EER(包络消除与恢复)是在处理诸如单边带调制信号(SSB)的 线性调制信号以进行传输的过程中提高效率、降低功率消耗的许多传 统信号处理方案之一(例如，参考1979年11月27日公开的美国专利 No.4176319的说明书)。EER方案将线性调制信号转换为极坐标的相 位信息和振幅信息。单独处理相位振幅信息。产生的失真小，因此EER 方案被认为是效率高的有效传输方案。然而，在利用EER进行模拟信 号处理的过程中，在将线性调制信号转换为极坐标信号时，产生大误 差。重要的是，将相位信息与振幅信息组合在一起实现良好功率效率， 因此难以将EER方案投入实际应用。
然而，最近，随着数字信号处理技术的发展，可以以高速处理数 字信号，因此可以以小误差将线性调制信号转换为极坐标信号。此外， 诸如D级、E级以及F级放大器的放大器具有良好功率效率，使得EER 方案在投入使用时具有小失真特性和高功率效率特性(例如，参考1998 年1月6日公开的美国专利No.5705959的说明书)。
在EER方案中，由限带正交坐标信号转换的极坐标信号具有较宽 的频带，因此为了防止在转换的极坐标信号中产生混叠，需要高采样 频率。为此，开发了用于获得高采样频率的方法，该方法包括在转换 为极坐标信号之前，对正交坐标信号进行内插(例如，参考1990年11 月20日公开的美国专利No.4972440的说明书)。
此外，正如第497244号美国专利公开的那样，通过在调相器内处 理模拟信号，进行变频。还可以通过利用如图9所示的数字信号处理 过程进行复处理，进行变频。具体地说，图9是示出利用数字信号处 理的复处理过程进行变频的数字变频器的方框图。通过滤波器51，调 制信号MOD_I和MOD_Q输入到相位检测器52。相位检测器52从 MOD-I和MOD-Q中提取相位信息。然后，利用提取的相位信息控 制数字控制振荡器(NCO)，从而产生极坐标调相信号。
然后，利用内插器54执行Np次上采样(Np-time upsampling)。 利用作为要求频率的函数、从NCO 55输出的信号，在复混合器56内 进行变频。从NCO 55输出所获得的正交调相信号Phase_I和Phase_Q。 此外，通过滤波器51，将调制信号MOD_I和MOD_Q输入到振幅检测 器57。振幅检测器57从调制信号MOD_I和MOD_Q中提取并输出振 幅信息Amp。
然而，利用第4972440号美国专利描述的内插，使信号的采样频 率增加到D/A转换器的采样频率时，功率消耗随极坐标信号的变化而 增加。具体地说，根据第4972440号美国专利描述的技术，尽管利用 ROM(只读存储器)执行振幅信息和相位信息转换，但是功率消耗随 高速采样频率处理的增加成为不可忽视的问题。此外，当以高IF(中 频)或RF(射频)输出相位信息时，要求较高的采样频率，因此，功 率消耗显著提高，产生了问题。
此外，当利用如图9所示的数字信号处理的复处理过程进行变频 时，需要4个乘法器对实轴信号乘实轴信号、虚轴信号乘虚轴信号、 实轴信号乘虚轴信号以及虚轴信号乘实轴信号进行乘法。此外，需要 加法器或减法器求乘法器的输出值的和，因此增大了电路规模和功率 消耗。此外，EER方案的高功率效率恶化。

因此，为了解决现有技术中存在的上述问题，提出本发明，因此， 本发明的目的是提供一种数字变频器，即使根据EER(包络消除与恢 复)方案在信号处理部分采用数字信号处理时，该数字变频器仍具有 减小的规模和功率消耗。
本发明提供了一种数字变频器，即使对采用EER解决方案的处理 部分应用数字信号处理，该数字变频器仍可以保持EER方案的高功率 效率。为此，根据本发明实施例，相位检测器22和振幅检测器23将 输入调制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息。输出该振幅 信息，作为数字变频器2的振幅信息。同时，利用加法器24，使累加 器27输出的、对应于进行变频的相位数据PD的后“Q”位数的、频 率f2的相位变化与相位信息相加。此外，内插器28对加法器24输出 的相位信息的采样频率进行上采样，此外，利用加法器29，使累加器 30输出的、对应于进行变频的相位数据PD的前“P-Q”位数的、频 率f3的相位变化与被上采样的相位信息相加，将它转换为直角坐标类 型的调相信号，然后，将它作为数字变频器2的相位信息输出。
为了实现该目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于输出 相位信息和振幅信息的数字变频器，该数字变频器包括：调制信号转 换装置(例如，下面描述的实施例中的相位检测器22和振幅检测器23)， 用于将输入调制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息；采样 频率变频装置(例如，下面描述的实施例中的内插器28)，用于对调 制信号转换装置输出的相位信息的采样频率进行变频；以及调制信号 发生装置(例如，下面描述的实施例中的翘曲电路31、COS_ROM 32 和SIN_ROM 33)，用于根据采样频率变频装置输出的相位信息，产生 调相信号。
根据具有上述结构的数字变频器，利用调制信号转换装置，将输 入调制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息，采样频率变频 装置对极坐标类型的相位信息的采样频率进行变频，然后，调相信号 发生装置将极坐标类型的相位信息转换为调相信号。因此，在对输入 调制信号的相位信息的采样频率进行变频时，与直角坐标类型的调相 信号的采样频率的变频过程相比，至少利用一半的处理过程，就可以 容易地对采样频率进行变频。
根据本发明的第二方面，提供了一种用于输出相位信息和振幅信 息的数字变频器，该数字变频器包括：调制信号转换装置(例如，下 面描述的实施例中的相位检测器22和振幅检测器23)，用于将输入调 制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息；相位计算装置(例 如，下面描述的实施例中的累加器27)，用于根据要求的转换频率， 使相位数据累加和相加；相位转换装置(例如，下面描述的实施例中 的加法器24)，用于对调制信号转换装置输出的相位信息加/减相位计 算装置的输出信号，从而在对调制信号进行变频时，产生要获得的相 位信息；采样频率变频装置(例如，下面描述的实施例中的内插器28)， 用于对相位转换装置输出的相位信息的采样频率进行变频；以及调相 信号发生装置(例如，下面描述的实施例中的翘曲电路31、COS_ROM 32和SIN_ROM 33)，用于根据采样频率变频装置输出的相位信息， 产生调相信号。
根据具有上述结构的数字变频器，利用调制信号转换装置，将输 入调制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息，同时，对相位 转换装置转换的相位信息加/减根据相位计算装置输出的要求转换频率 的相位数据的累加/相加值。因此，仅利用简单的加法器/减法器，就可 以容易地对输入调制信号的相位信息进行变频，而无需在对直角坐标 类型的调相信号进行变频时所需的乘法器。
此外，采样频率变频装置对极坐标类型的相位信息的采样频率进 行变频，然后，调相信号发生装置将极坐标类型的相位信息转换为调 相信号。因此，在对输入调制信号的相位信息的采样频率进行变频时， 与直角坐标类型的调相信号的采样频率的变频过程相比，至少利用一 半的处理过程，就可以容易地对采样频率进行变频。此外，由于在对 采样频率进行变频之前，利用相位转换装置对相位信息进行变频，所 以可以对相位信息进行变频，而不使相位转换装置的工作频率变得不 必要的那么高，位于可以防止发生混叠的范围内。
根据本发明的第三方面，提供了一种用于输出相位信息和振幅信 息的数字变频器，该数字变频器包括：调制信号转换装置(例如，下 面描述的实施例中的相位检测器22和振幅检测器23)，用于将输入调 制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息；相位计算装置(例 如，下面描述的实施例中的累加器30)，用于根据要求的转换频率对 相位数据进行累加和相加；采样频率变频装置(例如，下面描述的实 施例中的内插器28)，用于对调制信号转换装置输出的相位信息的采 样频率进行变频；相位转换装置(例如，下面描述的实施例中的加法 器29)，用于对采样频率变频装置输出的相位信息加/减相位计算装置 的输出信号，从而在对调制信号进行变频时，产生要获得的相位信息； 以及调相信号发生装置(例如，下面描述的实施例中的翘曲电路31、 COS_ROM 32和SIN_ROM 33)，用于根据相位转换装置输出的相位 信息，产生调相信号。
根据具有上述结构的数字变频器，利用调制信号转换装置，将输 入调制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息，同时，采样频 率变频装置对极坐标类型的相位信息的采样频率进行变频。因此，在 对输入调制信号的相位信息的采样频率进行变频时，与直角坐标类型 的调相信号的采样频率的变频过程相比，至少利用一半的处理过程， 就可以容易地对采样频率进行变频。此外，由于对采样频率变频装置 输出的相位信息加/减根据相位计算装置输出的要求转换频率的相位数 据的累加/相加值，所以仅利用简单的加法器/减法器，就可以容易地对 输入调制信号的相位信息进行变频，而无需在对直角坐标类型的调相 信号进行变频时所需的任何乘法器。
根据本发明的第四方面，提供了一种用于输出相位信息和振幅信 息的数字变频器，该数字变频器包括：调制信号转换装置(例如，下 面描述的实施例中的相位检测器22和振幅检测器23)，用于将输入调 制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息；第一相位计算装置 (例如，下面描述的实施例中的累加器27)，用于根据要求的转换频 率使“P”位数(P是正整数)的相位数据中的后“Q”位数(Q是正 整数)的相位数据累加和相加；第二相位计算装置(例如，下面描述 的实施例中的累加器30)，用于根据要求的转换频率使“P”位数的相 位数据中的前“P-Q”位数的相位数据累加和相加；第一相位转换装 置(例如，下面描述的实施例中的加法器24)，用于对调制信号转换 装置输出的相位信息加/减第一相位计算装置的输出信号，从而在根据 后“Q”位数的相位数据，对调制信号进行变频时，产生要获得的相位 信息；采样频率变频装置(例如，下面描述的实施例中的内插器28)， 用于对第一相位转换装置输出的相位信息的采样频率进行变频；第二 相位转换装置(例如，下面描述的实施例中的加法器29)，用于对采 样频率变频装置输出的相位信息加/减第二相位计算装置的输出信号， 从而在根据“P”位数的相位数据，对调制信号进行变频时，产生要获 得的相位信息；以及调相信号发生装置(例如，下面描述的实施例中 的翘曲电路31、COS_ROM 32和SIN_ROM 33)，用于根据第二相位 转换装置输出的相位信息，产生调相信号。
根据具有上述结构的数字变频器，利用调制信号转换装置，将输 入调制信号转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息，第一相位计算 装置对根据要求的转换频率的“P”位数(P是正整数)的相位数据中 的后“Q”位数[BY“FIGURES”DO YOU MEAN A BIT？]的数据进 行累加和相加，第一相位转换装置对相位信息加/减第一相位计算装置 累加和相加的相位数据。因此，对“P”位数的相位数据中的后“Q” 位数(即，低于要求的转换频率)的相位数据进行变频。此外，采样 频率变频装置，对第一相位转换装置的输出信号的采样频率进行上采 样，对根据要求的转换频率的“P”位数的相位数据中的前“P-Q”位 数的相位数据进行累加和相加，第二相位转换装置对上采样信号加/减 累加和相加的相位数据。因此，对未被第一相位转换装置转换的“P” 位数的相位数据中的前“P-Q”位数的相位数据进行要求的转换频率 的变频，而根据“P”位数的相位数据，对调制信号进行变频。
根据上述结构，当利用两个分步骤对输入调制信号的相位信息进 行变频和采样频率变频时，第一相位转换装置使用的相位信息的转换 频率低于要求的转换频率。因此，当利用第一相位转换装置根据转换 频率将第一相位转换的输出信号的采样频率设置为低值时，根据第一 相位转换装置的输出信号的采样频率，可以将调制信号转换装置、第 一相位计算装置或第一相位转换装置的工作频率设置为低值。
根据本发明的第五方面，第二相位转换装置对采样频率转换装置 的输出信号中的前“P-Q”位数的信号加/减第二相位计算装置的输出 信号。
根据具有上述结构的数字变频器，第二相位转换装置对采样频率 转换装置的输出信号中的前“P-Q”位数的信号加/减第二相位计算装 置的输出信号，因此对于对采样频率进行变频后获得的信号，可以缩 短加法器的操作语言的长度，在对输入调制信号的相位信息进行变频 和采样频率变频时，这种强制作用必然增强。
根据本发明的第六方面，上述数字变频器之任一均进一步包括用 于对输入调制信号的采样频率进行变频的输入采样频率变频装置(例 如，下面描述的实施例中的内插器21)，其中数字变频器对调制信号的 采样频率进行变频，然后，将调制信号转换为极坐标类型的相位信息 和振幅信息。
根据具有上述结构的数字变频器，数字变频器利用输入采样频率 变频装置对输入调制信号进行上采样，然后，将该调制信号转换为极 坐标类型的相位信息和振幅信息。因此，在将输入调制信号转换为极 坐标类型的相位信息和振幅信息时，尽管调制信号转换装置输出的被 转换的极坐标类型的相位信息和振幅信息的频带比输入调制信号的频 带宽，但是仍可以防止在极坐标类型的相位信息和振幅信息中发生混 叠。
利用根据本发明第一方面的数字变频器，在对输入调制信号的相 位信息的采样频率进行变频时，与直角坐标类型的调相信号的采样频 率的变频相比，利用至少一半的操作就可以容易地对采样频率进行变 频。
通过减少对采样频率进行变频的处理量，减少了对输入调制信号 的采样频率进行变频所需的操作量，因此其优点在于，可以减少功率 消耗，同时可以减小数字变频器的电路规模。
利用根据本发明第二方面和第三方面的数字变频器，仅利用简单 的加法器/减法器，就可以容易地对输入调制信号的相位信息进行变频， 而无需在对直角坐标类型的调相信号进行变频时通常所需的乘法器。 此外，在对输入调制信号的相位信息的采样频率进行变频时，与直角 坐标类型的调相信号的采样频率的变频过程相比，至少利用一半的处 理过程，就可以容易地对采样频率进行变频。特别是，利用根据本发 明第二方面的数字变频器，由于在对采样频率进行变频之前，利用相 位转换装置对相位信息进行变频，所以可以对相位信息进行变频，而 不使相位转换装置的工作频率变得不必要的那么高，位于可以防止发 生混叠的范围内。
利用不需要任何乘法器对相位信息进行变频的这种结构，减少了 进行变频所需的操作量，因此其优点在于，可以减少功率消耗，同时 可以减小数字变频器的电路规模。此外，由于可以降低用于处理变频 的工作频率和复杂性，所以可以进一步降低数字变频器的电路规模， 从而进一步减少功率消耗。
利用根据本发明第四方面的数字变频器，在对输入调制信号减小 变频和采样频率变频时，根据输出信号的采样频率，可以将第一相位 计算装置和第一相位转换装置的工作频率设置为尽可能小的值。
因此，利用以降低的工作频率进行部分处理的这种结构，其优点 在于，可以减少功率消耗，同时可以减小数字变频器的电路规模。
利用根据本发明第五方面的数字变频器，对于对采样频率进行变 频后获得的信号，可以缩短加法器的操作语言的长度，在对输入调制 信号的相位信息进行变频和采样频率变频时，这种强制作用必然增强。
因此，利用在操作器中以缩短的操作语言(即使仅是一部分操作) 长度可以进行变频或采样频率变频的这种结构，其优点在于，可以减 少功率消耗，同时可以减小数字变频器的电路规模。
根据本发明第六方面的数字变频器，尽管被转换的极坐标类型的 相位信息和振幅信息的频带比输入调制信号的频带宽，但是仍可以防 止在极坐标类型的相位信息和振幅信息中发生混叠。
因此，即使在该数字变频器具有减小的电路规模和减少的功率消 耗时，根据本发明的数字变频器仍可以在诸如转换误差、噪声等特性 方面减小输出降质。
附图说明
根据以下结合附图所做的详细说明，本发明的上述以及其他目的、 特征以及优点更加显而易见，附图包括：
图1是示出根据本发明实施例含有数字变频器的、EER(包络消 除与恢复)方案的发射机的结构的方框图；
图2是示出利用8次采样表示的、输入到图1所示数字变频器的 π/4-移相QPSK信号的频谱的曲线图；
图3是示出图1所示数字变频器的详细结构的方框图；
图4是示出利用16次采样表示的相位信息θ1(t)的频谱的曲线图；
图5是示出利用16次采样表示的振幅信息Amp(t)的频谱的曲线 图；
图6是示出在对图4所示相位信息θ1(t)进行变频后获得的相位信 息θ3(t)的频谱的曲线图；
图7是示出利用16次采样表示的QPSK信号的相位信息的频谱的 曲线图；
图8是示出利用16次采样表示的QPSK信号的振幅信息的频谱的 曲线图；以及
图9是示出传统数字变频器的方框图。

下面将参考附图说明本发明的优选实施例。在下面对本发明所做 的说明中，当对在此引入的已知功能和配置所做的详细说明可能使本 发明的主题不清时，省略该详细说明。
发射机的结构
图1是示出根据本发明实施例含有采用EER(包络消除与恢复) 方案的数字变频器的发射机的结构的方框图。
调制器1产生诸如图2所示π/4-移相QPSK信号的信号。调制器 1输出的、具有量化状态的调制信号MOD_I(t)和MOD_Q(t)输入到数字 变频器2。在数字变频器2中，根据要求的IF信号，对调制信号MOD_I(t) 和MOD_Q(t)进行变频。调制信号MOD_I(t)和MOD_Q(t)被分离为振幅 信息Amp(t)和直角坐标类型的调相信号Phase_I(t)和Phase_Q(t)。图2 是示出利用8次采样表示的调制信号MOD_I(t)和MOD_Q(t)(π/4-移 相QPSK信号)的频谱的曲线图，其中横轴表示频率[MHz]，而纵轴表 示振幅[dB]。
D/A转换器3将振幅信息Amp(t)转换为模拟信号1，然后，包括 线圈和电容器(未示出)的LC低通滤波器4对该模拟信号1进行限带。 然后，具有线性输入-输出特性的线性功率放大器5对LC低通滤波器 4输出的信号进行放大，以产生输出信号振幅信息。
与此同时，D/A转换器6和7将调相信号Phase_I(t)和Phase_Q(t) 转换为模拟信号，然后，分别利用LC低通滤波器8和9对它们进行限 带，其中LC低通滤波器8和9分别包括线圈和电容器。然后，通过含 有混合器10A和10B以及加法器10C的正交调制器10，利用余弦波和 比该余弦波超前90度相位的负正弦波，正交调制LC低通滤波器8和 9输出的信号。因此，LC低通滤波器8和9输出的信号被转换为利用 实轴信号表示的传输频率(RF频率)的调相信号。然后，该调相信号 输入到具有非线性输入输出特性的非线性功率放大器12。
通过非线性功率放大器12，根据线性功率放大器输出的、发射机 的输出信号的振幅信息，对利用实轴信号表示的传输频率的调相信号 进行调相，从而产生要通过天线13发送的传输信号。
数字变频器的结构
接着，将详细说明数字变频器的结构。图3是示出根据本发明实 施例的数字变频器2的详细结构的方框图。下面的例子假定其中根据 输入的调制信号的相位信息，在数字变频器2的输入端与输出端之间 对要求的转换频率f进行转换并上采样采样频率的情况。
以“Fs1”符号率进行“MC1＝2”次采样并从调制器1输出采样 频率“Fs2”(Fs2＝Fs1×MC1)的调制信号MOD_I(t)和MOD_Q(t)， 内插器21将调制信号MOD_I(t)和MOD_Q(t)转换为采样频率“Fs3” (Fs3＝Fs2×MC2)的调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q2(t)，内插器21 对信号的采样频率进行“MC2”次上采样，然后，将该信号输入到相 位检测器22和振幅检测器23。
采用MC2次上采样，因为在相位检测器22和振幅检测器23检测 到相位信息和振幅信息时，与在检测的相位信息和振幅信息内产生混 叠的输入信号的相位信息和振幅信息相比，检测的相位信息和振幅信 息具有较宽的带宽。
同时，在相位检测器22中，根据下面的等式1，计算在复平面上 由调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q2(t)的实轴信号和虚轴信号形成的矢 量的反正切值，以获得相位信息θ1(t)。图4是示出利用16次采样表示 的相位信息θ1(t)的频谱的曲线图，其中横轴表示相位[π]，而纵轴表示 振幅[dB]。参考相位信息θ1(t)的频谱，在采样频率的1/4部分(即，约 0.5π的相位)，频谱被衰减，但是存在信号分量。当采样频率低时，不 能充分过滤不必要频带的信号，即，可能因为混叠而产生信号失真。
由于利用等式1计算的相位信息θ1(t)是在0至2π角度范围内表示 的连续相位信息，所以相位检测器22对相位信息θ1(t)进行去翘曲 (unwrapping)处理，从而将相位信息θ1(t)转换为连续相位信息θ2(t)。 在这种情况下，作为输入调制信号的类型和内容的函数，确定相位检 测器22内的量化位数，因此相位信息θ2(t)不可能变成断续的，因为相 位检测器22内的量化位数。
等式1
θ1(t)＝tan-1{MOD_Q2(t)/MOD_I2(t)}
在振幅检测器23内，利用下面的等式2，计算调制信号MOD_I2(t) 和MOD_Q2(t)的实轴信号和虚轴信号的平方，然后，将它们相加。利 用该和的平方根计算振幅信息Amp(t)。计算的振幅信息Amp(t)是数字 变频器2输出的振幅信息，它被输入到上述发射机的D/A转换器3。 在改变采样频率后，输出振幅信息Amp(t)。图5是示出利用16次采样 表示的振幅信息Amp(t)的频谱的曲线图，其中横轴表示频率[MHz]，而 纵轴表示振幅[dB]。振幅信息Amp(t)与相位信息θ1(t)类似，在采样频 率低时，不能充分过滤不必要频带的信号，即，可能因为混叠而产生 信号失真。
等式2
$\mathrm{Amp}\left(t\right)=\sqrt{\mathrm{MOD}\_I2\left(t\right)^2+\mathrm{MOD}\_Q2\left(t\right)^2}$
与此同时，利用相位检测器22计算的相位信息θ2(t)被输入到加法 器24，对于根据要求的转换频率f1的变频过程，根据相位数据PD， 对它进行相位转换。因此，以对相位转换赋予(加/减)相位信息θ2(t) 的方式，将采样频率“Fs2”的调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q2(t)变频 要求的转换频率f1。
具体地说，对于数字变频器2输出的信号的采样数据，变频的相 位数据(PD)包括通过根据要求的转换频率f1，量化信号的相位变化 获得的相位变化宽度。即，利用数字变频器2输出的信号的采样频率 “Fs3P”，根据要求的转换频率f1，通过采样每个频率“2πf1”，获 得变频的相位数据PD。此外，利用是2的倍数的数字表示变频的相位 数据(PD)。
通过细分变频步骤，即，利用两个变频步骤实现根据要求的转换 频率f1的变频，这两个转换步骤包括：利用可以设置的转换频率f2(转 换频率f2＜转换频率f1)的第一变频；以及利用剩余转换频率f3的第 二变频(转换频率f3＝转换频率f1-转换频率f2)。
即，被变频了要求的转换频率f1的信号应该具有对应于转换频率 f1的高采样频率。但是，被变频要求的转换频率f2的信号的频率低于 被变频转换频率f1的信号的频率。以两个步骤执行变频可以降低采样 频率，从而减小电路规模和功率消耗。
因此，在加法器24，变频了转换频率f2的相位变化被转换，优选 地通过角速度转换。。此外，加法器24输出的信号的采样频率Fs2是 与数字变频器2输出的信号的采样频率Fs3P一样的“1/MP1”次。
因此，当根据从数字变频器2输出的信号的采样频率Fs3P，计算 根据要求的转换频率f1的“P”位(P是正整数)的、变频的相位数据 (PD)时，通过乘被变频“MP1”的相位数据PD中的后“Q”位数(位) (Q是正整数)的相位数据获得的值被确定为相位检测器22输出的信 号的每个采样的相位变化宽度。相位变化宽度是在每个采样期间的单 个变化的delta值。
具体地说，在数据放大单元26内，使后“Q”位数[位]的相位数 据乘以“MP1”。然后，在累加器27内对乘以“MP1”的相位数据进 行累加和相加，该累加器27含有以采样频率Fs2运行的寄存器27A和 加法器27B，以便可以计算变频的相位变化，利用该相位变化，可以以 转换频率“f1/2P”的频率阶梯形式设置频率(即，用于变频的相位数 据PD中对应于后“Q”位数[位]的转换频率f2)。
在以采样频率Fs2运行的加法器24中，对于每个采样数据，使在 转换频率f2下计算的相位变化与从相位检测器22输出的相位信息θ2(t) 相加，以产生相位信息θ3(t)。
因此，在调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q(t)的频率提高转换频率f2 时，利用加法器24输出的相位信息θ3(t)，可以获得所产生信号的相位 信息。此外，通过利用减法器代替加法器24，并从在相位检测器22计 算的相位信息θ2(t)中减去累加器27输出的相位变化数据，可以获得在 降低调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q(t)的频率的情况下要产生的信号的 相位信息。
接着，内插器28将加法器24输出的相位信息θ3(t)转换为采样频 率Fs3P(Fs3P＝Fs2×MP1)的相位信息θ4(t)，内插器28对相位信息θ3(t) 的采样频率的信号进行“MP1”次上采样。然后，将所获得的上采样信 号输入到加法器29。
加法器29将f3作为从内插器28接收的信息的函数进行之后。
宽度可以用delta来代替即，确定根据要求的转换频率f1、用于进 行变频的“P”位数[位]的相位数据(PD)中的前“P-Q”位数[位]是 其宽度对应于内插器28输出的信号的每个采样的相位变化。在数据分 离单元25内，将前“P-Q”位数[位]的相位数据与相位数据PD分离， 以进行变频。
在累加器30内对数据分离单元25分离的相位数据进行累加和相 加，累加器30含有以采样频率Fs3P运行的寄存器30A和加法器30B。 这样，可以计算进行变频的相位变化，利用该相位变化，以转换频率 “f1/2P-Q”的频率阶梯设置频率(即，转换频率f3的变频对应于用于进 行变频的相位数据(PD)中的前“P-Q”位数[位])。
在以采样频率Fs3P运行的加法器29中，对于每次采样，将以相 应频率f3计算的相位变化与内插器28输出的相位信息θ4(t)相加，从而 产生相位信息θ5(t)。此外，当累加器30输出的转换频率f3的相位变化 是对应于内插器28输出的相位信息θ4(t)中的前“P-Q”位数[位]的信 号时，执行加法器29的加法运算，以将累加器30输出的“P-Q”位 数[位]的相位变化与内插器28输出的相位信息θ4(t)中的前“P-Q”位 数[位]的信号相加。
因此，在对于调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q2(t)升高的频率与转 换频率f1(f1＝f2+f3)增加同样的数量时，利用加法器29输出的相位 信息θ5(t)获得生成的转换信号的相位信息。此外，如上所述，通过利 用加法器代替加法器24，并在调制信号MOD_I2(t)和MOD_Q2(t)的频 率降低时，将内插器28计算的相位信息θ4(t)减去累加器30输出的相 位变化数据，可以获得生成信号的相位信息。
利用翘曲电路(wrap circuit)31对通过将调制信号MOD_I2(t)和 MOD_Q2(t)的频率升高转换频率f1(f1＝f2+f3)获得的信号的相位信息 θ5(t)进行翘曲处理，然后，将它转换为在0至2π的角度内表示的断续 相位信息θ6(t)。然后，将该相位信息θ6(t)输入到COS_ROM 32和 SIN_ROM 33，COS_ROM 32和SIN_ROM 33分别存储了对应于在0 至2π的角度内表示的相位信息θ(t)的COS{θ(t)}和SIN{θ(t)}，从而产生 直角坐标类型的调相信号“Phase_I(t)＝COS{θ6(t)}”和 “Phase_Q(t)＝SIN{θ6(t)}”。
生成的调相信号Phase_I(t)和Phase_Q(t)是要从数字变频器2输出 的相位信息，它被输入到发射机的上述D/A转换器6和7。如果采用 不使用复合信号的不同发射机，则足以仅输出直角坐标类型的调相信 号中的Phase_I(t)＝COS{θ6(t)}”。
此外，当象在累加器27中那样，对固定值进行累加和相加时，在 相位谱上，高峰值产生约为0的相位。峰值与累加和相加的固定值(即， 变频的相位数据的大小)成正比升高。图6是示出对于0.402662489的 归一化频率，在采样频率为1情况下，在对图4所示相位信息θ1(t)进 行变频后获得的相位信息θ3(t)的频谱的曲线图。横轴表示相位[π]，而 纵轴表示振幅[dB]。与图4所示的频谱不同，图6所示的频谱示出相位 0附近的高峰值。
频谱中所示的高峰值延长在内插器28内对相位信息θ3(t)进行采 样频率转换所需的运算语言(operation language)的长度，因此增加了 内插器28的功率消耗。此外，在内插器28内，用于在上采样之后限 制不必要频带的信号的滤波器应该可以实现巨大阻带衰减。滤波器是 高次滤波器，它消耗增加的功率。
因此，需要将转换频率f2的值限制在其中加法器24和累加器27 执行的转换频率f2的相位处理产生的频谱峰值不升高的范围内。转换 频率f2的范围还应该避免在处理相位时的时间与不处理相位的时间之 间，运算语言长度以及内插器28内的滤波器顺序的大差别变化。
此外，在上述实施例中，当将未被滚降滤波的调制信号从调制器 1输入到数字变频器2时，为了对输入的调制信号进行波形整形，可以 将滚降滤波器安装在内插器28的后端，然后，在相位检测器22和振 幅检测器23内分别检测相位信息和振幅信息。
此外，在上述实施例中，在将QPSK信号从调制器1输入到数字 变频器2时，要求与输入π/4移相QPSK信号时赋予的转换率的采样频 率相比，在内插器28内对π/4移相QPSK信号赋予较高转换率 (conversion rate)的采样频率。为了限制在调制特性中被称为衰变部 分(degradation portion)的半点(halfpoint)采样频率附近的寄生性， 需要在数字变频器2的输入端安装滤波器。这是因为QPSK信号的相 位信息被迅速衰减，而不象图7所示那样显著，但是，即使在如图8 所示半点采样频率，QPSK信号的振幅部分仍不被衰减。图7是示出利 用16次采样表示的QPSK信号的相位信息的频谱的曲线图，其中横轴 表示相位[π]，而纵轴表示振幅[dB]。图8是示出利用16次采样表示的 QPSK信号的振幅信息的频谱的曲线图，其中横轴表示频率[MHz]，而 纵轴表示振幅[dB]。
此外，在上述实施例中，尽管在内插器28的前端和后端，以两个 分相位转换步骤进行转换(即，尽管第一相位转换对应于在加法器24 执行的转换频率f2的变频，而第二相位转换对应于在加法器29执行的 转换频率f3的变频)，仅利用一个双边相位转换就可以执行对应于要 求的转换频率f1的变频的所有相位转换。
如上所述，根据本发明的数字变频器，利用内插器21上采样输入 调制信号的采样频率，然后，相位检测器22和振幅检测器23将它转 换为极坐标类型的相位信息和振幅信息。该振幅信息成为数字变频器 输出的振幅信息。与此同时，利用加法器24，使累加器27输出的相位 变化与相位检测器22输出的相位信息相加。因此，将变频的相位变化 与相位检测器22输出的相位信息相加，利用该变频的相位变化可以以 转换频率“f1/2P”的频率阶梯的形式设置频率(即，转换频率f2的变 频对应于变频的相位数据PD中的后“Q”位数[位])。
此外，利用内插器28上采样加法器24输出的相位信息的采样频 率，然后，利用加法器29，使累加器30输出的相位变化与内插器28 输出的相位信息相加。因此，将变频的相位变化与内插器28输出的相 位信息相加，利用该变频的相位变化可以以转换频率“f1/2P-Q”的频 率阶梯的形式设置频率(即，转换频率f3的变频对应于变频的相位数 据PD中的前“P-Q”位数[位])。利用翘曲电路31，将加法器29输 出的相位信息转换为在0至2π角度内表示的断续相位信息，然后，将 它输入到COS_ROM 32和SIN_ROM 33以产生直角坐标类型的调相信 号Phase_I(t)和Phase_Q(t)。在此，该调相信号Phase_I(t)和Phase_Q(t) 成为数字变频器输出的相位信息。
因此，根据本发明的数字变频器，利用加法器29输出的相位信息， 获得在使输入调制信号的频率升高转换频率f1(f1＝f2+f3)的情况下将 在进行变频后产生的信号的相位信息。输出该相位信息，作为数字变 频器输出的直角坐标类型的调相信号Phase_I(t)和Phase_Q(t)。此外， 通过利用减法器代替减法器24和29，并使相位信息减去转换频率f2 的变频产生的相位变化，或者使相位信息减去转换频率f3的变频产生 的相位变化，可以获得在输入调制信号的频率被降低的情况下所产生 的信号的相位信息。
如上所述，根据本发明实施例的数字变频器可以容易地仅利用简 单的加法器/减法器对输入调制信号的相位信息进行变频，而不使用乘 法器。具体地说，现有技术中对直角坐标类型的调相信号进行变频需 要4个乘法器，1个减法器和1个减法器，而本发明仅利用简单的加法 器/减法器就可以容易地进行变频。没有乘法器的这种结构降低了操作 的复杂性、电路规模和功率消耗。
此外，利用根据本发明实施例的数字变频器，通过在内插器28的 前端和后端执行两个分步骤，就可以进行变频，内插器28采样频率进 行“MP1”次上采样，因此可以根据采样频率，降低内插器28前端的 电路的工作频率。具体地说，当仅利用一次执行过程，进行提高频率 的变频时，根据该信号确定采样频率。在变频后，获得采样频率，因 此信号的采样频率升高，所以数字变频器的工作频率也升高。相反， 当如上所述，利用两个分步骤，一个步骤在内插器28的前端，一个分 步骤在内插器28的后端，进行变频时，加法器24和累加器27可以以 “1/MP1”的频率工作。
此外，当根据数字变频器输出的信号的采样频率Fs3p，计算根据 要求的转换频率f1的“P”位变频的相位数据PD时，其中P是正整数， 在数据分离单元25内将后“Q”位相位数据与进行变频的相位数据PD 分离，然后，在数据放大单元26内使后“Q”位相位数据乘以“MP1”， 因此在累加器27中，每两次可以将操作语言的长度缩短一位。
工作频率和操作语言的长度的缩短可以减小数字变频器的电路规 模，从而降低功率消耗。
此外，根据本发明的数字变频器，获取极坐标相位信息的采样频 率，并将其转换为直角坐标类型的调相信号。因此，与对直角坐标类 型的调相信号的采样频率进行变频相比，至少利用一半的处理过程， 就可以容易地对采样频率进行变频。具体地说，当对直角坐标调相信 号的采样频率进行变频时，为了处理实轴信号和虚轴信号，即使在处 理基带信号时，仍需要两个用于限制不必要频带的滤波器。此外，为 了处理IF信号，需要4个滤波器。
相反，当对极坐标相位信息的采样频率进行变频时，仅需要对实 轴信号的相位信息进行处理。不仅对于处理基带信号的过程，而且对 于处理IF信号的过程，情况同样如此。实际上，当对采样频率进行变 频时，仅需要一个用于限制不必要频带的滤波器。
因此，与使用直角坐标类型信息的现有技术相比，在处理IF信号 的情况下，可以将使用极坐标类型的、根据本发明实施例的滤波器的 操作数量减少四分之三，而在处理基带信号的情况下，操作数量可以 减少一半。操作复杂性的这种降低减小了数字变频器的电路规模，因 此减少了功率消耗。
此外，根据本发明的数字变频器，在加法器29内，使累加器30 的输出信号与内插器28的输出信号中的前“P-Q”位的信号相加，因 此，对于对采样频率进行变频之后获得的信号，可以缩短加法器29的 操作语言的长度，这样，当对输入调制信号的相位信息进行变频和采 样频率变频时，不显著延长操作语言的长度。
因此，通过缩短操作语言的长度，可以降低数字变频器的电路规 模，从而降低功率消耗。
此外，根据本发明的数字变频器，由于利用内插器21上采样输入 调制信号的采样频率，所以即使被相位检测器22和振幅检测器23转 换的极坐标相位和振幅信息具有比输入调制信号的频带宽的频带，在 极坐标相位和振幅信息中，仍可以防止混叠。
因此，根据本发明的数字变频器可以在减小变频误差、噪声等的 降质的情况下产生输出，同时实现了减小电路规模，降低功率消耗。
尽管参考本发明的特定优选实施例对本发明进行了描述和说明， 但是本技术领域内的普通技术人员明白，在所附权利要求所述的本发 明实质范围内，可以在形式和细节方面对其进行各种修改。