现在结合极化调制器装置对优选实施例进行描述，其中极化调 制器装置利用了诸如蓝牙、UWB(超宽带)、WLAN(无线局域网)或 者GSM EDGE(增强数据速率GSM演进方案)之类的无线通信系统中 的IQ模块。
图1示出了所提出的极化调制器电路的示意框图，其中提供数 字基带电路10用于产生同相(I)信号和正交相位(Q)信号或者输 入信号的分量。I和Q信号被提供至频率调制(FM)调制器电路20， 调制器电路20产生与I和Q分量反射的基带信号的频率含量对应的 变频模拟信号。将产生的变频信号作为从基带信号获取的相位的导 数。将与该导数对应的模拟输出信号，经由AC(交流)耦合元件(例 如电容器C)，提供至由模块42、44、45、46和48组成的PLL结构 的压控振荡器(VCO)40，并且模块48与用于提高参考频率的参考振 荡器(例如晶体振荡器)60连接。
从图1可以看出，VCO 40包括两个控制输入端，其中一个输入 端用于输入从FM调制器20获取的相位的模拟导数，而另一个输入端 用于输入从PLL装置的相位检测器46获取的控制信号。相位检测器 46接收分频反馈信号，该分频反馈信号已经除以数值N。将该分频反 馈信号与从另一个分频器48(其中参考振荡器60的参考信号除以另 一数值M)获取的分频反馈信号进行比较。因此，可保持处理频率较 低，并可使得极化调制器的输出频率适合于参考振荡器60的参考频 率。
将相位检测器46的输出经由电荷泵电路44和低通滤波器42提 供至VCO 40的一个控制输入端，从而提供平滑的滤波后的控制信号。 由于VCO 40是由从相位检测器46获取的PLL反馈信号和从FM调制 器20获取的相位的模拟导数控制的事实，所以VCO 40的输出频率包 括利用基带信号(RF+PM)的相位内容组成调制的射频(RF)载波。 将VCO 40的输出信号馈入功率放大器(PA)50的输入端以进行放大， 并将放大的信号提供至用于无线电传输的天线。
为了得到期望的极化调制的传输信号，利用基带信号的包络信 号R(t)来驱动PA 50的偏置电流，该基带信号是由模拟平方电路30 产生的，并且将FM调制器20的I和Q输入信号提供至模拟平方电路 30。包络信号和相控输出信号的重新组合RF+PM产生了期望的RF电 平的输出频谱。
在PLL装置的回路行为没有快到能够锁定至FM调制器20的输 出信号(PM信号)的情况下，可暂时直接将与相位的导数对应的输 出信号提供至相位检测器46，如图1中的虚线所示。在锁定状态(即 在锁定至FM调制器20的输出信号后)下，可将输出信号从相位检测 器46去除并将其经由耦合电容C提供至VCO 40。
因此，基带信号的相位和包络信号都在模拟域产生，于是可以 防止在数字域中的极化信号的带宽拓宽以及由此产生的混叠。
图2示出了第一优选实施例的更加详细的实施示例的示意电路 图，其中FM调制器20是通过微分和乘法(DAM)电路实现的。
为了简化说明，对图2所示的框图的以下讨论仅限于相对于图1 所示框图的新的元件或者模块。当然，图2中未示出的图1的特征同 样是存在的。
图2中的DAM电路包括微分装置22、24和乘法装置26，它们被 用于对同相和正交相位信号I和Q的时间进行微分，从而产生第一和 第二微分信号dI/dt和dQ/dt，并且将信号dI/dt和信号Q相乘并将 信号dQ/dt和信号I相乘，从而产生各个辅助信号。由两个乘法器 26输出的辅助信号被提供至差值形成装置(例如减法器28)，其中 差值信号是由辅助信号形成的。这个差值信号与微分后的相位信号或 者相位的导数对应，但是，相位的导数是由与I和Q信号的矢量和对 应的极化信号的载波包络R定标的。因此，差值信号可由下式表示：
I·dQ/dt-Q·dI/dt＝R2(t)·dΦ/dt
减法器28被连接至处理或定标电路70，平方电路30的输出端 的包络信号R(t)被提供至定标电路70，从而产生定标因子R-2(t)， 该定标因子对应于包络信号的平方的倒数。因此，可将包络分量从差 值信号去除，从而获取基带信号的正确导数dΦ/dt。将相位导数 dΦ/dt经由耦合电容器C提供至加法或求和元件80，在元件80处， 将相位导数与相位检测器46的处理过的控制输出相加，并且相加后 的控制信号被提供至VCO 40。
因此，从数字基带电路或者处理器10获取的I和Q信号被转换 到模拟域，并且通过将信号通过平方电路30来获取基带包络信号， 平方电路30可以包括非线性装置或元件。获取的包络信号R(t)驱动 PA 50的偏置电流。为了获取相位信号，将I和Q信号通过各个微分 电路22、24(其可以包括RC网络)。之后，在各个乘法器26中， 将I和Q信号的导数和Q和I信号分别相乘。在减法器28中对两个 结果进行减法运算，并且在处理电路70中对结果进行定标以获取相 位信号的导数。例如，可使用2MHz基带信号，该信号是微分调制的 (π/4-DQPSK)，所以，这些符号被映射在1000个产生OFDM信号的 副载波上。
图3示出了根据第二优选实施例的极化调制器装置的示意框图， 第二优选实施例基于第一优选实施例且包括VCO 40和PA 50被集成 在一起以形成功率VCO 100的附加特征。这就意味着，如图3的左下 部分所示，只有一个放大器电路可具有频率确定电路和偏置调节电 路。根据该电路，由两个可调节或可控制电容器、电感器、和反射负 电阻的元件(这可通过具有负斜率特征的有源元件或者半导体元件实 现)组成的谐振电路确定频率。从图3的左下部可以得出，通过将相 位导数PM施加至上部可控电容器(例如变容二极管等)的控制终端， 就可以控制功率VCO 100的VC0部分40。类似地，将从相位检测器 46获取并被提供至VCO部分40的调谐电压Vtu施加至下部可控电容 器的控制输入端，从而可实现由相位导数PM和调谐电压Vtu结合的 控制频率，进而获取调制过的输出信号RF+PM。
此外，通过将包络信号R(t)提供至串联电容器电路的各个可控 电容器(例如变容二极管)，可以实现偏置调谐，同时，图3左下部 的调节电路的右端的输出电压形成了功率VCO 100的输出电压。
根据提出的极化调制方案，相位和幅度信号是在模拟域中产生 的，从而阻止了带宽增加，同时，相位信号是通过模拟FM调制器获 取的，该模拟FM调制器例如可基于模拟域中的微分和乘法算法。获 取的相位信号的导数被用于控制诸如VCO之类的受控振荡器，该受控 振荡器用于极化调制器中的相位调制。因此，可获取高精度的极化调 制过的输出信号。
总的来说，本发明涉及极化调制设备和方法，其中，在模拟域 中对同相和正交相位信号进行处理，以产生与所述极化调制的信号的 相位分量的导数对应的模拟信号。随后，将该模拟信号输入至受控振 荡器的控制输入端。因此，在模拟域中产生相位和包络信号，并且可 以防止由于极化信号的处理而产生的带宽扩宽和相应的混叠，从而获 取高度精确的极化调制过的输出信号。然而，应该注意到，本发明并 不限于上述优选实施例，本发明可以应用到基于I、Q信号的并包括 可控振荡器电路的任何极化调制结构。
最后，但也是很重要的，应该注意到，包括权利要求的说明书 中使用的术语“包括”或者“包含”是用于指出所陈述的特征、装置、 步骤或者元件的存在，而不排除一个或者多个其它特征、装置、步骤、 元件或组的存在或添加。此外，权利要求中的元素之前的词语“一个” 或者“一种”并不排除多个这种元素的存在。此外，任何参考标记均 不用于限制本发明的范围。