人们希望能够以有限的电池容量长时间地使用蜂窝电话。用于放大高频信号 并向天线提供发送功率的功率放大部分尤其会消耗大量功率。因此，提高功率放大 部分的效率是很重要的。
各种通信系统在世界上已被广泛使用，人们想要一种能配合多个通信系统使 用的多模无线通信终端。但是，基于常规技术生产的多模无线通信终端不可避免地 包括较多的组件，尤其是在无线部分，并且因此增加了尺寸和成本。为了实现多模 无线通信终端，一个重要的目的是为多个通信系统共用部件。
已基于作为一种蜂窝电话标准的GSM(全球移动通信系统)开发出EDGE(增 强型数据GSM环境)系统以提高通信速度。在EDGE系统中，常常采用极性调制 (极性调制)系统作为无线发送部分中的调制系统。极性系统与作为常规调制系统 的GMSK(经高斯滤波的最小移位键控)调制的发送电路配置高度兼容。
在与GSM系统和UMTS(通用移动电信系统)兼容的多模无线通信终端中， 采用极性系统导致统一的平台，并由此导致系统的简化。
为了限制无线部分尺寸的增长，为多个通信系统共用诸如功率放大器等部件 是有效的。但是，这一步骤一般会降低工作效率。此外，UMTS要求在从非常低的 输出到高输出的范围上能控制功率。因此，确保能可靠地获得发送动态范围也是很 重要的。
在上述背景下提出了以下技术。
在美国专利第6,528,975号(以下称为“专利文献1”)的说明书中公开了用 于为功率放大部分的极性调制操作控制电源部分的装置。图20是示出专利文献1 中所描述的极性调制器中振幅控制部分900的结构的框图。
如图20中所示，振幅控制部分900包括输入端901、DAC(数模转换器)902、 控制器903、比较器904、运算放大器905、电流监视器906、电源端907、负载908、 晶体管909以及电源端910。
从输入端901输入的振幅数据经由DAC 902被输入到运算放大器905。运算 放大器905的输出电压经由电流监视器906被输入到晶体管909的基极。由此，晶 体管909基于从电源端910输入的供电电压Vbat放大输入到基极的信号，并输出 经放大的信号作为已调制信号电压Vm(t)。负载908是功率放大器。晶体管909使 用已调制信号电压Vm(t)来调制作为负载908连接到晶体管909的功率放大器的电 源端907。已调制信号电压Vm(t)被反馈给运算放大器905。运算放大器905对从 DAC 902输出的已调制信号和反馈的已调制信号电压Vm(t)进行比较，并调整输出 电压。
在晶体管909的发射极和集电极之间有0.1V的饱和电压。因此，晶体管909 的电源电源Vbat需要比已调制信号电压Vm(t)的最大值至少高0.1V。否则，晶体 管909会饱和并变得不能工作。当晶体管909饱和时，电流流入其基极。电流监视 器906监视流入基极的电流，并将监视结果传送给比较器904。比较器904确定电 流监视器906监视到的电流是否大于等于预定阈值。当该电流等于或大于预定阈值 时，比较器904将此信息传送给控制部分903。据此，控制部分903降低DAC 902 的输出电压的最大值，直至比较器904停止传送经由电流监视器906电流等于或大 于预定阈值的信息。通过如上所述地降低DAC 902的输出电压的最大值，就可保 持Vbat比已调制信号电压Vm(t)的最大值至少高0.1V。由此可防止晶体管909饱 和。
当给晶体管909的电源端910提供足够高的供电电压Vbat时，上述控制就不 必要了。但是，供电电压Vbat通常是从电池提供的。据此，当电池容量降低时， 上述控制就变得必要。亦即，当使用专利文献1中所描述的放大控制部分900时， 即使供电电压Vbat由于电池电压降低而降低，也可实现稳定工作且晶体管909不 会饱和。
在美国专利第6,242,975号(以下称为“专利文献2”)的说明书中公开了极 性调制器中扩大动态范围的示例。图21是示出专利文献2中所描述的极性调制器 923的结构的框图。
如图21中所示，极性调制器923包括包络提取器/调节器911、可变放大器912、 功率放大器913和正交调制器914。I(同相)基带信号和Q(正交)基带信号被 输入到包络提取器/调节器911。包络提取器/调节器911输出使振幅分量(I2+Q2)1/2 为恒量的Ic信号和Qc信号，并输出指示I和Q基带信号的包络分量的振幅信号。 可变放大器912将大于预定值的振幅信号的分量调整到预定值。正交调制器914 基于所输入的Ic信号和Qc信号生成相位已调制信号，并将相位已调制信号输出到 功率放大器913。由可变放大器912对振幅信号的振幅进行调整，然后将其输入到 功率放大器913的供电部分。功率放大器913使用振幅信号来对相位已调制信号的 振幅进行调制，并输出已调制的信号。包络提取器/调节器911调节振幅信号的振 幅。通过这一操作，就降低了已调制信号的峰均功率比(PAPR)，即最大值与平 均值的比率。结果是抑制了振幅信号的变化宽度，并由此扩大了动态范围。
在动态范围被扩大的情形中，功率放大器部分中所使用的放大元件的线性范 围也被扩大了。
图22是示出使用IS95系统的蜂窝电话的输出中振幅信号的相邻信道漏泄功 率(ACP)与PAPR之间的关系。在发送功率是例如1980MHz的情形中，当PAPR 等于或大于10dB时ACP不增加。作为对比，当PAPR小于4.2dB时，ACP超出 预定值-54dBc的范围。亦即，只要振幅信号的PAPR被调整为等于或大于4.2dB， ACP就永远不会超出指定值的范围。因此，包络提取器/调节器911调节振幅信号 的振幅以使其不超出指定值的范围。以此方式，就可获得比如上所述的不调整 PAPR的情形最多大6dB的平均输出。结果是扩大了动态范围。
美国专利申请公开第2005/0008093号(以下称为“专利文献3”)的说明书 中公开了极性调制器中扩大动态范围的另一示例。图23是示出专利文献3中所描 述的极性调制器922的结构的框图。
如图23中所示，极性调制器922包括振幅信号输入端915、振幅调节电路916、 电压控制电路917、相位信号输入端918、角调制器919、功率放大器920和输出 端921。
角调制器919调制所输入的相位信号的幅角。当输入振幅信号的振幅变为小 于第一值时，振幅调节电路916和电压控制电路917对振幅信号的波形进行整形， 以将振幅信号中振幅小于第一值的部分的振幅增大到第一值。当输入振幅信号的振 幅变为大于第二值(第二值大约第一值)时，振幅调节电路916和电压控制电路 917对振幅信号的波形进行整形，以将振幅信号中振幅大于第二值的部分的振幅减 小到第二值。功率放大器920使用从电压控制电路917输出的信号来调制从角调制 器919输出的经角调制的波的振幅，并由此输出振幅已调制的电压。通过这一操作， 就可调整输入到功率放大器920的振幅信号的最大值。由此，即使功率放大器920 中所使用的放大元件在很宽的范围里不具有线性性，仍可获得具有很少畸变的合乎 需要的信号。由此扩大了动态范围。作为对比，当采用专利文献3中所示的结构时， 可使用具有较小线性范围但消耗较少量功率的功率放大器。在此情形中可提高效 率。
专利文献1中所描述的技术具有以下问题。在专利文献1中所描述的结构中， 当供电电压Vbat降低时，振幅控制部分900在不使晶体管909饱和的最大可能的 振幅已调制电压Vm(t)工作。据此，当供电电压Vbat降低时，可实现很高的工作 效率。但是，当供电电压Vbat显然比振幅已调制电压Vm(t)的最大值高至少0.1V 时，例如就在电池被充电之后，功率的使用效率会降低。随着无线通信速度和容量 的增加，人们需要发送电路能越来越高效地工作。在从为其提供了固定供电电压值 的串联调节器向功率放大器输入振幅信号以执行极性调制的结构中，最重要的是要 抑制这些串联调节器中的损耗以实现高效率的工作。但是，在专利文献1的振幅控 制部分900中，当供电电压很高时，效率就降低了，这是我们所希望的。
专利文献2和3中所描述的结构可扩大动态范围和提高效率，但它们具有以 下问题。专利文献2和3的技术通过减小功率放大器的大小来提高效率。但是在例 如为GSM系统和UMTS共用一个极性调制器时，功率放大器的大小不能被减小。 原因在于标准确定EDGE系统或UMTS的操作的最大输出小于GMSK系统的操作 的最大输出，因此功率放大器的大小是由GMSK调制操作的最大输出确定的。
ACP的指定值根据所使用的调制系统而改变。专利文献2和3中所描述的技 术通过控制振幅信号的振幅以使其均匀来控制PAPR，并由此来扩大动态范围。但 是，当有多个调制系统可用时，对振幅信号的振幅这样的均匀化可能会导致无法确 保能可靠地获得动态范围。作为对比，当提高振幅信号的调节值以确保能可靠地获 得动态范围时，效率可能会降低，或者信号可能会产生畸变。
如上所述，常规技术在提高功率利用效率和/或扩大动态范围上是不够的。特 别是在有多个调制系统可用时，例如在多模操作中，以常规技术很难提高功率利用 效率和/或扩大动态范围。
据此，本发明的一个目的是提供一种能够提高功率利用效率和/或扩大动态范 围的极性调制器以及使用该极性调制器的无线通信装置。

本发明针对极性调制器。为了实现上述目的，根据本发明第一方面的极性调 制器包括功率放大部分；相位调制部分，用于生成包括相位信息的第一已调制信号； 振幅信号控制部分，用于生成包括振幅信息的第二已调制信号；波形整形部分，用 于在第二已调制信号的振幅大于预定调节值时，生成作为对第二已调制信号的波形 进行整形的结果所获得的波形经整形的已调制信号，以使第二已调制信号中振幅超 过预定调节值的部分的振幅变为等于或小于该预定调节值；电压控制部分，用于输 出供电电压；以及振幅已调制电压提供部分，用于基于从电压控制部分输出的供电 电压使用晶体管来对波形经整形的已调制信号进行放大，并向功率放大部分提供经 放大的信号作为振幅已调制电压。功率放大部分基于振幅已调制电压来将第一已调 制信号放大，并由此输出作为对第一已调制信号的振幅进行调制的结果所获得的第 三已调制信号；而波形整形部分根据改变功率放大部分所产生的畸变功率的因素来 调整预定调节值，以使在功率放大部分中产生的ACP变为等于或小于第一预定值， 或使接收频带处的功率等于或小于第二预定值。
在第一已调制信号的功率值是改变功率放大部分所产生的畸变功率的因素的 情形中，波形整形部分根据第一已调制信号的功率值来调整预定调节值。在第二已 调制信号的振幅值是改变功率放大部分所产生的畸变功率的因素的情形中，波形整 形部分可根据第二已调制信号的振幅值来调整预定调节值。
在控制信道中所显示的增益与数据信道中所显示的增益的组合是改变峰均功 率比(PAPR)的因素的情形中，波形整形部分改变所使用的副载波的个数或是所 使用的调制系统。在所使用的副载波的个数是改变峰均功率比(PAPR)的因素的 情形中，波形整形部分可根据所使用的副载波的调制规则来调整预定调节值。在极 性调制器能够使用多种调制系统中的任何一种来输出信号、并且所使用的调制系统 是改变峰均功率比(PAPR)的因素的情形中，波形整形部分可根据所使用的调制 系统来调整预定调节值。
优选的是，极性调制器还包括存储器部分，用于存储由波形整形部分设置的 预定调节值；并且波形整形部分从存储器部分读取预定调节值，并由此调整预定调 节值。优选的是存储器部分中存储了与功率放大部分的多种不同输出功率对应的逐 步调节值。
电压控制部分可包括多个DC电源，它们能够输出多个互不相同的供电电压； 振幅已调制的电压提供部分可包括对应于这多个DC电源而分别提供的多个串联 调节器，这多个串联调节器每一个都是用于基于相应的供电电压使用晶体管来对波 形经整形的已调制信号进行放大，并将经放大的信号提供给功率放大部分以作为振 幅已调制电压；并且极性调制器还可包括切换部分，用于将由波形整形部分所生成 的波形经整形的已调制信号输入到这多个串联调节器中的任何一个。
在极性调制器能够使用多种调制系统中的任何一种来输出信号、并且所使用 的调制系统是改变功率放大部分所产生的畸变功率的因素的情形中，波形整形部分 可根据所使用的调制系统来调整预定调节值，而切换部分可根据所使用的调制系统 来选择要输入波形经整形的已调制信号的串联调节器。
根据本发明第二方面的极性调制器包括：功率放大部分；相位调制部分，用 于生成包括相位信息的第一已调制信号；振幅信号控制部分，用于生成包括振幅信 息的第二已调制信号；电压控制部分，用于输出供电电压；以及振幅已调制电压提 供部分，用于基于从电压控制部分输出的供电电压使用晶体管来对第二已调制信号 进行放大，并将经放大的信号提供给功率放大部分以作为振幅已调制电压。功率放 大部分基于振幅已调制电压来对第一已调制信号进行放大，并由此输出作为对第一 已调制信号的振幅进行调制的结果所获得的第三已调制信号；而电压控制部分向振 幅已调制电压提供部分提供基于从晶体管输出的振幅已调制电压的最大值所获得 的电压作为供电电压。
优选的是，电压控制部分是切换调节器；从电池给切换调节器提供电压；并 且电压控制部分向振幅已调制电压提供部分提供一电压作为供电电压，该电压比作 为振幅已调制电压的最大值与基于晶体管的饱和电压所确定的恒定电压加起来的 结果的结果所获得的电压高、而比从电池提供的电压低。
极性调制器还包括电压测量部分，用于检测从振幅已调制电压提供部分输出 的振幅已调制电压的最大值；以及电压控制部分，用于向振幅已调制电压提供部分 提供基于电压测量部分所检测到的振幅已调制电压的最大值所获得的供电电压。
电压控制部分可基于振幅信息获得振幅已调制电压的最大值，并向振幅已调 制电压提供部分提供基于所获得的最大值而得到的电压作为供电电压。电压控制部 分可向振幅已调制电压提供部分提供作为振幅已调制电压的最大值与基于晶体管 的饱和电压所确定的恒定电压加起来的结果而得到的电压作为供电电压。
极性调制器还可包括波形整形部分，用于在第二已调制信号的振幅大于预定 调节值时，生成作为对第二已调制信号的波形进行整形、以使第二已调制信号的振 幅超过预定调节值的部分的振幅变为等于或小于该预定调节值的结果所获得的波 形经整形的已调制信号；并且振幅已调制电压提供部分可使用晶体管对波形经整形 的已调制信号而不是第二已调制信号进行放大，并向功率放大部分提供经放大的信 号作为振幅已调制电压。
优选的是电压控制部分向振幅已调制电压提供部分提供作为预定调节值与基 于晶体管的饱和电压确定的恒定电压加起来的结果所获得的电压作为供电电压。优 选的是波形整形部分根据改变功率放大部分所产生的畸变功率的因素来调整预定 调节值，以使功率放大部分中所产生的ACP变为等于或小于第一预定值，或使接 收频带处的功率变为等于或小于第二预定值。
电压控制部分可包括多个DC电源，它们能够输出多个互不相同的供电电压； 振幅已调制电压提供部分可包括对应于这多个DC电源而分别提供的多个串联调 节器，这多个串联调节器每个都是用于基于相应的供电电压使用晶体管来对第二已 调制信号进行放大，并向功率放大部分提供经放大的信号作为振幅已调制电压；极 性调制器还可包括切换部分，用于向这多个串联调节器中的任何一个输入第二已调 制信号；并且电压控制部分可基于从所使用的串联调节器中所包括的晶体管输出的 振幅已调制电压的最大值来选择所使用的DC电源，并向振幅已调制电压提供部分 提供从所使用的DC电源输出的电压作为供电电压。在此情形中，极性调制器能够 使用多种调制系统中的任何一种来输出信号；并且切换部分优选根据所使用的调制 系统来选择要输入第二已调制信号的串联调节器。
根据本发明第三方面的极性调制器包括：功率放大部分；相位调制部分，用 于生成包括相位信息的第一已调制信号；振幅信号控制部分，用于生成包括振幅信 息的第二已调制信号；电压控制部分，用于输出供电电压；以及振幅已调制电压提 供部分，用于基于从电压控制部分输出的供电电压使用晶体管来对第二已调制信号 进行放大，并向功率放大部分提供经放大的信号作为振幅已调制电压。功率放大部 分基于振幅已调制电压对第一已调制信号进行放大，并由此输出作为对第一已调制 信号的振幅进行调制的结果所获得的第三已调制信号；而电压控制部分向振幅已调 制电压提供部分提供使晶体管在恒定电流区工作的供电电压。
通常，当晶体管是双极型晶体管时，恒定电流区是非饱和区；而当晶体管是 MOS晶体管时，恒定电流区是饱和区。
极性调制器还可包括波形整形部分，用于在第二已调制信号的振幅大于预定 调节值时，生成作为对第二已调制信号的波形进行整形、以使第二已调制信号的振 幅超过预定调节值的部分的振幅变为等于或小于该预定调节值的结果所获得的波 形经整形的已调制信号；而振幅已调制电压提供部分可使用晶体管来对波形经整形 的已调制信号而不是第二已调制信号进行放大，并向功率放大部分提供经放大的信 号作为振幅已调制电压。
优选的是，电压控制部分向振幅已调制电压提供部分提供作为预定调节值与 基于晶体管的饱和电压所获得的恒定电压加起来的结果而得到的电压作为供电电 压。优选的是，波形整形部分根据改变功率放大部分所产生的畸变功率的因素来调 整预定调节值，以使功率放大部分中所产生的ACP变为等于或小于第一预定值， 或使接收频带处的功率变为等于或小于第二预定值。
电压控制部分可包括多个DC电源，它们能够输出多个互不相同的供电电压； 振幅已调制电压提供部分可包括对应于这多个DC电源分别提供的多个串联调节 器，这多个串联调节器每个都用于基于相应的供电电压使用晶体管来对第二已调制 信号进行放大，并向功率放大部分提供经放大的信号作为振幅已调制电压；极性调 制器还可包括切换部分，用于向这多个串联调节器中的任何一个输入第二已调制信 号；而电压控制部分可基于从所要使用的串联调节器中所包括的晶体管输出的振幅 已调制电压的最大值来选择所要使用的DC电源，并向振幅已调制电压提供部分提 供从所要使用的DC电源输出的电压作为供电电压。
在极性调制器能够使用多种调制系统中的任何一种来输出信号的情形中，切 换部分可根据所要使用的调制系统来选择要输入第二已调制信号的串联调节器。
本发明还针对一种使用电池作为电源的无线通信装置。为了实现上述目的， 一种根据本发明的无线通信装置包括：基带部分，用于产生和处理基带信号；发送 部分，用于将基带部分所产生的基带信号转换为发送信号；天线部分，用于对接收 信号进行接收；接收部分，用于将接收信号转换为基带信号，并向基带部分输入该 基带信号；以及共用部分，用于将发送信号传送到天线部分，并将接收信号传送到 接收部分。发送部分包括根据第一到第三方面中的任何一个的极性调制器，用于将 基带信号转换为发送信号。
根据以上所描述的本发明的极性调制器，从功率放大部分输出的第三已调制 信号中所包括的ACP可等于或小于预定值。亦即，即使功率放大部分中所使用的 放大元件在很宽的范围里不具有线性性，该极性调制器仍可通过限制第二已调制信 号的峰值来获得其畸变分量被抑制的第三已调制信号。此外，根据本发明的极性调 制器可防止不必要的电压被提供给振幅已调制电压提供部分，并因此可提高功率的 使用效率。根据本发明的极性调制器还可防止每个串联调节器的晶体管饱和。由此， 可向功率放大部分提供准确的振幅已调制电压，并使准确的调制成为可能。通过在 无线通信装置的发送部分中使用根据本发明的极性调制器，就可缩减该无线通信装 置的尺寸和成本。
如上所述，本发明提供一种用于提高功率使用效率和/或扩大动态范围的极性 调制器、以及一种使用该极性调制器的无线通信装置。
当结合附图考虑以下对本发明的详细描述，本发明的这些及其它目的、特征、 方面和优点将会变得更为明确。
附图简述
图1是示出根据本发明的第一实施例的极性调制器100的功能结构的框图。
图2示出振幅已调制电压提供部分105及其附近元件的连接的电路配置。
图3A示出在波形整形部分104不进行峰值限幅时从功率放大部分102输出的 第三已调制信号的波形。
图3B示出当波形整形部分104执行峰值限幅时从功率放大部分102输出的第 三已调制信号的波形。
图4A示出示意当波形整形部分104不进行峰值限幅时PAPR与指定值之间的 关系的功率谱。
图4B示出示意当波形整形部分104进行峰值限幅时PAPR与指定值之间的关 系的功率谱。
图4C示出示意当波形整形部分104不进行峰值限幅时PAPR与指定值之间的 关系的功率谱。
图4D示出示意当波形整形部分104进行峰值限幅时PAPR与指定值之间的关 系的功率谱。
图5示出第三已调制信号的功率谱。
图6是示出在使用HPSK(混合式相移监视)系统和EDGE系统作为调制系 统的情形中PAPR与由于调制产生的畸变所引起的ACP之间的关系的示意图。
图7是示出HSDPA系统中两个信道电压比βd∶βc∶βhs的情况下PAPR与ACP 之间的关系的示意图。
图8是示出在预定峰值限幅值被存储在存储器部分中的情形中极性调制器 100a的功能结构的框图。
图9是示出根据本发明第二实施例的极性调制器200的功能结构的框图。
图10是示出根据本发明第三实施例的极性调制器300的功能结构的框图。
图11示出振幅已调制电压提供部分305及其附近元件的连接的电路配置。
图12是示出使用电压测量部分308来获得振幅已调制电压Vm(t)的最大值的 极性调制器300a的功能结构的框图。
图13示出供电电压Vdc的取值范围。
图14是示出根据本发明第四实施例的极性调制器400的功能结构的框图。
图15A示出由电压控制部分306b执行的控制。
图15B示出由电压控制部分306b执行的控制。
图16A示出当PAPR为2.5dB时HPSK信号的振幅已调制电压Vm(t)和供电 电压Vdc。
图16B示出当PAPR为1.5dB时HPSK信号的振幅已调制电压Vm(t)和供电 电压Vdc。
图17是示出根据本发明第五实施例的极性调制器500的功能结构的框图。
图18是示出根据本发明第六实施例的极性调制器600的功能结构的框图。
图19是示出根据本发明第七实施例的无线通信装置700的功能结构的框图。
图20是示出专利文献1中所描述的极性调制器的振幅控制部分900的结构的 框图。
图21是示出专利文献2中所描述的极性调制器923的结构的框图。
图22是示出使用IS95系统的蜂窝电话的输出中振幅信号的ACP与PAPR之 间的关系的示意图。
图23是示出专利文献3中所描述的极性调制器922的结构的框图。
实现本发明的最优模式
以下将参考附图以实施例的方式来描述本发明。
(第一实施例)
图1是示出根据本发明第一实施例的极性调制器100的功能结构的框图。如 图1中所示，极性调制器100包括相位调制部分101、功率放大部分102、振幅信 号控制部分103、波形整形部分104、振幅已调制电压提供部分105和电压控制部 分106。
基带部分(图1中未示出)将基带信号分解为振幅数据(I)和相位数据(Q)。在 使用例如QPSK(正交相移键控)信号作为基带信号时，基带部分将QPSK信号分 解为振幅数据和相位数据。振幅数据被输入到振幅信号控制部分103。相位数据被 输入到相位调制部分101。
相位调制部分101基于相位数据产生包括相位信息的第一已调制信号Vp(t)， 并向功率放大部分102输出第一已调制信号Vp(t)。第一已调制信号Vp(t)是具有恒 定包络的相位已调制信号。
振幅信号控制部分103基于振幅数据生成包括振幅信息的第二已调制信号， 并向波形整形部分104输出第二已调制信号。第二已调制信号表示基带信号的包络 分量。
波形整形部分104具有对第二已调制信号进行限幅的功能。由波形整形部分 104设置的限幅值将被称为“峰值限幅值”。峰值限幅值一般由PAPR的指标定义， 并根据使用条件按需调整。当从振幅信号控制部分103输出的第二已调制信号的振 幅大于预定峰值限幅值时，波形整形部分104对第二已调制信号的波形进行整形， 以使第二已调制信号振幅超过预定的峰值限幅值的部分的振幅等于或小于预定的 峰值限幅值，并输出所得的信号作为波形经整形的已调制信号。
波形整形部分104接收振幅控制信号。振幅控制信号包括作为改变从功率放 大部分102产生的畸变功率(由畸变产生的功率)的因素的信息。改变畸变功率的 因素是例如第一已调制信号的功率值的变化和第二已调制信号的振幅值的变化。改 变PAPR的因素还改变畸变功率。改变PAPR的因素是例如控制信道中所显示的增 益(稍后详细描述)与数据信道中所显示的增益(稍后详细描述)的组合、在多载 波调制系统中使用的副载波的个数、以及所要使用的调制系统(信号的类型)等。 功率放大部分102所产生的畸变功率由上述各种因素改变，但所有这些因素都是其 中构建了极性调制器100的无线通信装置中可获得的信息。改变畸变功率的这些信 息被包括在振幅控制信号中。振幅控制信号从基带部分(图1中未示出)被输入到 波形整形部分104。
波形整形部分104根据所输入的振幅控制信号来调整其中所设置的预定的峰 值限幅值。亦即，波形整形部分104根据改变功率放大部分102所产生的畸变功率 的因素来调整预定的峰值限幅值。预定的峰值限幅值并非可以是任意值。当第二已 调制信号的峰值降低量过大时，功率放大部分102中就会产生过量的畸变分量 (ACP)，并且畸变分量的量可能会超出指定值的范围。据此，波形整形部分104 调整其中所设置的峰值限幅值，以使功率放大部分102中所产生的ACP变为等于 或小于指定值(第一预定值)。调整峰值限定值的具体示例将在稍后描述。
功率控制部分106向振幅已调制电压提供部分105输出供电电压。通常从图1 中未示出的电池给功率控制部分106提供DC电源，但本发明并不一定需要电池。 优选的是，功率控制部分106是切换调节器。在功率控制部分106是切换调节器的 情形中，从电池提供的DC电压可被高效地转换为供电电压，由此可高效地操作整 个极性调制器100。
振幅已调制电压提供部分105包括用于激励功率放大部分102的晶体管。振 幅已调制电压提供部分105基于从电压控制部分106输入的供电电压使用晶体管将 从波形整形部分104输入的波形经整形的已调制信号放大，并向功率放大部分102 提供经放大的信号作为振幅已调制电压Vm(t)。
图2示出振幅已调制电压提供部分105及其附近元件的连接的电路配置。如 图2中所示，从电池107给电压控制部分106提供DC电压。从电压控制部分106 给振幅已调制电压提供部分105提供电压。振幅已调制电压提供部分105包括晶体 管1051、运算放大器1052、以及电阻1053和1054。晶体管1051的基极被连接到 运算放大器1052的输出。晶体管1051的集电极被连接到来自电压控制部分106 的供电电压。电阻1053被连接在晶体管1051的发射极与运算放大器1052的一个 输入之间。运算放大器1052的这一个输入经由电阻1054接地。从波形整形部分 104将波形经整形的已调制信号输入到运算放大器1052的另一输入。振幅已调制 电压提供部分105除串联调节器以外还可有任何其它结构，只要其能将波形经整形 的已调制信号放大。振幅已调制电压提供部分105中所使用的晶体管并不限于双极 型晶体管，而是也可以是MOS晶体管。由晶体管1051放大的波形经整形的已调 制信号作为振幅已调制电压Vm(t)被提供给功率放大部分102。
功率放大部分102基于从振幅已调制电压提供部分105输入的振幅已调制电 压Vm(t)将从相位调制部分101输入的第一已调制信号Vp(t)放大(即，将第一已 调制信号Vp(t)与振幅已调制电压Vm(t)混频)，由此输出作为对第一已调制信号 Vp(t)的振幅进行调制的结果所获得的第三已调制信号。
图3A示出在波形整形部分104不进行峰值限幅时从功率放大部分102输出的 第三已调制信号的波形。图3B示出在波形整形部分104进行峰值限幅时从功率放 大部分102输出的第三已调制信号的波形。如图3A中所示，当不进行峰值限幅时， 第三已调制信号的最大值随时间而改变。据此，当电压的最大值在功率放大部分 102中不具有线性性的范围内时，功率放大部分102可抑制畸变分量。当电压的最 大值在功率放大部分102中具有线性性的范围内时，并非绝对需要进行峰值限幅。
如图3B中所示，作为对比，当第二已调制信号的振幅被调整到在功率放大部 分102中不产生畸变分量的预定峰值限幅值时，第三已调制信号的最大值必定在功 率放大部分102中具有线性性的范围内。因此，电压的最大值永远不会在功率放大 部分102中不具有线性性的范围内。由此，动态范围得以扩大。
功率放大部分102中所产生的畸变功率的量由各种因素改变。在此说明书中， 此类因素被成为“改变畸变功率的因素”。通过指定改变畸变功率的因素，就能更 容易地实现本发明的第一实施例。
改变畸变功率的第一因素是第一已调制信号的功率值。例如，可改变第一已 调制信号的功率值以改变功率放大部分102的输出功率。当加大第一已调制信号的 功率值时，功率放大部分102中更容易产生畸变功率。在产生畸变功率的因素是功 率放大部分102中线性性的退化的情形中，波形整形部分104减小其中所设置的预 定的峰值限幅。通过这一操作，就可抑制功率放大部分102中所产生的畸变功率。 波形整形部分104优选以此方式根据第一已调制信号的功率值来调节预定的峰值 限幅。波形整形部分104可通过检测相位调制部分101所生成的第一已调制信号， 或基于从基带部分(图1中未示出)输入的相位信息来获得第一已调制信号的功率 值。在产生畸变功率的因素不是功率放大部分102中线性性的衰退的情形中，优选 的是使用第一已调制信号来设置适当的PAPR，以使功率放大部分102所输出的畸 变功率满足指定值。
改变畸变功率的第二因素是第二已调制信号的振幅值。例如，可改变第二已 调制信号的振幅值以改变功率放大部分102的输出功率。当加大第二已调制信号的 振幅值时，功率放大部分102中更易产生畸变功率。在此情形中，波形整形部分 104减小其中所设置的预定的峰值限幅。通过这一操作，就可抑制功率放大部分102 中所产生的畸变功率。波形整形部分104优选以此方式根据第二已调制信号的振幅 值来调整预定的上限幅值。波形整形部分104基于例如第二已调制信号的最大振幅 值来调整预定的上限幅值。波形整形部分104可通过检测振幅信号控制部分103 所生成的第二已调制信号，或基于从基带部分(图1中未示出)输入的振幅信息来 获得第二已调制信号的振幅值。在产生畸变功率的因素不是功率放大部分102中线 性性的衰退时，优选的是使用第二已调制信号来设置适当的PAPR，以使功率放大 部分102所输出的畸变功率满足指定值。
改变畸变功率的第三因素是改变PAPR的因素。图4A示出示意当波形整形部 分104不进行峰值限幅时PAPR与指定值之间的关系的功率谱。在图4A中，PAPR 是3.5dB。图4B示出示意当波形整形部分104进行峰值限幅时PAPR与指定值之 间的关系的功率谱。在图4B中，PAPR是1.5dB。
如图4A和4B中所示，可以理解，通过进行峰值限幅，就增大了从所需信道 向相邻信道的漏泄。亦即，当因峰值限幅而降低了PAPR时，ACP就增大了。由 此，ACP部分地超出了指定值的范围，如图4B中点线圆圈所示。调制特性的此类 退化是因为峰值限幅(振幅限幅)使振幅信号的波形发生变形而造成的。据此，对 PAPR简单的减小是不理想的。事实上，调制特性的退化还是由功率振幅部分102 中放大元件的非线性性等造成的。据此，波形整形部分104需要在考虑到调制特性 的衰退中有多少是除峰值限幅(振幅限幅)以外的其它因素造成的情况下，将峰值 限幅值设置为可获得合适的PAPR。在图4A和图4B中所示的示例中，波形整形 部分104优选确定预定的峰值限幅值以使PAPR为2.0dB。在PAPR为2.0dB，略 大于1.5dB的情形中，ACP到指定值就可有一定的裕量。考虑到功率放大部分102 的非线性性，2.0dB的PAPR是合适的。
当产生改变PAPR的因素时，使ACP不超出指定值范围的合适的峰值限幅值 也会改变。因此，波形整形部分104优选根据改变PAPR的因素来确定预定的峰值 限定值。
改变PAPR的第一因素是所要使用的调制系统的改变。在如多模蜂窝电话等 由多种调制系统可使用的情形中，PAPR根据调制系统而改变。根据调制系统，可 容许的ACP指定值也会改变。据此，波形整形部分104优选根据所使用的调制系 统来调整预定的峰值限幅值。
图5示出第三已调制信号的功率谱。在图5中，指定值以实线表示。QPSK信 号的功率谱B在指定值范围内。作为对比，QPSK的功率谱A在指定值范围外。 除非峰值限幅值合适，否则ACP可能会如功率谱A所示地超出指定值的范围。
据此，作为根据所使用的调制系统来调整峰值限幅值的先决条件，波形整形 部分104需要准备适合所要使用的调制系统的峰值限幅值。在准备了适合所要使用 的调制系统的峰值限幅值的情况下，波形整形部分104根据所要使用的调制系统来 调整峰值限幅值。
当在不具有线性性的范围里激励功率放大部分102时，ACP就会增大，并且 接收频带处的功率也会增大。据此，即使是使用了使ACP保持在指定值范围内的 峰值限幅值，如果接收频带处的功率不在指定值(第二预定值)的范围内，则仍需 基于接收频带处的功率来重新调整这一峰值限幅值。亦即，波形整形部分104可调 整预定的峰值限幅值，以使接收频带处的该值变为等于或小于第二预定值。
将参考图4C和图4D来描述功率放大部分中所产生的ACP与接收频带处的功 率之间的关系。以上参考图4A和图4B所给出的描述是关于从所需信道向相邻信 道的漏泄。在此将参考图4C和图4D来描述由于调制所产生的畸变所引起的接收 频带处功率的增大。图4C示出表示当波形整形部分104不进行峰值限幅时PAPR 与指定值之间的关系的功率谱。在图4C中，PAPR是3.5dB。图4D示出表示当 波形整形部分进行峰值限幅时PAPR与指定值之间的关系的功率谱。在图4D中， PAPR是3.0dB。
如以上参考图4A和图4B所述，当因峰值限幅而造成PAPR减小时，ACP将 会增大。在图4C和图4D的情形中，波形整形部分104将峰值限幅值设置为使PAPR 等于或大于3.0，由此来抑制ACP使其等于或小于指定值。
但是，ACP的增大影响接收频带处的功率。当如图4C中所示地将PAPR设置 为3.5dB时，可抑制接收频带处的功率使其小于指定值。作为对比，从图4D可理 解，当如图4D中所示地将PAPR设置为3.0dB时，接收频带处的功率超过指定值。 当如图4D中所示接收频带处的功率超过指定值时，接收特性将会退化。
峰值限幅值优选根据ACP的指定值或接收频带处的功率的指定值中更严格的 一个来设置，以使ACP和接收频带处的功率都在指定值范围内。
图6是示出在使用HPSK(混合式相移键控)系统和EDGE系统作为调制系 统的情形中，PAPR与由于调制带来的畸变所造成的ACP之间的关系的示意图。 在图6中示出当由波形整形部分104调整HPSK信号的第二已调制信号的振幅和 EDGE信号的第二已调制信号的振幅时PAPR与ACP之间的关系。
在HPSK系统中，当PAPR等于或小于1.5dB时，ACP超出指定值范围。在 EDGE系统中，当PAPR等于或小于2.5dB时，ACP超出指定值范围。据此，当 根据所使用的调制系统来调整峰值限幅值时，波形整形部分104可改变峰值限幅值 以使其适合于所要使用的相应调制系统，或适合于所有可使用的调制系统。更具体 地，波形整形部分104能以下述两种方式中的一种来调整峰值限幅值：(i)当使用 HPSK系统时，波形整形部分104调整峰值限幅值以使ACP等于或小于-33dBc， 即，使PAPR等于或大于1.5dB；而当使用EDGE系统时，波形整形部分104调 整峰值限幅值以使ACP等于或小于-54dBc，即，使PAPR等于或大于2.5dB。(ii) 当使用HPSK系统或EDGE系统时，波形整形部分104调整峰值限幅值以使ACP 等于或小于-54dBc，即，使PAPR等于或大于2.5dB。在任一情形中，波形整形 部分104都根据所要使用的调制系统来调整峰值限幅值。由此，动态范围得以扩大。
改变PAPR的第二因素是控制信道中所使用的增益与数据信道中所使用的增 益的组合中的变化。以下，这一组合将被称为“信道条件”。在使用HSPDA(高 速下行链路分组访问)信号的情形中，振幅信号的PAPR根据信道条件而改变。更 具体地，有三种信道：DPCCH(专用物理控制信道)、DPDCH(专用物理数据信 道)和ΔHS-DPCCH。信道条件是这三个信道中增益的电压比，即，βd∶βc∶βhs。 振幅信号的PAPR根据这一信道电压比而改变。信道电压比由从蜂窝电话输出的一 调制信号的输出功率来调整。
图7是示出HSDPA系统中两个信道电压比βd∶βc∶βhs处的PAPR与ACP之间 的关系的示意图。如图7中所示，HSDPA系统中ACP的指定值是-33dBc。在此 情形中，当蜂窝电话的输出功率等于或小于22dBm时，显示最大PAPR的增益比 为0∶1∶1。当增益比是0∶1∶1时，使ACP超出指定值范围的PAPR是3.1dB。作为 对比，当蜂窝电话的输出功率等于或小于24dBm时，显示最大PAPR的增益比是 15∶12∶19.2。当增益比是15∶12∶19.2时，使ACP超出指定值范围的PAPR是2.5dB。
如可理解，在HSDPA系统中，使指示调制带来的畸变的ACP超出指定值范 围的PAPR根据信道电压比而改变。亦即，波形整形部分104可通过根据信道电压 比来调整峰值限幅值，并由此来切换振幅信号的PAPR，从而来扩大动态范围而不 会在功率放大部分102中产生畸变。
改变PAPR的第三因素是当采用诸如OFDM(正交频分复用)等多载波调制 系统时所使用的副载波的个数的变化。波形整形部分104也可通过根据所使用的副 载波的个数来调整峰值限幅值来改变PAPR。由此，动态范围得以扩大。在此，峰 值限幅值是根据所使用的副载波个数来调整的。或者，可根据为副载波使用的调制 系统来改变PAPR。例如，对于与发送质量显著退化相关的副载波，可使用不出现 许多差错的调制系统。对于与发送质量显著退化不相关的副载波，可使用高速调制 系统。亦即，波形整形部分104优选根据副载波的状态来调整峰值限幅值。
图8是示出预定的峰值限幅值被存储在存储器部分111中的情形中，极性调 制器100a的功能结构的框图。在图8中，与图1中所示的极性调制器100具有基 本上相同的功能的元件显示与其相同的附图标记，并且其描述将被省略。在图8 中，存储器部分111存储多个峰值限幅值。波形整形部分112基于振幅控制信号从 存储器部分111读取所需的峰值限幅值，并调整其中所设置的峰值限幅值。可将存 储器部分111与波形整形部分112集成。如果波形整形部分112基于振幅控制信号 来计算预定的峰值限幅值，则不需要存储器部分111。或者，可在存储器部分111 中存储由波形整形部分112计算的预定的峰值限幅值，从而波形整形部分112可在 相同条件下使用存储在存储器部分111中的峰值限幅值来进行波形整形。
在没有许多可能的峰值限幅值的情形中，甚至可用不具有很大容量的存储器 部分111来存储峰值限幅值。例如，在根据所使用的调制系统来调整峰值限幅值的 情形中，即使存储器部分111只有相对较小的容量，也可将可能的峰值限幅值存储 在存储器部分111中。但是，在至少有例如1000个可能的峰值限幅值的情形中， 在根据控制信道中所显示的增益与数据信道中所显示的增益的组合来调整峰值限 幅值的情况下，存储器部分111的容量需要非常大才能存储所有这些可能的峰值限 幅值。这将增加成本和尺寸。在此情形中，可使用以下两种技术中的一种来减小存 储器部分111的尺寸。
根据第一种技术，根据功率放大部分102的输出功率来设置峰值限幅值。波 形整形部分112可基于来自基带部分(图8中未示出)的信息来识别功率放大部分 102的输出功率。波形整形部分112确定所识别的输出功率是否在预定阈值范围内。 当所识别的输出功率在预定阈值范围内时，波形整形部分112可基于与阈值的输出 功率对应的控制信道和数据信道的组合，将与被设置为使ACP在指定值范围内的 PAPR对应的峰值限幅值设置为所要使用的峰值限幅值。亦即，在存储器部分111 中，存储了与功率放大部分102的输出功率对应的逐步峰值限幅值。具体而言，优 选的是在存储部分111中存储逐步峰值限幅值以与逐步寄存的第1到第n输出功率 相对应。波形整形部分112识别输出放大部分102的输出功率，并从存储器部分 111读出与所识别的输出功率对应的峰值限幅值。由此可执行波形整形。
将使用图7中所示的示例来更具体地描述第一种技术。在存储器部分111中， 使PAPR为3.1dB的峰值限幅值作为与22dBm的输出功率对应的峰值限幅值而被 存储。同样在存储器部分111中，还存储了使PAPR为2.5dB的峰值限幅值作为 与24dBm的输出功率对应的峰值限幅值。基于振幅控制信号，波形整形部分112 识别功率放大部分102的输出功率。当所识别的输出功率是24dBm时，波形整形 部分112从存储器部分111读取3.1dB作为PAPR，并执行波形整形。作为对比， 当所识别的输出功率等于或小于22dBm时，波形整形部分112从存储器部分111 读取2.5dB作为PAPR，并执行波形整形。通过以此方式将与功率放大102的输出 功率相符的逐步峰值限幅值存储在存储器部分111中，就可减少存储器部分111 所需的容量。由此，有望降低成本和尺寸。应当注意，因为当使用一定的信道电压 比时还可进一步减小PAPR，所以上述技术可能会导致减小扩大动态范围的效果。 为避免此情况出现，应在考虑到在功率放大部分102中使用的动态范围以及存储器 容量的情况下适当地设计要存储在存储器部分111中的峰值限幅值的个数。
除了存储器部分111的大小减小以外，根据输出功率来切换峰值限幅值还提 供另一个优点。在功率放大部分102的非线性性根据输出功率而改变的情形中，尽 管从功率放大部分102输出的信号是基于相同PAPR的振幅信号，但是该信号在调 制特性中有不同程度的退化。例如，当功率放大部分102的输出功率较小时，由功 率放大部分102的非线性性造成的信号的调制特性将会显著退化。在此情形中，峰 值限幅值优选被设置为可获得较高的PAPR却不造成ACP超出指定值的范围。亦 即，当输出功率小于预定阈值时，存储器部分111优选存储允许已调制信号的精度 等于或大于预定值、并将ACP保持在指定值范围内的峰值限幅值。例如，参考图 7，假定在输出功率等于或小于22dBm的情况下，将峰值限幅值设置为获得使在 ACP在-33dBC的指定值范围内的PAPR(2.5dB)。如果在此状态中调制精度小 于预定值，则存储器部分111优选存储使PAPR大于2.5dB的峰值限幅值。或者， 可将存储器部分111设置为在输出功率等于或小于最小阈值时不执行峰值限幅， 即，没有峰值限幅值(振幅可以无穷大)。这一设置可抑制从功率放大部分102 输出的已调制信号发生退化。
将描述用于减小存储器部分111的大小的第二技术。根据第二技术，存储器 部分111存储仅与HSDPA信号中所包括的DPCCH和DPDCH的电压比相符的预 定的峰值限幅值。由此可缩减存储器部分111的大小。但是，使用此技术，仍会存 在使PAPR显示较小值的信道电压比。在此情形中，扩大动态范围的效果就减小了。 为了尽可能避免这种情况出现，仅基于DPCCH和DPDCH的信道电压比来确定 PAPR是不理想的。例如，当DPCCH和DPDCH的信道电压比在一定范围内时， 存储使用ΔHS-DPCCH作为参数来使PAPR处于理想值的峰值限幅值将是有效的。
当有必要时可设计各种减小存储器部分111的大小的技术，并且这些技术并 不限于上述的两种技术。
如上所述，根据第一实施例，波形整形部分104根据改变功率放大部分102 所产生的畸变功率的因素来调整预定调节值，以使功率放大部分102中所产生的 ACP变为等于或小于第一预定值，或是接收频带处的功率变为等于或小于第二预 定值。波形整形部分104随后根据经调整的预定调节值来对第二已调制信号的波形 进行整形，并输出所得的信号。据此，极性调制器100可抑制从功率放大部分102 输出的第三调制中所包括的ACP使其在指定值范围内，或可将接收频带处的功率 维持在指定值内。亦即，极性调制器100适当地对第二已调制信号的峰值进行限幅。 由此，即使产生改变畸变功率的因素，以及即使功率放大部分102中所使用的放大 元件在很宽的范围里不具有线性性，极性调制器100仍可获得ACP被抑制的或是 接收频带处的功率被保持的第三已调制信号。
功率放大部分102所产生的畸变功率的量是根据第一已调制信号的功率值来 确定的。因此，波形整形部分104通过根据第一已调制信号的功率值来调整预定调 节值，就可抑制功率放大部分102所产生的畸变功率。
功率放大部分102所产生的畸变功率的量是根据第二已调制信号的振幅值来 确定的。因此，波形整形部分104通过根据第二已调制信号的振幅值来调整预定调 节值，就可抑制功率放大部分102所产生的畸变功率。
畸变分量进入相邻信道的漏泄量由PAPR的变化而改变。例如，相邻信道功 率比(PAPR)由PAPR的变化而改变。据此，可使用ACPR作为ACP量的指标。 波形整形部分104可通过根据改变PAPR的因素来调整预定调节值，从而来将 ACPR调整为等于或小于预定值。由此，从功率放大部分102输出的第三已调制信 号中所包括的ACP被减小为等于或小于预定值。亦即，通过对第二已调制信号的 峰值进行限幅，即使功率放大部分102中所使用的放大元件在很宽的范围里不具有 线性性，极性调制器100仍可获得畸变分量被抑制的第三已调制分量。
PAPR根据控制信道中所显示的增益与数据信道中所显示的增益的组合而改 变。据此，波形整形部分104可通过根据控制信道中所显示的增益与数据信道中所 显示的增益的组合来调整预定调节值，从而来将第三已调制信号中所包括的ACP 减小到等于或小于预定值。
在使用多载波调制系统的情形中，PAPR根据所使用的每个副载波的调制规则 而改变。据此，波形整形部分104可通过根据所使用的副载波的个数来调整预定调 节值，从而来将第三已调制信号中所包括的ACP减小到等于或小于预定值。
在有多种调制系统可使用的情形中，PAPR根据所使用的调制系统而改变。据 此，波形整形部分104可通过根据所使用的调制系统来调整预定调节值，从而来将 第三已调制信号中所包括的ACP减小到等于或小于预定值。HSDPA和HPSK是基 于3GPP标准。
(第二实施例)
图9是示出根据本发明第二实施例的极性调制器200的功能结构的框图。在 图9中，与图1中所示的极性调制器100具有基本上相同的功能的元件显示与其相 同的附图标记，并且其描述将被省略。极性调制器200包括相位调制部分101、功 率放大部分102、振幅信号控制部分103、波形整形部分204、振幅已调制电压提 供部分205、电压控制部分206和切换部分207。
电压控制部分206包括第一到第三DC电源206a、206b和206c，它们能够输 出多个互不相同的供电电压。
振幅已调制电压提供部分205包括与第一到第三DC电源206a、206b和206c 对应地分别提供的第一到第三串联调节器205a、205b和205c。第一到第三串联调 节器205a、205b和205c基于从第一到第三DC电源206a、206b和206c提供的供 电电压使用晶体管分别对一个波形经整形的已调制信号进行放大，并向功率放大部 分102提供经放大的信号作为振幅已调制电压Vm(t)。对于第一到第三串联调节器 205a、205b和205c的一种示例性电路配置，包括图2以供参考。在此实施例中， 示出了三个DC电源和三个串联调节器，但是DC电源和串联调节器的个数并不限 于三个。
切换部分207向这些串联调节器中的一个输入由波形整形部分204生成的波 形经整形的已调制信号。切换部分207进行操作以将波形经整形的已调制信号输入 到相应的DC电源为其提供了能够实现高效率的供电电压的串联调节器。具体而 言，例如，切换部分207优选识别波形经整形的已调制信号的峰值限幅值，并将波 形经整形的已调制信号输入到与提供与该峰值限幅值最接近的供电电压的DC电 源对应的串联调节器。由此可提高功率使用效率。
例如，假定向切换部分207输入波形经整形的已调制信号，该信号输出具有 2.9V的最大电压和0.5V的最小电压的峰值被限幅的振幅已调制电压Vm(t)。切换 部分207优选在振幅已调制电压Vm(t)等于或大于2.0V并且小于2.9V的时间里 选择第一调节器205a，在振幅已调制的电压Vm(t)等于或大于1.0V并且小于1.9V 的时间里选择第二调节器205B，而在振幅已调制电压Vm(t)等于或大于0.5V并且 小于1.0V的时间里选择第三调节器205c。
如上所述，根据第二实施例，将多个串联调节器与一个峰值限幅器组合，从 而可从多个串联调节器中选择能够提高效率的那一个合适的串联调节器。以此方 式，与极性调制器仅包括一个串联调节器的情形相比，可降低串联调节器中的损耗， 并由此实现高效率。
假定极性调节器200能够使用多种调制系统中的任何一种来输出信号。所要 使用的调制系统是改变功率放大部分102所产生的畸变功率的因素。因此，波形成 形部分204基于振幅控制信号来识别所要使用的调制系统，并根据所要使用的调制 系统来调整峰值限幅值。切换部分207有关于所要使用的调制系统的调制系统信 息。切换部分207根据所要使用的调整系统来选择要向其输入波形经整形的已调制 信号的串联调节器。使用不同的调制系统的情况下，峰值限幅值是不同的。因此， 切换部分207切换串联调节器以使用合适的供电电压和合适的串联调节器。由此， 功率使用效率得以进一步提高。
(第三实施例)
图10是示出根据本发明第三实施例的极性调制器300的功能结构的框图。在 图10中，与图1中所示的极性调制器100具有基本上相同的功能的元件显示与其 相同的附图标记，并且其描述将被省略。极性调制器300包括相位调制部分101、 功率放大部分102、振幅信号控制部分303、振幅经调制电压提供部分305和电压 控制部分306。
振幅信号控制部分303与第一实施例中的振幅信号控制部分基本上具有相同 的功能，用于向电压控制部分306和振幅已调制电压提供部分305输入第二已调制 信号。
振幅已调制电压提供部分305包括一晶体管。振幅已调制电压提供部分305 基于从电压控制部分306输入的供电电压使用晶体管将从振幅信号控制部分303 输入的第二已调制信号放大，并向功率放大部分102提供经放大的信号作为振幅已 调制电压Vm(t)。
电压控制部分306基于从振幅信号控制部分303输入的第二已调制信号来识 别从振幅已调制电压提供部分305的晶体管输出的振幅已调制电压的最大值，并向 振幅已调制电压提供部分305输入基于该最大值所获得的电压作为供电电压Vdc。 基于最大值所获得的供电电压Vdc将在稍后详细描述。
图11示出振幅已调制电源提供部分305及其附近元件的连接的电路配置。电 压控制部分306是切换调节器。从电池307为电压控制部分306提供DC电压。从 电压控制部分306给振幅已调制电压提供部分305提供供电电压。除了运算放大器 1052从振幅信号控制部分303接收第二已调制信号以外，振幅已调制电压提供部 分305的电路配置基本上与图2中所示的振幅已调制电压提供部分105的电路配置 相同。振幅已调制电压提供部分305优选被构造为如上所述的串联调节器。但是， 只要能将第二已调制信号放大，振幅已调制电压提供部分305还可具有除串联调节 器以外的任何其它结构。振幅已调制电压提供部分305中所使用的晶体管并不限于 双极型晶体管，而是也可以是MOS晶体管。向功率放大部分102提供由晶体管1051 放大的波形经整形的已调制信号作为振幅已调制电压Vm(t)。
如图11中所示，振幅已调制电压提供部分305中所包括的晶体管1051的发 射极与集电极之间包括一饱和电压(例如，0.1V)。据此，需要给晶体管1051的 集电极提供作为振幅已调制电压Vm(t)与等于或大于0.1V的电压加起来的结果而 获得的电压作为供电电压Vdc。否则，晶体管1051将饱和并变得不能工作。因此， 电压控制部分306优选从第二已调制信号估算振幅已调制电压Vm(t)的最大值，并 向振幅已调制电压提供部分305提供作为该最大值与基于晶体管1051的饱和电压 所确定的恒定电压(例如，0.1V)加起来的结果所获得的电压作为供电电压Vdc。
获得振幅已调制电压Vm(t)的最大值的方法并不限于以上参考图10所描述的 方法。图12是示出使用电压测量部分哪308来获得振幅已调制电压Vm(t)的最大 值的极性调制器300a的功能结构的框图。在图12中，振幅信号控制部分303a并 不向电压控制部分306a输入第二已调制信号。作为替代，电压测量部分308检测 从振幅已调制电压提供部分305输出的振幅已调制电压Vm(t)的最大值，并向电压 控制部分306a输入所检测到的最大值。电压控制部分306a基于电压测量部分308 所检测到的振幅已调制电压Vm(t)的最大值而获得供电电压Vdc，并向振幅已调制 电源提供部分305提供供电电压Vdc。在此操作中，电压控制部分306a优选向振 幅已调制电压提供部分305提供作为该最大值与基于晶体管1051的饱和电压所确 定的恒定电压(例如，0.1V)加起来的结果所获得的电压作为供电电压Vdc。
图10中所示的电压控制部分306可通过基于从基带部分(图10中未示出) 输入的振幅信息获得振幅已调制电压Vm(t)的最大值，而不是通过从第二已调制信 号获得最大值来获得供电电压Vdc。
在以上描述中，电压控制部分306、306a通过把振幅已调制电压Vm(t)的最大 值与基于饱和电压所获得的恒定值加起来而获得供电电压Vdc。供电电压Vdc的 值并不限于由此而获得的值。
图13示出供电电压Vdc的取值范围。在图13中，Vmax表示振幅已调制电压 Vm(t)的最大值。Vopt表示作为把Vmax与恒定电压加起来的结果所获得的供电电 压的值。Vopt对应于图10和图12中所使用的供电电压Vdc。通过使用Vopt作为 供电电压，就可将功率使用效率提高到最高的可能的程度，而不会使振幅已调制电 压提供部分305中所包括的晶体管1051饱和。但是，供电电压Vdc的值并不限于 Vopt，只要能达到在防止晶体管1051饱和的同时提高功率使用效率的目的即可。 亦即，电压控制部分306、306a仅需向振幅已调制电压提供部分305提供高于作为 振幅已调制电压的最大值Vmax与基于晶体管1051的饱和电压所确定的恒定电压 加起来的结果所获得的电压Vopt、并且低于从电池307提供的电池电压的电压作 为供电电压Vdc。在此情形中，供电电压Vdc越接近Vopt，功率使用效率就越高。
如图13中所示，当向振幅已调制电压提供部分305施加高于Vopt的供电电 压Vdc时，可能会降低工作效率。据此，理想的是电压控制部分306、306a向振 幅已调制电压提供部分305施加Vopt。但是，当功率放大部分102的输出功率受 到控制时(即，在功率控制的时候)，振幅已调制电压Vm(t)的最大值也会改变。 因此，电压控制部分306、306a优选基于该最大值来改变Vopt。或者，电压控制 部分306、306a可预先识别振幅已调制电压Vm(t)的最大值的变化宽度，并基于最 大宽度内的最大值来获得供电电压Vdc。在此情形中，供电电压Vdc有可能会瞬 间变得高于Vopt，但是电压控制部分306、306a无需改变供电电压Vdc。
如上所述，电压控制部分306、306a确定供电电压Vdc。换言之，电压控制部 分306、306a向振幅已调制电压提供部分305提供供电电压Vdc，该供电电压Vdc 允许振幅已调制电压提供部分305中所包括的晶体管1051在恒定电流范围里工作。 “恒定电流范围”是指在晶体管的集电极-发射极(源极-漏极)电压与集电极(漏 极)电流之间的关系中，使集电极(漏极)电流的值在恒定范围内的范围。在晶体 管是双极型晶体管的情形中，非饱和范围一般是恒定电流范围。在晶体管是MOS 晶体管的情形中，饱和范围一般是恒定电流范围。
如上所述，根据第三实施例，极性调制器300、300a可基于振幅已调制电压 Vm(t)来控制供电电压Vdc使其具有合适的值。因此，可防止向振幅已调制电压提 供部分305提供不必要的电压。由此，功率使用效率得以提高。通过控制向振幅已 调制电压提供部分305提供的供电电压Vdc以使其具有合适的值，就可防止振幅 已调制电压提供部分305中所包括的晶体管饱和。由此，可避免因晶体管饱和而产 生的畸变。
通过使用电压测量部分308来检测振幅已调制电压Vm(t)的最大值，就可更高 精度地控制供电电压Vdc。因此，可进一步提高功率使用效率。
(第四实施例)
图14是示出根据本发明第四实施例的极性调制器400的功能结构的框图。在 图14中，与图1中所示的极性调制器100和图10中所示的极性调制器300具有基 本上相同的功能的元件显示与其相同的附图标记，并且其描述将被省略。
如图14中所示，极性调制器400包括相位调制部分101、功率放大部分102、 振幅信号控制部分303、波形整形部分104a、振幅已调制电压提供部分305a以及 电压控制部分306a。极性调制器400与图1中所示的极性调制器100的不同在于 波形经整形的已调制信号是从波形整形部分104a向电压控制部分306a输入的。
电压控制部分306b基于波形经整形的已调制信号来识别振幅已调制电压 Vm(t)的最大值，并向振幅已调制电压提供部分305a提供基于该最大值所获得的电 压作为供电电压Vdc。供电电压Vdc可由第三实施例中所示的任何方法获得。波 形经整形的已调制信号是通过对第二已调制信号的峰值进行限幅而获得的。因此， 已考虑到振幅已调制电压提供部分305a输出振幅已调制电压Vm(t)作为对第二已 调制信号进行放大的结果。
与第一实施例中相类似，当第二已调制信号的振幅大于预定的峰值限幅值时， 波形整形部分104a生成作为对第二已调制信号的波形进行整形的结果所获得的波 形经整形的已调制信号，从而第二已调制信号的振幅超过预定的峰值限幅值的部分 的振幅变为等于或小于该预定的峰值限幅值。在第四实施例中，由电压控制部分 306a控制供电电压Vdc以提高效率。因此，与第一实施例中不同，无需由波形整 形部分104a基于振幅已调制信号来改变预定的峰值限幅值即可实现提高效率的效 果。
与第一实施例中相类似，波形整形部分104a可根据改变功率放大部分102所 产生的畸变功率的因素(该因素由振幅控制信号获得)来调整峰值限幅值，以使功 率放大部分102中所产生的ACP变为等于或小于第一预定值，和/或使接收频带处 的功率变为等于或小于第二预定值。由此，动态范围得以扩大。
极性调制器400可包括如图12中所示的电压测量部分308。在此情形中，电 压控制部分306b可基于电压测量部分308所检测到的最大值来确定供电电压Vdc。 电压控制部分306b可基于来自基带部分(图14中未示出)的振幅信息而获得振幅 已调制电压Vm(t)的最大值，并由此来确定供电电压Vdc。
图15A和图15B示出由电压控制部分306b执行的控制。如图15A中所示， 电压控制部分306b优选向振幅已调制电压提供部分305a提供作为把振幅已调制电 压Vm(t)的最大值Vmax(峰值限幅值)与和振幅已调制电压提供部分305a中所包 括的晶体管的饱和电压对应的恒定电压加起来的结果所获得的电压Vopt作为供电 电压Vdc。供电电压Vdc可低于电池电压并高于电压Vopt。如图15B中所示，当 波形整形部分104a改变峰值限幅值(最大值Vmax)时，电压控制部分306b优选 改变作为电源电源的最优的电压Vopt。
图16A示出当PAPR为2.5dB时HPSK信号的振幅已调制电压Vm(t)和供电 电压Vdc。图16B示出当PAPR为1.5dB时HPSK信号的振幅已调制电压Vm(t) 和供电电压Vdc。如通过比较图16A和图16B可认识到，PAPR为2.5dB时最优 的供电电压Vopt1与PAPR为1.5dB时最优的供电电压Vopt2相互相差图16B的 阴影部分。亦即，如果在PAPR为1.5dB时使用供电电压Vopt1，则与阴影部分对 应的功率将被浪费。因此，从电压控制部分306b输出的供电电压Vdc优选基于振 幅已调制电压Vm(t)的最大值而变化而不是保持恒定。由此可减少浪费的功耗。
如上所述，根据第四实施例，当第二已调制信号的振幅大于预定的峰值限幅 值时，第二已调制信号的峰值部分即被截止。因此，从晶体管输出的振幅已调制电 压Vm(t)的最大值就减小。因为电压控制部分306b基于振幅已调制电压Vm(t)的最 大值来确定供电电压Vdc，所以就可使截止峰值部分的电压与供电电压Vdc之间 的差值最小化。由此，功率使用效率得以提高。
通过由波形整形部分104a调整峰值限幅值，动态范围得以扩大。
(第五实施例)
图17是示出根据本发明第五实施例的极性调制器500的功能结构的框图。如 图17中所示，极性调制器500包括相位调制部分101、功率放大部分102、振幅信 号控制部分303、切换部分204a、振幅已调制电压提供部分505和电压控制部分 506。在图17中，与第一到第三实施例中的元件具有基本上相同的功能的元件显示 与其相同的附图标记，并且其描述将被省略。振幅已调制电压提供部分505包括第 一到第三串联调节器505a、505b和505c。电压控制部分506包括第一到第三DC 电源506a、506b和506c，它们能够输出多个互不相同的供电电压。DC电源和串 联调节器的个数并不限于如图17中所示的三个。
切换部分204a向这些串联调节器中的一个输入从振幅信号控制部分303输出 的第二已调制信号。
第一到第三串联调节器505a、505b和505c是对应于第一到第三DC电源506a、 506b和506cv而分别提供的。第一到第三串联调节器505a、505b和505c基于从 第一到第三DC电源506a、506b和506c提供的供电电压Vdc使用晶体管分别将第 二已调制信号放大，并向功率放大部分102提供经放大的信号作为振幅已调制电压 Vm(t)。
基于从振幅信号控制部分303输入的第二已调制信号(或者基于图17中未示 出的电压测量部分的检测结果或来自图17中未示出的基带部分的振幅信息)，电 压控制部分506选择能够输出等于或大于作为把振幅已调制电压Vm(t)的最大值与 恒定电压加起来的结果所获得的电压的电压的DC电源。亦即，电压控制部分506 基于振幅已调制电压Vm(t)的最大值选择所要使用的DC电源。电压控制部分506 向振幅已调制电压提供部分505中对应的串联调节器提供从所选择的DC电源输出 的电压作为供电电压Vdc。由此，可向所使用的串联调节器提供基于振幅已调制电 压Vm(t)的最大值而被控制的供电电压Vdc。由此，可避免浪费的功耗。
如上所述，根据第五实施例，电压控制部分506向所使用的串联调节器提供 基于振幅已调制电压Vm(t)的最大值被控制的供电电压Vdc。因此，极性调制器500 可选择能避免浪费的功耗的DC电源和串联调节器。由此，功率使用效率得以进一 步提高。
在极性调制器500可使用多种调制系统中的任何一种来输出信号的情形中， 切换部分204a优选根据所使用的调制系统来选择DC电源和串联调节器。在使用 不同调制系统的情况下，振幅已调制电压Vm(t)的最大值是不同的。因此，极性调 制器500还可通过根据所使用的调制系统来选择DC电源和串联调节器来进一步提 高效率。
(第六实施例)
图18是示出根据本发明第六实施例的极性调制器600的功能结构的框图。在 图18中，与第五实施例中的元件具有基本上相同的功能的元件显示与其相同的附 图标记，并且其描述将被省略。如图18中所示，极性调制器600包括相位调制部 分101、功率放大部分102、振幅信号控制部分303、波形整形部分601、切换部分 602、振幅已调制电压提供部分605和电压控制部分606。振幅已调制电压提供部 分605包括第一到第三串联调节器605a、605b和605c。电压控制部分606包括第 一到第三DC电源606a、606b和606c，它们能够输出多个互不相同的供电电压。 串联调节器与DC电源的个数并不限于如图18中所示的三个。
第一到第三串联调节器605a到605c是对应于第一到第三DC电源606a到606c 而分别提供的。第一到第三串联调节器605a到605c基于从第一到第三DC电源 606a到606c提供的供电电压Vdc使用晶体管分别将第二已调制信号放大，并向功 率放大部分102提供经放大的信号作为振幅已调制电压Vm(t)。
基于从波形整形部分601输入的波形经整形的已调制信号(或基于图18中未 示出的电压测量部分的检测结果)，电压控制部分606选择能够输出等于或大于作 为把振幅已调制电压Vm(t)的最大值与恒定电压加起来的结果所获得的电压的电 压。亦即，电压控制部分606基于振幅已调制电压Vm(t)的最大值选择所使用的 DC电源。电压控制部分606向振幅已调制电压提供部分605中对应的串联调节器 提供从所选择的DC电源输出的电压作为供电电压Vdc。
如上所述，根据第六实施例，可向所使用的串联调节器提供基于振幅已调制 电压Vm(t)的最大值而被控制的供电电压Vdc。由此可避免浪费的功耗。
在极性调制器600可使用多种调制系统中的任何一种来输出信号的情形中， 切换部分602优选根据所使用的调制系统来选择DC电源和串联调节器。在使用不 同调制系统的情况下，振幅已调制电压Vm(t)的最大值是不同的。因此，极性调制 器600可通过根据所使用的调制系统来选择DC电源和串联调节器来进一步提高效 率。
第一到第六实施例能以各种方式来组合，并且可能的组合并不限于以上所描 述的情况。
(第七实施例)
图19是示出根据本发明第七实施例的无线通信装置700的功能结构的框图。 如图19中所示，无线通信装置700包括基带部分701、发送部分702、接收部分 703、共用部分704和天线部分705。
基带部分701生成和处理基带信号。
发送部分702将基带部分所生成的基带信号转换为发送信号。发送部分702 包括以上在第一到第六实施例中所描述的极性调制器。极性调制器的相位调制部分 从基带信号生成包括相位信息的第一已调制信号。极性调制器的振幅信号控制部分 从基带信号生成包括振幅信息的第二已调制信号。由极性调制器的功率放大部分生 成的第三已调制信号是发送信号。
共用部分704向天线部分705传送由发送部分702生成的发送信号，并将天 线部分705所接收的接收信号传送给接收部分703。
接收部分703将接收信号转换为基带信号，并向基带部分输入基带信号。
以此方式，提供了一种具有扩大的动态范围的无线通信装置和/或高效率地实 现的无线通信装置。由此，得以能用有限的电池容量来进行长时间的对话。
尽管已详细描述了本发明，但是以上描述在所有方面都是示例性而不是限定 性的。应当理解，可发明出许多其它修改和变更方案而不会偏离本发明的范围。
工业实用性
根据本发明的极性调制器能容易地实现动态范围的扩大和/或以高效率工作的 发送电路，并且可用于提供例如实现长时间对话的无线通信装置等，并缩减该无线 通信装置的尺寸和成本。