极化调制设备以及利用FM调制的方法 |
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| 申请号 | CN200680038725.3 | 申请日 | 2006-10-18 | 公开(公告)号 | CN101292420B | 公开(公告)日 | 2011-04-27 |
| 申请人 | NXP股份有限公司; | 发明人 | 保罗·马泰耶森; 多米尼克斯·M·W·利纳尔特斯; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种极化调制设备和方法，其中，在模拟域中对同相和 正交 相位 信号 进行处理，以产生与所述极化调制的信号的相位分量的导数对应的 模拟信号 。随后，将该模拟信号输入至受控 振荡器 (40)的控制输入端。例如，该处理是基于模拟域中的微分和乘法 算法 的。因此，在模拟域中产生相位和包络信号，并且可以防止由于对极化信号的处理而产生的带宽扩宽和相应的 混叠 ，从而获取高度精确的极化调制过的 输出信号 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种极化调制设备，其中，输入信号的相位分量被用于对受控振荡器(40)进行调谐，并且所述输入信号的幅度分量被用于对输出放大器(50)进行调制，其特征在于，所述设备包括： |
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| 说明书全文 | 极化调制设备以及利用FM调制的方法背景技术[0001] 在当前的功率放大器(PA)设计中，线性度和功率效率是很重要的要求。实际上，PA的设计空间由诸如压缩点、输出功率、有效增益或者精度之类的影响线性度和效率要求的几个参数组成，这可由误差矢量幅度(EVM)来表示。很难找出一种最优设计的放大器，这是因为在这些参数之间存在一种折衷，所以不能使它们同时最优。例如，效率和线性度要求是两种相互矛盾的要求。理论上，对于高功率电平，线性度增加会造成功率效率降低，并且另一方面，对于低功率电平，效率增加会造成较差的线性度。对于具有幅度和相位调制(例如，正交幅度调制(QAM))的无线通信系统，上述问题甚至会变得更加苛求。尤其对于采用正交频分复用(OFDM)作为调制方案的无线通信系统，由于OFDM信号具有高峰值平均比(例如10dB)，这将给PA设计施加另一个参数，所以上述问题将变得更加严重。这种高峰值平均比要求为这些OFDM通信系统的PA使用A和AB类驱动方案。然而，采用A和AB将导致PA的效率显著下降。 [0002] 例如，无线局域网(WLAN)PA需要在输出端提供大约19至21dBm的功率电平，并且必须满足功率辅助效率为20％或者更高的EVM要求。 [0003] 为了解决上述效率要求问题，已经发展了极化调制技术以促进系统设计。极化调制器可以独立地处理载波的幅度和相位信号，典型地，它与工作在开关模式下的非线性功率放大器协同工作。线性工作要求的消除使功率放大器效率对于每种调制标准都是最大的。在极化调制方案中，可通过数字切换实现多模式工作。利用相位信息对驱动PA的压控振荡器(VCO)进行调谐，同时幅度信息根据要求的标准对PA进行调制。于是，在采用极化调制时，复基带信号被分成相位和幅度分量，它们在输出级结合。 [0004] US 2004/0212445 A1公开了一种用于极化调制的方法和设备，其中对同相分量(I)和正交相位分量(Q)进行数字处理以产生数字包络或幅度和相位信息。在相位信号通道中，通过利用数字导数电路求出相位的导数来将相位信号转换成基带频率信号。此外，利用或者控制数字时间延迟电路以使相位通道和幅度通道同步，其中对幅度信号进行微分并将其转换成用于驱动PA的模拟信号。随后，将数字基带频率信号提供至锁相环(PLL)装置的小数分频器电路以产生正弦波。幅度和相位通道中的上述附加数字处理使得所述极化调制系统中的信号质量得到改善。 [0005] 但是，诸如同相(I)信号和正交相位(Q)信号之类的笛卡尔信号(Cartesian signal)到极化信号的转换通常要求非线性工作。由此，极化信号的包络和相位分量的带宽被显著地放大至高达笛卡尔信号的带宽的5至8倍。在数字域，这将导致额外的混叠，而这又增大了EVM。发明内容 [0006] 因此，本发明的目的是提供一种极化调制设备和方法，其用于获得具有相对较高精度的改进的极化调制的输出信号。 [0007] 该目的通过一种极化调制设备来实现，其中，产生与极化调制信号的相位分量的导数对应的模拟信号，并将其用作受控振荡器(例如VCO)的模拟输入信号。因此，在模拟域中完成了转换，所以可以防止能够增大EVM的附加混叠。可以提供可替换的极化调制结构，其中利用基带信号的相位信号的模拟导数来驱动受控振荡器。 [0008] 例如，频率调制器可包括微分装置和乘法装置，微分装置用于对同相分量和正交相位分量进行微分，乘法装置用于将微分后的同相分量和正交相位分量相乘，以及将微分后的正交相位分量与同相分量相乘。因此，可以利用简单的模拟电路在低复杂度情况下产生相位信号的导数。特别地，频率调制器可包括用于对乘法装置的输出信号进行减法运算的减法器。微分装置和乘法装置可以是模拟电路。作为特定示例，微分装置可包括RC网络。此外，受控振荡器可被布置在PLL结构中，调节受控振荡器，使其适于接收PLL结构中的相位检测器上产生的PLL控制信号。为此目的，PLL结构可以包括用于将PLL控制信号加到模拟信号的加法器。因此，仅仅在受控振荡器上提供第二输入终端，就可以产生极化调制后的信号的相位分量，所以，根据相位分量的导数对PLL结构产生的频率进行其它调制。 [0009] 为了实现相对于模拟信号的PLL结构的快速锁定，可以提供供电装置，该供电装置用于在锁相环结构处于未锁定状态时将模拟信号直接提供至相位检测器。可以通过将模拟信号例如施加至可控的振荡器的可控或可调电容器或者其它(多个)频率调谐元件来实现可控振荡器的其它控制。 [0010] 因此，仅仅在可控振荡器中提供第二可控电容器或其它(多个)频率调谐元件，就可以实施提出的调制方案。提供用于接收同相分量和正交相位分量的平方装置可产生包络信号，而平方装置例如可包括非线性元件。这些措施还确保了所提出的极化调制方案的简单模拟实施。为了使受控振荡器的控制输入端不发生任何偏移，可采用耦合装置来提供频率调制器和输入装置之间的交流耦合。此外，可提供幅度处理装置来将模拟信号的幅度与幅度分量的平方的倒数相乘。因此，可以将不期望的幅度分量从模拟信号中去除。 [0011] 在特定实施例中，可将受控振荡器和输出放大器集成以形成功率振荡器。因此，电路空间可减小，并且可以实现有效的相位和幅度控制以产生极化调制输出信号。 [0013] 现在参照附图，根据优选实施例对本发明进行描述，其中： [0014] 图1示出了根据第一优选实施例的极化调制器电路的示意框图； [0015] 图2示出了第一优选实施例的实施示例的更加详细的框图；以及 [0016] 图3示出了具有功率振荡器电路的第二优选实施例的示意框图。 具体实施方式[0017] 现在结合极化调制器装置对优选实施例进行描述，其中极化调制器装置利用了诸如蓝牙、UWB(超宽带)、WLAN(无线局域网)或者GSM EDGE(增强数据速率GSM演进方案)之类的无线通信系统中的IQ模块。 [0018] 图1示出了所提出的极化调制器电路的示意框图，其中提供数字基带电路10用于产生同相(I)信号和正交相位(Q)信号或者输入信号的分量。I和Q信号被提供至频率调制(FM)调制器电路20，调制器电路20产生与I和Q分量反射的基带信号的频率含量对应的变频模拟信号。将产生的变频信号作为从基带信号获取的相位的导数。将与该导数对应的模拟输出信号，经由AC(交流)耦合元件(例如电容器C)，提供至由模块42、44、45、46和48组成的PLL结构的压控振荡器(VCO)40，并且模块48与用于提高参考频率的参考振荡器(例如晶体振荡器)60连接。 [0019] 从图1可以看出，VCO 40包括两个控制输入端，其中一个输入端用于输入从FM调制器20获取的相位的模拟导数，而另一个输入端用于输入从PLL装置的相位检测器46获取的控制信号。相位检测器46接收分频反馈信号，该分频反馈信号已经除以数值N。将该分频反馈信号与从另一个分频器48(其中参考振荡器60的参考信号除以另一数值M)获取的分频反馈信号进行比较。因此，可保持处理频率较低，并可使得极化调制器的输出频率适合于参考振荡器60的参考频率。 [0020] 将相位检测器46的输出经由电荷泵电路44和低通滤波器42提供至VCO 40的一个控制输入端，从而提供平滑的滤波后的控制信号。由于VCO 40是由从相位检测器46获取的PLL反馈信号和从FM调制器20获取的相位的模拟导数控制的事实，所以VCO 40的输出频率包括利用基带信号(RF+PM)的相位内容组成调制的射频(RF)载波。将VCO 40的输出信号馈入功率放大器(PA)50的输入端以进行放大，并将放大的信号提供至用于无线电传输的天线。 [0021] 为了得到期望的极化调制的传输信号，利用基带信号的包络信号R(t)来驱动PA50的偏置电流，该基带信号是由模拟平方电路30产生的，并且将FM调制器20的I和Q输入信号提供至模拟平方电路30。包络信号和相控输出信号的重新组合RF+PM产生了期望的RF电平的输出频谱。 [0022] 在PLL装置的回路行为没有快到能够锁定至FM调制器20的输出信号(PM信号)的情况下，可暂时直接将与相位的导数对应的输出信号提供至相位检测器46，如图1中的虚线所示。在锁定状态(即在锁定至FM调制器20的输出信号后)下，可将输出信号从相位检测器46去除并将其经由耦合电容C提供至VCO 40。 [0023] 因此，基带信号的相位和包络信号都在模拟域产生，于是可以防止在数字域中的极化信号的带宽拓宽以及由此产生的混叠。 [0024] 图2示出了第一优选实施例的更加详细的实施示例的示意电路图，其中FM调制器20是通过微分和乘法(DAM)电路实现的。 [0025] 为了简化说明，对图2所示的框图的以下讨论仅限于相对于图1所示框图的新的元件或者模块。当然，图2中未示出的图1的特征同样是存在的。 [0026] 图2中的DAM电路包括微分装置22、24和乘法装置26，它们被用于对同相和正交相位信号I和Q的时间进行微分，从而产生第一和第二微分信号dI/dt和dQ/dt，并且将信号dI/dt和信号Q相乘并将信号dQ/dt和信号I相乘，从而产生各个辅助信号。由两个乘法器26输出的辅助信号被提供至差值形成装置(例如减法器28)，其中差值信号是由辅助信号形成的。这个差值信号与微分后的相位信号或者相位的导数对应，但是，相位的导数是由与I和Q信号的矢量和对应的极化信号的载波包络R定标的。因此，差值信号可由下式表示： [0027] I·dQ/dt-Q·dI/dt＝R2(t)·dΦ/dt [0028] 减法器28被连接至处理或定标电路70，平方电路30的输出端的包络信号R(t)被-2提供至定标电路70，从而产生定标因子R (t)，该定标因子对应于包络信号的平方的倒数。 因此，可将包络分量从差值信号去除，从而获取基带信号的正确导数dΦ/dt。将相位导数dΦ/dt经由耦合电容器C提供至加法或求和元件80，在元件80处，将相位导数与相位检测器46的处理过的控制输出相加，并且相加后的控制信号被提供至VCO 40。 [0029] 因此，从数字基带电路或者处理器10获取的I和Q信号被转换到模拟域，并且通过将信号通过平方电路30来获取基带包络信号，平方电路30可以包括非线性装置或元件。获取的包络信号R(t)驱动PA 50的偏置电流。为了获取相位信号，将I和Q信号通过各个微分电路22、24(其可以包括RC网络)。之后，在各个乘法器26中，将I和Q信号的导数和Q和I信号分别相乘。在减法器28中对两个结果进行减法运算，并且在处理电路70中对结果进行定标以获取相位信号的导数。例如，可使用2MHz基带信号，该信号是微分调制的(π/4-DQPSK)，所以，这些符号被映射在1000个产生OFDM信号的副载波上。 [0030] 图3示出了根据第二优选实施例的极化调制器装置的示意框图，第二优选实施例基于第一优选实施例且包括VCO 40和PA 50被集成在一起以形成功率VCO 100的附加特征。这就意味着，如图3的左下部分所示，只有一个放大器电路可具有频率确定电路和偏置调节电路。根据该电路，由两个可调节或可控制电容器、电感器、和反射负电阻的元件(这可通过具有负斜率特征的有源元件或者半导体元件实现)组成的谐振电路确定频率。从图3的左下部可以得出，通过将相位导数PM施加至上部可控电容器(例如变容二极管等)的控制终端，就可以控制功率VCO 100的VCO部分40。类似地，将从相位检测器46获取并被提供至VCO部分40的调谐电压Vtu施加至下部可控电容器的控制输入端，从而可实现由相位导数PM和调谐电压Vtu结合的控制频率，进而获取调制过的输出信号RF+PM。 [0032] 根据提出的极化调制方案，相位和幅度信号是在模拟域中产生的，从而阻止了带宽增加，同时，相位信号是通过模拟FM调制器获取的，该模拟FM调制器例如可基于模拟域中的微分和乘法算法。获取的相位信号的导数被用于控制诸如VCO之类的受控振荡器，该受控振荡器用于极化调制器中的相位调制。因此，可获取高精度的极化调制过的输出信号。 [0033] 总的来说，本发明涉及极化调制设备和方法，其中，在模拟域中对同相和正交相位信号进行处理，以产生与所述极化调制的信号的相位分量的导数对应的模拟信号。随后，将该模拟信号输入至受控振荡器的控制输入端。因此，在模拟域中产生相位和包络信号，并且可以防止由于极化信号的处理而产生的带宽扩宽和相应的混叠，从而获取高度精确的极化调制过的输出信号。然而，应该注意到，本发明并不限于上述优选实施例，本发明可以应用到基于I、Q信号的并包括可控振荡器电路的任何极化调制结构。 [0034] 最后，但也是很重要的，应该注意到，包括权利要求的说明书中使用的术语“包括”或者“包含”是用于指出所陈述的特征、装置、步骤或者元件的存在，而不排除一个或者多个其它特征、装置、步骤、元件或组的存在或添加。此外，权利要求中的元素之前的词语“一个”或者“一种”并不排除多个这种元素的存在。此外，任何参考标记均不用于限制本发明的范围。 |
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