。因此，无论从哪一点来看，所描述的实施例意图 都是描述性：的而非限定性的。本发明的范围由所附的权利要求限定，而 不是上面的描述，在其等同物的意义和范围内的所有变化都包含在其中。
本申请是2003年4月7日提交的，题为“一级或多级开关模式功率放 大器的功率控制和调制”、申请号为01816984.8的中国专利申请的分案申 请。