Method and circuit for down-converting signal with use of complementary fet with enhanced dynamic range

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電磁（ＥＭ）信号のダウン−コンバージョンに関する。 より詳細には、本発明は、ＥＭ信号の中間周波数信号へのダウン−コンバージョン、ＥＭ被変調搬送波信号の被復調ベースバンド信号への直接的なダウン−コンバージョン、およびＦＭ
信号の非ＦＭ信号への変換に関する。 また、本発明はエイリアシングレートでのアンダー−サンプリングおよびエネルギー伝達に関する。

【０００２】

【従来の技術】電磁（ＥＭ）情報信号（ベースバンド信号）は、映像ベースバンド信号、音声ベースバンド信号、コンピュータベースバンド信号などを含むが、これに限定されない。 ベースバンド信号はアナログベースバンド信号およびディジタルベースバンド信号を含む。

【０００３】高周波でＥＭ信号を伝搬することは有益である場合が多い。 これは、伝搬媒体が電線、光ファイバ、空間、大気、液体などのうちどれであるかに関わらず当てはまる。 放射機能の改善およびベースバンド信号のマルチチャネルの機能を向上されるといった効率および実用性を高めるために、高周波へのアップ−コンバージョンが使用される。 従来のアップ−コンバージョン処理は高周波搬送波信号をベースバンド信号で変調する。
変調とは、ベースバンド信号から高周波搬送波信号への情報の移し替えの種々の技法を指す。 その結果として得られる信号を本明細書では被変調搬送波信号と呼ぶ。 例えば、ＡＭ搬送波信号の振幅はベースバンド信号の変化に応じて変動し、ＦＭ搬送信号の周波数はベースバンド信号の変化に応じて変化し、ＰＭ搬送波信号の位相はベースバンド信号の変化に応じて変動する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ベースバンド信号内に含まれていた情報を処理するために、この情報を被変調搬送波信号から抽出するかまたは復調しなければならない。 ただし、従来の信号処理技術は動作速度に限界があるため、従来の信号処理技術（conversional signal pr
ocessing）では高周波被変調搬送波信号から直接ベースバンド信号を復調することは容易ではない。 その代わりに、高周波被変調搬送波信号は中間周波数（ＩＦ）にダウン−コンバートされなければならず、従来の復調装置が中間周波数（ＩＦ）からベースバンド信号を復調することができる。

【０００５】従来のダウン−コンバータはその特性が周波数に依存する電気的成分を含む。 その結果、従来のダウン−コンバータは特定の周波数または周波数範囲を中心として設計され、その設計された周波数範囲外では十分に機能しない。

【０００６】従来のダウン−コンバータは不要な画像信号を生成し、したがって、この不要な画像信号をフィルタリングするフィルタを含まなければならない。 ただし、そのようなフィルタは被変調搬送波信号の電力レベルを低下させる。 その結果、従来のダウン−コンバータは外部電源を必要とする電力増幅器を含む。

【０００７】受信された被変調搬送波信号が例えばラジオ受信機のように比較的微弱な時は、従来のダウン−コンバータは別の外部エネルギーを必要とする別の電力増幅器を含む。

【０００８】必要なものは制限なしに以下を含む。

【０００９】ＥＭ信号をダウン−コンバートする改良された方法およびシステムと、被変調搬送波信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする方法およびシステムと、ＥＭ信号をダウン−コンバートする時にエネルギーを伝達し、およびそのようなエネルギー伝達を増大する方法およびシステムと、被制御インピーダンス方法およびＥＭ信号をダウン−コンバートするシステムと、被制御アパーチャアンダー−サンプリング方法およびＥＭ信号をダウン−コンバートするシステムと、
異なる周波数用に容易に構成可能なユニバーサル・ダウン−コンバータ設計を使用してＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、搬送周波数よりも大幅に低い局部発振器周波数を使用してＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、１つの局部発振器のみを使用してＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、従来のダウン−コンバータよりも少ない数のフィルタを使用するＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、従来のダウン−コンバータよりも少ない電力を使用するＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、従来のダウン−コンバータよりも少ない空間を使用するＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、従来のダウン−コンバータよりも少ない構成要素を使用するＥＭ
信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、
集積回路（ＩＣ）上で実施可能なＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムと、ベースバンド信号をアップ−コンバートする方法およびシステムとしても使用できるＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステム。

【００１０】

【課題を解決するための手段】簡潔に言えば、本発明は、電磁（ＥＭ）信号をエイリアシング（aliasing）することでＥＭ信号をダウン−コンバートする方法、システム、および装置と、その応用例を対象とする。

【００１１】一般に、本発明はＥＭ信号を受信することで機能する。 本発明はまたエイリアシングレートを有するエイリアシング信号を受信する。 本発明はエイリアシング信号に従ってＥＭ信号をダウン−コンバートするためにエイリアシングする。 本明細書で使用し、本発明が扱うエイリアシングという用語は、エイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ
信号をダウン−コンバートする処理と、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ
信号をダウン−コンバートする処理との両方を指す。

【００１２】一実施形態では、本発明はＥＭ信号を中間周波数（ＩＦ）信号にダウン−コンバートする。

【００１３】別の実施形態では、本発明はＥＭ信号を被復調ベースバンド情報信号にダウン−コンバートする。

【００１４】別の実施形態では、ＥＭ信号は、位相変調（ＰＭ）信号または振幅変調（ＡＭ）信号などの非周波数変調（非ＦＭ）信号にダウン−コンバートされる周波数変調（ＦＭ）信号である。

【００１５】本発明は、これに限定はされないが、被変調搬送波信号（本発明は任意の変調方式またはそれらの組合せに適用可能である）および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号に適用可能である。

【００１６】本発明のその他の特徴および利点と本発明の種々の実施形態の構造および動作について添付図面を参照しながら以下に詳述する。 本発明は本明細書に記載された特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 そのような実施形態は本明細書では例示のために提示したものにすぎない。 その他の実施形態は本明細書に含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【００１７】ある要素が最初に示される図面は通常、対応する参照番号内の左端の数字によって示されている。

【００１８】目次 Ｉ． 序論 １． 一般用語 １．１ 変調 １．１．１ 振幅変調 １．１．２ 周波数変調 １．１．３ 位相変調 １．２ 復調 ２． 本発明の概要 ２．１ 本発明の態様 ２．２ アンダー−サンプリングによるダウン−コンバート処理 ２．２．１ 中間周波数（ＩＦ）信号へのダウン−コンバート処理 ２．２．２ ダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバート処理 ２．２．３ 変調変換 ２．３ エネルギー伝達によるダウン−コンバート処理 ２．３．１ 中間周波数（ＩＦ）信号へのダウン−コンバート処理 ２．３．２ ダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバート処理 ２．３．３ 変調変換 ２．４ エイリアシングレートの決定 ３． 比較のために従来例の受信機を使用した本発明の利点 ＩＩ． アンダー−サンプリング １． エイリアシングレートでＥＭ搬送波信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ搬送波信号をＥＭ中間信号にダウン−コンバートする処理 １．１ 上級レベルの説明 １．１．１ 動作説明 １．１．２ 構造説明 １．２ 実施例 １．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 １．２．１．１ 動作説明 １．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 １．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 １．２．１．２ 構造説明 １．２．２ 第２の実施形態：周波数変調 １．２．２．１ 動作説明 １．２．２．１．１ アナログＦＭ搬送波信号 １．２．２．１．２ ディジタルＦＭ搬送波信号 １．２．２．２ 構造説明 １．２．３ 第３の実施形態：位相変調 １．２．３．１ 動作説明 １．２．３．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 １．２．３．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 １．２．３．２ 構造説明 １．２．４ その他の実施形態 １．３ 実施例 ２． ＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理（ダイレクト−ツー−データ） ２．１ 上級レベルの説明 ２．１．１ 動作説明 ２．１．２ 構造説明 ２．２ 実施例 ２．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 ２．２．１．１ 動作説明 ２．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 ２．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 ２．２．１．２ 構造説明 ２．２．２ 第２の実施形態：位相変調 ２．２．２．１ 動作説明 ２．２．２．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 ２．２．２．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 ２．２．２．２ 構造説明 ２．２．３ その他の実施形態 ２．３ 実施例 ３． 変調変換 ３．１ 上級レベルの説明 ３．１．１ 動作説明 ３．１．２ 構造説明 ３．２ 実施例 ３．２．１ 第１の実施形態：ＦＭ信号をＰＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．１．１ 動作説明 ３．２．１．２ 構造説明 ３．２．２ 第２の実施形態：ＦＭ信号をＡＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．２．１ 動作説明 ３．２．２．２ 構造説明 ３．２．３ その他の実施形態 ３．３ 実施例 ４． 実施例 ４．１ サンプル・アンド・ホールド・システムとしてのアンダー−サンプリング・システム ４．１．１ スイッチモジュールおよび保持モジュールとしてのサンプル・アンド・ホールド・システム ４．１．２ ブレーク−ビフォア−メーク・モジュールとしてのサンプル・アンド・ホールド・システム ４．１．３ スイッチモジュールの実施例 ４．１．４ 保持モジュールの実施例 ４．１．５ 任意選択のアンダー−サンプリング信号モジュール ４．２ 反転サンプリングおよび保持としてのアンダー−サンプリング・システム ４．３ その他の実施態様 ５． エイリアシングレートでのアンダー−サンプリングの任意選択の最適化 ５．１ アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレート（Ｆ _AR ）を２倍にする処理 ５．２ 差動実施態様 ５．２．１ 差動入力−差動出力 ５．２．２ 単一入力−差動出力 ５．２．３ 差動入力−単一出力 ５．３ ダウン−コンバートされた信号の平滑化 ５．４ 負荷インピーダンスおよび入力／出力バッファリング ５．５ 帰還を使用してアンダー−サンプリング信号を変更する処理 ＩＩＩ． エネルギー伝達 ０．１ アンダー−サンプリングと比較したエネルギー伝達 ０．１．１ アンダー−サンプリングの検討 ０．１．１．１ 負荷のインピーダンスを低下させる効果 ０．１．１．２ 保持キャパシタンスの値を増加させる効果 ０．１．２ エネルギー伝達序論 １． エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をＩＦ ＥＭ信号にダウン−コンバートする処理 １．１ 上級レベルの説明 １．１．１ 動作説明 １．１．２ 構造説明 １．２ 実施例 １．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 １．２．１．１ 動作説明 １．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 １．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 １．２．１．２ 構造説明 １．２．２ 第２の実施形態：周波数変調 １．２．２．１ 動作説明 １．２．２．１．１ アナログＦＭ搬送波信号 １．２．２．１．２ ディジタルＦＭ搬送波信号 １．２．２．２ 構造説明 １．２．３ 第３の実施形態：位相変調 １．２．３．１ 動作説明 １．２．３．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 １．２．３．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 １．２．３．２ 構造説明 １．２．４ その他の実施形態 １．３ 実施例 ２． ＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理 ２．１ 上級レベルの説明 ２．１．１ 動作説明 ２．１．２ 構造説明 ２．２ 実施例 ２．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 ２．２．１．１ 動作説明 ２．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 ２．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 ２．２．１．２ 構造説明 ２．２．２ 第２の実施形態：位相変調 ２．２．２．１ 動作説明 ２．２．２．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 ２．２．２．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 ２．２．２．２ 構造説明 ２．２．３ その他の実施形態 ２．３ 実施例 ３． 変調変換 ３．１ 上級レベルの説明 ３．１．１ 動作説明 ３．１．２ 構造説明 ３．２ 実施例 ３．２．１ 第１の実施形態：ＦＭ信号をＰＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．１．１ 動作説明 ３．２．１．２ 構造説明 ３．２．２ 第２の実施形態：ＦＭ信号をＡＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．２．１ 動作説明 ３．２．２．２ 構造説明 ３．２．３ その他の実施形態 ３．３ 実施例 ４． 実施例 ４．１ ゲーテッド伝達システムとしてのエネルギー伝達システム ４．１．１ スイッチモジュールおよび蓄積モジュールとしてのゲーテッド伝達システム ４．１．２ ブレーク−ビフォア−メーク・モジュールとしてのゲーテッド伝達システム ４．１．３ スイッチモジュールの実施例 ４．１．４ 蓄積モジュールの実施例 ４．１．５ 任意選択のエネルギー伝達信号モジュール ４．２ 反転ゲーテッド伝達システムとしてのエネルギー伝達システム ４．２．１ スイッチモジュールおよび蓄積モジュールとしての反転ゲーテッド伝達システム ４．３ 改善されたダイナミックレンジのためのレール・ツー・レール動作 ４．３．１ 序論 ４．３．２ 改善されたダイナミックレンジのための相補形ＵＦＴ構造 ４．３．３ 偏移構成 ４．３．４ シミュレーションの例 ４．４ 最適化されたスイッチ構造 ４．４．１ ＣＭＯＳ内部のスプリッタ ４．４．２ Ｉ／Ｑ回路 ４．５ ＩおよびＱの実施例 ４．５．１ 異なるサイズのスイッチ ４．５．２ 全体のスイッチ領域の削減 ４．５．３ 電荷注入の解消 ４．５．４ オーバラップしたキャパシタンス ４．６ その他の実施態様 ５． エイリアシングレートでのエネルギー伝達の任意選択の最適化 ５．１ エネルギー伝達信号のエイリアシングレート（Ｆ _AR ）を２倍にする処理 ５．２ 差動実施態様 ５．２．１ エネルギー伝達を差動方式で示す例 ５．２．１．１ 差動入力−差動出力 ５．２．１．２ 単一入力−差動出力 ５．２．１．３ 差動入力−単一出力 ５．２．２ 特定の代替実施形態 ５．２．３ 反転および非反転差動設計のための最適化および構成の特定実施例 ５．３ ダウン−コンバートされた信号の平滑化 ５．４ インピーダンス整合 ５．５ タンクおよび共振構造 ５．６ 電荷および電力伝達の概念 ５．７ 無視できないアパーチャ幅／期間の最適化および調整 ５．７．１ 入力および出力インピーダンスの変更 ５．７．２ リアルタイムアパーチャ制御 ５．８ バイパス回路網の追加 ５．９ 帰還を使用してエネルギー伝達信号を変更する処理 ５．１０ その他の実施態様 ６． エネルギー伝達ダウン−コンバータの例 ＩＶ． 追加の実施形態 Ｖ． 結論

【発明の実施の形態】１． 一般用語 例示のために、本発明の動作はしばしば図１２Ａの流れ図１２０１のような流れ図で表される。 ただし、流れ図の使用は例示のためにすぎず、限定的なものではないことを理解する必要がある。 例えば、本発明は流れ図によって表される動作実施形態に限定されない。 その代わりに、本明細書に含まれる説明に基づいて、当業者には代替実施形態は明らかであろう。 また、流れ図の使用は本発明を離散的またはディジタル動作に限定すると解釈すべきではない。 実際には、本明細書の説明に基づいて当業者には明らかなように、本発明は離散的または連続的な動作、またはそれらの組合せを介して達成できる。 さらに流れ図によって示される制御の流れは例示のためにすぎない、当業者には明らかなように、その他の動作制御フローも本発明の範囲と精神から逸脱するものではない。 また、ステップの順序は種々の実施形態内で異なる場合がある。

【００１９】本出願で使用される種々の用語は一般にこの節で説明されている。 この節の説明は例示と便宜のために提供されたものにすぎず、限定的なものではない。
これらの用語の意味は、本明細書で提供された教示全体に基づいて当業者には明らかであろう。 これらの用語については本明細書を通じて詳述する場合がある。

【００２０】本明細書で使用される被変調搬送波信号という用語は、ベースバンド信号によって変調された搬送波信号を指す。

【００２１】本明細書で使用される非変調搬送波信号という用語は、ほぼ同一の周波数と位相で発振する振幅を有する信号を指す。

【００２２】本明細書で使用されるベースバンド信号という用語は、アナログ情報信号、ディジタル情報信号および直流（ＤＣ）情報信号を含む情報信号を指すが、これに限定されない。

【００２３】本明細書で使用される搬送波信号という用語は、本明細書内で特に断りのない限り、被変調搬送波信号と非変調搬送波信号とを指す。

【００２４】本明細書で使用される電磁（ＥＭ）信号という用語は、ＥＭスペクトラム内の信号を指す。 ＥＭスペクトラムはゼロヘルツより大きいすべての周波数を含む。 ＥＭ信号は一般に電界および磁界の変動を特徴とする波を含む。 そのような波は、大気、空間、電線、ケーブル、液体、導波路、マイクロストリップ、ストリップライン、光ファイバなどを含む、自然、人工両方の任意の媒体内で伝搬できるが、これに限定されない。 特に断りのない限り、本明細書で説明するすべての信号は特にそのように指定されなくてもＥＭ信号である。

【００２５】本明細書で使用される中間周波数（ＩＦ）
信号という用語は、ＩＦ信号が他の信号よりも低い周波数を有するという点を除き、他のＥＭ信号にほぼ似ているＥＭ信号を指す。 ＩＦ信号周波数はゼロヘルツより大きい任意の周波数でよい。 特に断りのない限り、低周波数、中間周波数、中間およびＩＦという用語は本明細書では交換可能である。

【００２６】本明細書で使用されるアナログ信号という用語は、離散的な状態の間で変化する信号とは対照的に、一定または連続的に変化する信号を指す。

【００２７】本明細書で使用されるベースバンドという用語は、送信および／または受信用に所望される任意の一般の情報信号によって占有される周波数帯域を指す。

【００２８】本明細書で使用されるベースバンド信号という用語は、送信および／または受信用に所望される任意の一般の情報信号を指す。

【００２９】本明細書で使用される搬送周波数という用語は、搬送波信号の周波数を指す。 通常、搬送周波数は一般に変調される伝送信号の中心周波数である。

【００３０】本明細書で使用される搬送波信号という用語は、変調によって情報を搬送する能力がある、変調によって変更できる少なくとも１つの特性を有するＥＭ信号を指す。

【００３１】本明細書で使用される被復調ベースバンド信号という用語は、被変調信号を処理した結果として得られる信号を指す。 場合によっては、例えば、被復調ベースバンド信号は、被変調搬送波信号をダウン−コンバートする結果として得られる中間周波数（ＩＦ）被変調信号を復調することで生成される。 別の場合には、信号はダウン−コンバージョンと復調の組合せのステップから生成される。

【００３２】本明細書で使用されるディジタル信号という用語は、連続的な信号とは対照的に、離散的な状態の間で変化する信号を指す。 例えば、ディジタル信号の電圧は離散的なレベル間で変化することがある。

【００３３】本明細書で使用される電磁（ＥＭ）スペクトラムという用語は、電界および磁界の変動を特徴とする波を含むスペクトラムを指す。 そのような波は、大気、空間、電線、ケーブル、液体、導波路、マイクロストリップ、ストリップライン、光ファイバなどを含む、
自然、人工両方の任意の通信媒体内で伝搬できるが、これに限定されない。 ＥＭスペクトラムはゼロヘルツより大きいすべての周波数を含む。

【００３４】本明細書で使用される電磁（ＥＭ）信号という用語は、ＥＭスペクトラム内の信号を指す。 ＥＭ信号はまたＥＭ波とも呼ばれる。 特に断りのない限り、本明細書で説明するすべての信号は特にそのように指定されなくてもＥＭ信号である。

【００３５】本明細書で使用される変調ベースバンド信号という用語は、発振信号または搬送波信号を変調するのに使用される任意の一般の情報信号を指す。

【００３６】１．１ 変調 高周波で電磁（ＥＭ）信号を伝搬することは有益である場合が多い。 これは、ディジタルデータ情報信号およびアナログ情報信号などのベースバンド信号を含む。 ベースバンド信号は、ベースバンド信号を使用して高周波搬送波信号Ｆ _Cを変調することで高周波ＥＭ信号にアップ−コンバートできる。 このように使用されるとき、そのようなベースバンド信号は、本明細書では変調ベースバンド信号Ｆ _MBと呼ばれる。

【００３７】変調は、変調ベースバンド信号Ｆ _MB内の情報を表す変化を搬送波信号Ｆ _Cに与える。 この変化は振幅の変化、周波数の変化、位相の変化、またはそれらの任意の組合せである。 その結果として得られる信号は本明細書では被変調搬送波信号Ｆ _MCと呼ばれる。 被変調搬送波信号Ｆ _MCは次に示すように変調ベースバンド信号Ｆ
_MBによって変調される搬送波信号Ｆ _Cを含む。

【００３８】Ｆ _Cと組み合わされたＦ _MB →Ｆ _MC被変調搬送波信号Ｆ _MCは搬送波信号Ｆ _Cの周波数またはその付近で発振し、このように効果的に伝搬する。

【００３９】図１は、搬送波信号Ｆ _Cが変調ベースバンド信号Ｆ _MBによって変調され、それによって被変調搬送波信号Ｆ _MCを生成する例示の変調装置１１０を示す。

【００４０】変調ベースバンド信号Ｆ _MBは、アナログベースバンド信号、ディジタルベースバンド信号、またはそれらの組合せでよい。

【００４１】図２は例示のアナログ変調ベースバンド信号２１０としての変調ベースバンド信号Ｆ _MBを示す。 例示のアナログ変調ベースバンド信号２１０は、音声／通話データ、音楽データ、映像データなどを含む任意のタイプのアナログ情報を表すが、これに限定されない。 アナログ変調ベースバンド信号２１０の振幅は時間で変化する。

【００４２】ディジタル情報は複数の離散的な状態を含む。 説明を分かりやすくするために、２つの離散的な状態を有するディジタル情報信号について以下に説明する。 ただし、本発明はこの実施形態に限定されない。

【００４３】図３は例示のディジタル変調ベースバンド信号３１０としての変調ベースバンド信号Ｆ _MBを示す。
ディジタル変調ベースバンド信号３１０は、ディジタルコンピュータ情報およびディジタル化されたアナログ情報を含む任意のタイプのディジタル情報を表すが、これに限定されない。 ディジタル変調ベースバンド信号３１
０は、第１の状態３１２と第２の状態３１４とを含む。
一実施形態では、第１の状態３１２は２進状態０、第２
の状態３１４は２進状態１を表す。 あるいは、第１の状態３１２は２進状態１、第２の状態３１４は２進状態０
を表す。 この開示の残りの部分を通じて、第１の状態３
１２が２進状態０、第２の状態３１４が２進状態１を表す最初の規則が遵守される。 ただし、本発明はこの実施形態に限定されない。 したがって、第１の状態３１２は本明細書ではロー状態、第２の状態３１４は本明細書ではハイ状態と呼ばれる。

【００４４】ディジタル変調ベースバンド信号３１０はビット／秒で測定されるデータレートまたはボーレートで第１の状態３１２と第２の状態３１４との間で切り替わる。

【００４５】搬送波信号Ｆ _Cは、変調ベースバンド信号Ｆ _MBによって、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（Ｆ
Ｍ）、位相変調（ＰＭ）など、またはそれらの組合せを含む任意の変調技法によって変調されるが、これに限定されない。 アナログ変調ベースバンド信号２１０およびディジタル変調ベースバンド信号３１０を搬送波信号Ｆ
_Cで振幅変調、周波数変調、および位相変調する例を以下に示す。 これらの例は本発明の説明を助けるためのものである。 本発明はこれらの例に限定されず、またこれらの例によって限定されない。

【００４６】図４は搬送波信号４１０としての搬送波信号Ｆ _Cを示す。 図４の例では、搬送波信号４１０が９０
０ＭＨｚ搬送波信号として示されている。 あるいは、搬送波信号４１０はその他の任意の周波数でよい。 例示の変調方式を図２、３、および４の例を使って以下に示す。

【００４７】１．１．１ 振幅変調 振幅変調（ＡＭ）では、被変調搬送波信号Ｆ _MCの振幅は変調ベースバンド信号Ｆ _MBの振幅の関数である。 図５Ａ
〜５Ｃは搬送波信号４１０をアナログ変調ベースバンド信号２１０で振幅変調する例示のタイミング図を示す。
図６Ａ〜６Ｃは搬送波信号４１０をディジタル変調ベースバンド信号３１０で振幅変調する例示のタイミング図を示す。

【００４８】図５Ａはアナログ変調ベースバンド信号２
１０を示す。 図５Ｂは搬送波信号４１０を示す。 図５Ｃ
は、搬送波信号４１０がアナログ変調ベースバンド信号２１０を使用して振幅変調される時に生成されるアナログＡＭ搬送波信号５１６を示す。 本明細書で使用する「アナログＡＭ搬送波信号」という用語は変調ベースバンド信号がアナログ信号であることを示すために使用される。

【００４９】アナログＡＭ搬送波信号５１６は搬送波信号４１０の周波数で発振する。 アナログＡＭ搬送波信号５１６の振幅はアナログ変調ベースバンド信号２１０の振幅を追跡するが、これはアナログ変調ベースバンド信号２１０内に含まれる情報がアナログＡＭ搬送波信号５
１６内に保持されることを示す。

【００５０】図６Ａはディジタル変調ベースバンド信号３１０を示す。 図６Ｂは搬送波信号４１０を示す。 図６
Ｃは、搬送波信号４１０がディジタル変調ベースバンド信号３１０を使用して振幅変調される時に生成されるディジタルＡＭ搬送波信号６１６を示す。 本明細書で使用する「ディジタルＡＭ搬送波信号」という用語は変調ベースバンド信号がディジタル信号であることを示すために使用される。

【００５１】ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は搬送波信号４１０の周波数で発振する。 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６の振幅はディジタル変調ベースバンド信号３
１０の振幅を追跡するが、これはディジタル変調ベースバンド信号３１０内に含まれる情報がディジタルＡＭ搬送波信号６１６内に保持されることを示す。 ディジタル変調ベースバンド信号３１０が状態を変えるように、ディジタルＡＭ信号６１６は振幅を偏移する。 ディジタル振幅変調はしばしば振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）と呼ばれ、これらの用語は本明細書を通じて交換可能な形で使用される。

【００５２】１．１．２ 周波数変調 周波数変調（ＦＭ）では、被変調搬送波信号Ｆ _MCの周波数が変調ベースバンド信号Ｆ _MBの振幅の関数として変化する。 図７Ａ〜７Ｃは搬送波信号４１０をアナログ変調ベースバンド信号２１０で周波数変調する例示のタイミング図を示す。 図８Ａ〜８Ｃは搬送波信号４１０をディジタル変調ベースバンド信号３１０で周波数変調する例示のタイミング図を示す。

【００５３】図７Ａはアナログ変調ベースバンド信号２
１０を示す。 図７Ｂは搬送波信号４１０を示す。 図７Ｃ
は、搬送波信号４１０がアナログ変調ベースバンド信号２１０を使用して周波数変調される時に生成されるアナログＦＭ搬送波信号７１６を示す。 本明細書で使用する「アナログＦＭ搬送波信号」という用語は変調ベースバンド信号がアナログ信号であることを示すために使用される。

【００５４】アナログＦＭ搬送波信号７１６の周波数はアナログベースバンド信号２１０上の振幅変化の関数として変化する。 図示の例では、アナログＦＭ搬送波信号７１６の周波数はアナログ変調ベースバンド信号２１０
の振幅に正比例して変化する。 したがって、時間ｔ１
で、アナログベースバンド信号２１０の振幅とアナログＦＭ搬送波信号７１６の周波数は最大になる。 時間ｔ３
で、アナログベースバンド信号２１０の振幅とアナログＦＭ搬送波信号７１６の周波数は最小になる。

【００５５】アナログＦＭ搬送波信号７１６の周波数は通常、搬送波信号４１０の周波数付近に中心を持つ。 したがって、例えば、時間ｔ２で、アナログベースバンド信号２１０の振幅がこの図ではゼロボルトである中点値にある場合、アナログＦＭ搬送波信号７１６の周波数は搬送波信号４１０の周波数とほぼ同じである。

【００５６】図８Ａはディジタル変調ベースバンド信号３１０を示す。 図８Ｂは搬送波信号４１０を示す。 図８
Ｃは、搬送波信号４１０がディジタル変調ベースバンド信号３１０を使用して周波数変調される時に生成されるディジタルＦＭ搬送波信号８１６を示す。 本明細書で使用する「ディジタルＦＭ搬送波信号」という用語は変調ベースバンド信号がディジタル信号であることを示すために使用される。

【００５７】ディジタルＦＭ搬送波信号８１６の周波数はディジタル変調ベースバンド信号３１０上の振幅変化の関数として変化する。 図示の例では、ディジタルＦＭ
搬送波信号８１６の周波数はディジタル変調ベースバンド信号３１０の振幅に正比例して変化する。 したがって、時間ｔ０とｔ１との間で、および時間ｔ２とｔ４との間で、ディジタルベースバンド信号３１０がより高い振幅の第２の状態である時に、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６の周波数は最大になる。 時間ｔ１とｔ２との間で、ディジタルベースバンド信号３１０の振幅がより低い振幅の第１の状態である時に、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６の周波数は最小になる。 ディジタル周波数変調はしばしば周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）と呼ばれ、これらの用語は本明細書を通じて交換可能な形で使用される。

【００５８】通常、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６は搬送波信号４１０の周波数付近に中心を持ち、最小および最大周波数は中心周波数から等しくオフセットされる。 その他の変形形態も使用できるが、図を見やすくするために、本明細書ではこの規則が遵守される。

【００５９】１．１．３ 位相変調 位相変調（ＰＭ）では、被変調搬送波信号Ｆ _MCの位相が変調ベースバンド信号Ｆ _MBの振幅の関数として変化する。 図９Ａ〜９Ｃは搬送波信号４１０をアナログ変調ベースバンド信号２１０で位相変調する例示のタイミング図を示す。 図１０Ａ〜１０Ｃは搬送波信号４１０をディジタル変調ベースバンド信号３１０で位相変調する例示のタイミング図を示す。

【００６０】図９Ａはアナログ変調ベースバンド信号２
１０を示す。 図９Ｂは搬送波信号４１０を示す。 図９Ｃ
は、搬送波信号４１０をアナログ変調ベースバンド信号２１０で位相変調することで生成されるアナログＰＭ搬送波信号９１６を示す。 本明細書で使用する「アナログＰＭ搬送波信号」という用語は変調ベースバンド信号がアナログ信号であることを示すために使用される。

【００６１】一般に、アナログＰＭ搬送波信号９１６の周波数は搬送波信号４１０の周波数とほぼ同じである。
ただし、アナログＰＭ搬送波信号９１６の位相はアナログ変調ベースバンド信号２１０上の振幅変化と共に変化する。 相対的な比較のために、図９Ｃの搬送波信号４１
０は破線で示されている。

【００６２】アナログＰＭ搬送波信号９１６の位相はアナログベースバンド信号２１０上の振幅変化の関数として変化する。 図示の例では、アナログＰＭ信号９１６はベースバンド信号２１０の振幅によって決定される変動する量だけ遅延する。 例えば、時間ｔ１で、アナログベースバンド信号２１０の振幅が最大の時に、アナログＰ
Ｍ搬送波信号９１６は搬送波信号４１０と同相になる。
時間ｔ１とｔ３との間で、アナログベースバンド信号２
１０の振幅が最小振幅に減少する時に、アナログＰＭ搬送波信号９１６の位相は搬送波信号４１０の位相を遅延させて時間ｔ３で最大位相はずれに到達させる。 図示の例では、位相変化が約１８０度として示されている。 ベースバンド信号の関数である任意の形で変動する任意の適した量の位相変化を使用できる。

【００６３】図１０Ａはディジタル変調ベースバンド信号３１０を示す。 図１０Ｂは搬送波信号４１０を示す。
図１０Ｃは、搬送波信号４１０をディジタル変調ベースバンド信号３１０で位相変調することで生成されるディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を示す。 本明細書で使用する「ディジタルＰＭ搬送波信号」という用語は変調ベースバンド信号がディジタル信号であることを示すために使用される。

【００６４】ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の周波数は搬送波信号４１０の周波数とほぼ同じである。 ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の位相はディジタルベースバンド信号３１０上の振幅変化の関数として変化する。 図示の例では、ディジタルベースバンド信号３１０
が第１の状態３１２の時に、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は搬送波信号４１０と位相はずれの関係にある。 ディジタルベースバンド信号３１０が第２の状態３
１４の時に、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は搬送波信号４１０と同相である。 したがって、時間ｔ１とｔ
２との間で、ディジタルベースバンド信号３１０の振幅が第１の状態３１２の時に、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は搬送波信号４１０と位相はずれの関係にある。 時間ｔ０とｔ１との間、および時間ｔ２とｔ４との間で、ディジタルベースバンド信号３１０の振幅が第２
の状態３１４の時に、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１
６は搬送波信号４１０と同相である。

【００６５】図示の例では、時間ｔ１とｔ３との間の位相はずれの値が約１８０度の位相はずれとして示されている。 ベースバンド信号の関数である任意の形で変動する任意の適した量の位相変化を使用できる。 ディジタル位相変調はしばしば位相シフトキーイング（ＰＳＫ）と呼ばれ、これらの用語は本明細書を通じて交換可能な形で使用される。

【００６６】１．２ 復調 被変調搬送波信号Ｆ _MCが受信されると、被変調搬送波信号Ｆ _MCを復調して変調ベースバンド信号Ｆ _MBを抽出することができる。 ただし、通常、被変調搬送波信号Ｆ _MCは周波数が高いため、被変調搬送波信号Ｆ _MCから直接ベースバンド信号Ｆ _MBを復調することは一般に実際的でない。 その代わりに、被変調搬送波信号Ｆ _MCを元の変調ベースバンド信号を含む低周波信号に変更しなければならない。

【００６７】被変調搬送波信号がより低周波信号にダウン−コンバートされると、本明細書では、この低周波信号は中間周波数（ＩＦ）信号Ｆ _IFと呼ばれる。 ＩＦ信号Ｆ _IFは被変調搬送波信号Ｆ _MCの周波数より低い任意の周波数または周波数帯域で発振する。 Ｆ _MCのＦ _IFへのダウン−コンバージョンは以下のように示される。

【００６８】Ｆ _MC →Ｆ _IF Ｆ _MCがＩＦ被変調搬送波信号Ｆ _IFにダウン−コンバートされた後で、Ｆ _IFを以下のようにベースバンド信号Ｆ
_DMBに復調することができる。

【００６９】Ｆ _IF →Ｆ _DMB Ｆ _DMBは変調ベースバンド信号Ｆ _MBとほぼ同様であるように意図され、変調ベースバンド信号Ｆ _MBがほぼ復元できることを示す。

【００７０】本開示を通して、本発明は、被変調搬送波信号と非変調搬送波信号とを含むがこれに限定されない任意のタイプのＥＭ信号について実施できることが強調されよう。 被変調搬送波信号の上記の例は、例示のためにすぎない。 これらの例の多くの変形形態が可能である。 例えば、搬送波信号は上記の複数の変調タイプで変調できる。 また、搬送波信号は、アナログベースバンド信号、ディジタルベースバンド信号、およびアナログとディジタルベースバンド信号の両方の組合せを含む複数のベースバンド信号でも変調することができる。

【００７１】２． 本発明の概要 従来の信号処理技法は、サンプリングされた信号を忠実に再現するために、信号をサンプリング対象の信号の周波数の２倍のレートでサンプリングされなければならないと述べるナイキストサンプリング定理に従う。 信号が信号の２倍以下かそれに等しいレートでサンプリングされる時、信号はアンダー−サンプリングされる、またはエイリアシングされると言われる。 したがって、従来の信号処理は、サンプリングされた信号を忠実に再現するために、アンダー−サンプリングとエイリアシングとは異なる方法を教示していた。

【００７２】２．１ 本発明の態様 従来の方法とは逆に、本発明は電磁（ＥＭ）信号をエイリアシングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムである。 エイリアシングは図４５
Ａに４５０２としてその概略が示されている。

【００７３】搬送波を取り出してその搬送波をエイリアシングレートでエイリアシングすることで、本発明はその搬送波を低周波にダウン−コンバートすることができる。 本発明によって実施できる一態様は、ベースバンド情報を十分に再現するためにはその搬送波が問題ではなく、低周波ベースバンド信号が問題であるという認識である。 ベースバンド信号の周波数帯域は、その搬送波がエイリアシングできるとはいえ、ナイキスト基準を満足し、その結果、ベースバンド情報は十分に再現できる。

【００７４】図１２ＡはＥＭ信号をエイリアシングしてダウン−コンバートされた信号を生成する方法を示す流れ図１２０１を示す。 この処理はステップ１２０２から開始する。 ステップ１２０２はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１２０４はエイリアシングレートを有するエイリアシング信号の受信ステップを含む。 ステップ１２０６はＥＭ信号をエイリアシングしてＥＭ信号をダウン−コンバートするステップを含む。 本セクションで使用するエイリアシングという用語は、エイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする処理と、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする処理との両方を指す。 これらの概念について以下で説明する。

【００７５】図１３は、エイリアシングモジュール１３
０６を含む一般のエイリアシングシステム１３０２の図を示す。 一実施形態では、エイリアシングシステム１３
０２は流れ図１２０１に従って動作する。 例えば、ステップ１２０２で、エイリアシングモジュール１３０６はＥＭ信号１３０４を受信する。 ステップ１２０４で、エイリアシングモジュール１３０６はエイリアシング信号１３１０を受信する。 ステップ１２０６で、エイリアシングモジュール１３０６はＥＭ信号１３０４を被ダウン−コンバート信号１３０８にダウン−コンバートする。
一般のエイリアシングシステム１３０２を使用して、流れ図１２０７、１２１３および１２１９のいずれを実施することもできる。

【００７６】一実施形態では、本発明はＥＭ信号を中間周波数（ＩＦ）信号にダウン−コンバートする。 図１２
ＢはエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートする方法を示す流れ図１２０７である。 この処理はステップ１２０８から開始する。 ステップ１２０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１２１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエイリアシング信号を受信するステップを含む。 ステップ１２１２はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートするステップを含む。

【００７７】別の実施形態では、本発明はＥＭ信号を被復調ベースバンド情報信号にダウン−コンバートする。
図１２ＣはＥＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする方法を示す流れ図１２１３である。 この処理はステップ１２１４から開始する。 ステップ１２
１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１２１
６はエイリアシングレートＦ _ARを有するエイリアシング信号を受信するステップを含む。 ステップ１２１８はＥ
Ｍ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートするステップを含む。 被復調ベースバンド信号はさらなるダウン−コンバージョンまたは復調なしに処理できる。

【００７８】別の実施形態では、ＥＭ信号は、位相変調（ＰＭ）信号または振幅変調（ＡＭ）信号などの非ＦＭ
信号にダウン−コンバートされる周波数変調（ＦＭ）信号である。 図１２ＤはＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−
コンバートする方法を示す流れ図１２１９である。 この処理はステップ１２２０から開始し、ステップ１２２０
はＥＭ信号を受信するステップを含む。 ステップ１２２
２はエイリアシングレートを有するエイリアシング信号を受信するステップを含む。 ステップ１２２４はＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートするステップを含む。

【００７９】本発明は、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートするが、これに限定されない。 説明を分かりやすくするために、本明細書では例えば被変調搬送波信号を使用して本発明を詳述する。 本開示およびその中の例を読めば、当業者は、本発明を実施して搬送波信号以外の信号もダウン−コンバートできることが理解できるであろう。 本発明は上記の例示の実施形態に限定されない。

【００８０】一実施形態では、ダウン−コンバージョンはＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることで達成される。 これは以下のセクションＩ． ２．２に概説され、
およびそのサブセクションＩＩに詳述されている。 別の実施形態では、ダウン−コンバージョンはＥＭ信号から無視できない量のエネルギーを伝達することで達成される。 これは以下のセクションＩ． ２．３に概説され、セクションＩＩＩに詳述されている。

【００８１】２．２ アンダー−サンプリングによるダウン−コンバート処理 本セクションで使用するエイリアシングという用語は、
エイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする処理と、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする処理との両方を指す。 ＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をダウン−コンバートする方法について以下に概要レベルで説明する。 図１４ＡはエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をダウン−コンバートする方法を示す流れ図１４０１を示す。 この処理はステップ１４０２から開始する。 ステップ１４０２はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１４０４はエイリアシングレートを有するアンダー−
サンプリング信号を受信するステップを含む。 ステップ１４０６はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をダウン−コンバートするステップを含む。

【００８２】アンダー−サンプリングによるダウン−コンバージョンは図４５Ａの４５０４で示され、セクションＩＩに詳述されている。

【００８３】２．２．１ 中間周波数（ＩＦ）信号へのダウン−コンバート処理 一実施形態では、ＥＭ信号はエイリアシングレートでアンダー−サンプリングされてＥＭ信号を低周波信号または中間周波数（ＩＦ）信号にダウン−コンバートする。
ＥＭ信号は被変調搬送波信号または非変調搬送波信号でよい。 例では、被変調搬送波信号Ｆ _MCはＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートされる。

【００８４】Ｆ _MC →Ｆ _IF図１４ＢはエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートする方法を示す流れ図１４０７である。 この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１４１０はエイリアシングレートを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 ステップ１４１２はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートするステップを含む。

【００８５】この実施形態は図４５Ｂの４５０８で概略が示され、セクションＩＩ． １に詳述されている。

【００８６】２．２．２ ダイレクト−ツー−データ・
ダウン−コンバート処理 別の実施形態では、エイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号は被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートされる（ダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョン）。 Ｅ
Ｍ信号は被変調ＥＭ信号または非変調ＥＭ信号でよい。
例示の実施形態では、ＥＭ信号は被変調搬送波信号Ｆ _MC
で、被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートされる。

【００８７】Ｆ _MC →Ｆ _DMB図１４ＣはエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする方法を示す流れ図１４１
３である。 この処理はステップ１４１４から開始する。
ステップ１４１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１４１６はエイリアシングレートを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 ステップ１４１８はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をベースバンド情報信号に直接ダウン−コンバートするステップを含む。

【００８８】この実施形態は図４５Ｂの４５１０で概略が示され、セクションＩＩ． ２に詳述されている。

【００８９】２．２．３ 変調変換 別の実施形態では、周波数変調（ＦＭ）搬送波信号Ｆ
_FMCは、ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCをアンダー−サンプリングすることで非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)に変換される。

【００９０】Ｆ _FMC →Ｆ _(NON-FM)図１４ＤはＦＭ信号をアンダー−サンプリングして非Ｆ
Ｍ信号に変換する方法を示す流れ図１４１９である。 この処理はステップ１４２０から開始する。 ステップ１４
２０はＦＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１４２
２はエイリアシングレートを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 ステップ１４２４
はエイリアシングレートでＦＭ信号をアンダー−サンプリングしてＦＭ信号を非ＦＭ信号に変換するステップを含む。 例えば、ＦＭ信号をアンダー−サンプリングしてＰＭ信号またはＡＭ信号に変換することができる。

【００９１】この実施形態は図４５Ｂの４５１２で概略が示され、セクションＩＩ． ３に記述されている。

【００９２】２．３ エネルギー伝達によるダウン−コンバート処理 本セクションで使用するエイリアシングという用語は、
エイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする処理と、エイリアシングレートでＥＭ信号から無視できない量のエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする処理との両方を指す。 ＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号をダウン−コンバートする方法に関して以下に概要レベルで説明する。 この詳細はセクションＩＩＩに記述する。

【００９３】図４６ＡはエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号をダウン−コンバートする方法を示す流れ図４６０１である。 この処理はステップ４６０２から開始する。 ステップ４６０２はＥ
Ｍ信号の受信ステップを含む。 ステップ４６０４はエイリアシングレートを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 ステップ４６０６はエイリアシングレートからエネルギーを伝達してＥＭ信号をダウン−コンバートするステップを含む。

【００９４】エネルギー伝達によるダウン−コンバート処理は図４５Ａの４５０６で示され、セクションＩＩＩ
に詳述されている。

【００９５】２．３．１ 中間周波数（ＩＦ）信号へのダウン−コンバート処理 別の実施形態では、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号は低周波信号または中間周波数（ＩＦ）信号にダウン−コンバートされる。 ＥＭ信号は被変調搬送波信号または非変調搬送波信号でよい。 例では、被変調搬送波信号Ｆ _MCはＩＦ信号Ｆ
_IFにダウン−コンバートされる。

【００９６】Ｆ _MC →Ｆ _IF図４６ＢはエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートする方法を示す流れ図４６０７を示す。 この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ
信号の受信ステップを含む。 ステップ４６１０はエイリアシングレートを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号をＩ
Ｆ信号にダウン−コンバートするステップを含む。

【００９７】この実施形態は図４５Ｂの４５１４で概略が示され、セクションＩＩＩ． １に記述されている。

【００９８】２．３．２ ダイレクト−ツー−データ・
ダウン−コンバート処理 別の実施形態では、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号は被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートされる。 この実施形態を本明細書ではダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンと呼ぶ。 ＥＭ信号は被変調ＥＭ信号または非変調ＥＭ信号でよい。 例示の実施形態では、ＥＭ信号は被変調搬送波信号Ｆ _MCで、被復調ベースバンド信号Ｆ
_DMBに直接ダウン−コンバートされる。

【００９９】Ｆ _MC →Ｆ _DMB図４６ＣはエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする方法を示す流れ図４６１３を示す。 この処理はステップ４６１４から開始する。 ステップ４６１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ４６１６はエイリアシングレートを有するエネルギー伝達を受信するステップを含む。 ステップ４６１８はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートするステップを含む。

【０１００】この実施形態は図４５Ｂの４５１６で概略が示され、セクションＩＩＩ． ２に記述されている。

【０１０１】２．３．３ 変調変換 別の実施形態では、周波数変調（ＦＭ）搬送波信号Ｆ
_FMCは、エイリアシングレートでＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCからエネルギーを伝達することで非ＦＭ信号Ｆ _{(NO N-FM)}に変換される。

【０１０２】Ｆ _FMC →Ｆ _(NON-FM) ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCは、例えば、位相変調（ＰＭ）信号または振幅変調（ＡＭ）信号に変換できる。 図４６Ｄ
はＦＭ信号からエネルギーを伝達して非ＦＭ信号に変換する方法を示す流れ図４６１９を示す。 ステップ４６２
０はＦＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ４６２２
はエイリアシングレートを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図４６Ｄで、ステップ４６１
２はＦＭ信号からエネルギーを伝達して非ＦＭ信号に変換するステップを含む。 例えば、ＦＳＫ信号からエネルギーを伝達してＰＳＫ信号またはＡＳＫ信号に変換することができる。

【０１０３】この実施形態は図４５Ｂの４５１８で概略が示され、セクションＩＩＩ． ３に記述されている。

【０１０４】２．４ エイリアシングレートの決定 エイリアシングの定義によれば、エイリアシングレートはＥＭ搬送波信号の周波数の２倍に等しいかまたは小さい。 好ましくは、エイリアシングレートは搬送波信号の周波数よりもはるかに小さい。 エイリアシングレートは好ましくは再現すべき変調ベースバンド信号Ｆ _MBの最大周波数成分の２倍より大きい。 上記の要件を式（１）に示す。

【０１０５】 ２・Ｆ _MC ≧Ｆ _AR ＞２・（Ｆ _MBの最大周波数成分） 式（１） 言い換えれば、搬送波を取り出してその搬送波をエイリアシングレートでエイリアシングすることで、本発明はその搬送波を低周波にダウン−コンバートすることができる。 本発明によって実施できる一態様は、ベースバンド情報を十分に再現するためにはその搬送波が問題ではなく、低周波ベースバンド信号が問題であるということである。 ベースバンド信号の周波数帯域は、その搬送波がエイリアシングできるとはいえ、ナイキスト基準を満足し、その結果、ベースバンド情報は中間変調搬送波信号Ｆ _IFまたは被復調ダイレクト−ツー−データベースバンド信号Ｆ _DMBとして十分に再現できる。

【０１０６】本発明によるＥＭ搬送波信号、エイリアシングレート、およびダウン−コンバートされた信号の中間周波数の関係を式（２）に示す。

【０１０７】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR ±Ｆ _IF式（２） 上式で、Ｆ _CはエイリアシングすべきＥＭ搬送波信号の周波数、Ｆ _ARはエイリアシングレート、ｎはエイリアシングレートの調波または分数調波を識別し（一般に、ｎ
＝０．５、１、２、３、４、． ． ． ）、およびＦ _IFはダウン−コンバートされた信号の中間周波数である。

【０１０８】（ｎ・Ｆ _AR ）がＦ _Cに近づくにつれて、Ｆ
_IFはゼロに近づくことに留意されたい。 これはＥＭ信号が被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートされる特殊なケースである。 この特殊なケースを本明細書ではダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンと呼ぶ。 ダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンについては後のセクションで説明する。

【０１０９】本発明の上記の、およびその他の実施形態の上級レベルの説明、例示の実施形態および例示の実施形態について以下のセクションで説明する。

【０１１０】３． 比較のために従来例の受信機を使用した本発明の利点 図１１は例示の従来の受信機システム１１０２を示す。
従来のシステム１１０２は、読者が従来のシステムと本発明との機能的な相違点を理解すると共に読者が本発明の利点を理解することを手助けするために提供されている。

【０１１１】例示の従来の受信機システム１１０２はアンテナ１１０６を介して電磁（ＥＭ）信号１１０４を受信する。 ＥＭ信号１１０４は被変調搬送波信号などの複数のＥＭ信号を含むことができる。 例えば、ＥＭ信号１
１０４は９００ＭＨｚ被変調搬送波信号などの１つまたは２つ以上の無線周波数（ＲＦ）ＥＭ信号を含む。 ９０
０ＭＨｚ信号などの高周波ＲＦ信号は、一般に従来の信号プロセッサで直接処理することができない。 その代わりに、高周波ＲＦ信号は通常、処理のためにより低い中間周波数（ＩＦ）にダウン−コンバートされる。 受信機システム１１０２はＥＭ信号１１０４を中間周波数（Ｉ
Ｆ）信号１１０８ｎにダウン−コンバートし、中間周波数（ＩＦ）信号１１０８ｎは信号プロセッサ１１１０に提供できる。 ＥＭ信号１１０４が被変調搬送波信号を含む時には、信号プロセッサ１１１０は通常、ＩＦ信号１
１０８ｎをベースバンド情報信号（被復調ベースバンド信号）に復調する復調装置を含む。

【０１１２】受信機システム１１０２は１つのＲＦステージ１１１２と１つまたは２つ以上のＩＦステージ１１
１４を含む。 ＲＦステージ１１１２はＥＭ信号１１０４
を受信する。 ＲＦステージ１１１２はＥＭ信号１１０４
を受信するアンテナ１１０６を含む。

【０１１３】１つまたは２つ以上のＩＦステージ１１１
４ａ〜１１１４ｎはＥＭ信号１１０４を連続的により低い中間周波数にダウン−コンバートする。 １つまたは２
つ以上のＩＦ部１１１４ａ〜１１１４ｎのそれぞれは入力ＥＭ信号１１１６を低周波ＩＦ信号１１０８にダウン−コンバートするミキサ１１１８ａ〜１１１８ｎを含む。 １つまたは２つ以上のミキサ１１１８ａ〜１１１８
ｎをカスケード接続することで、ＥＭ信号１１０４は所望のＩＦ信号１１０８ｎに逐次ダウン−コンバートされる。

【０１１４】動作時には、１つまたは２つ以上のミキサ１１１８ａ〜１１１８ｎの各々が入力ＥＭ信号１１１６
を、局部発振器（ＬＯ）１１２０によって生成される局部発振器（ＬＯ）信号１１１９と混合する。 混合によって入力ＥＭ信号１１１６とＬＯ信号１１１９とから和信号および差分信号が生成される。 例えば、９００ＭＨｚ
の周波数を有する入力ＥＭ信号１１１６ａと８３０ＭＨ
ｚの周波数を有するＬＯ信号１１１９ａとを混合すると、９００ＭＨｚ＋８３０ＭＨｚ＝１．７３ＧＨｚの周波数を有する和信号と、９００ＭＨｚ−８３０ＭＨｚ＝
７０ＭＨｚの周波数を有する差分信号とが生成される。

【０１１５】特に、図１１の例では、１つまたは２つ以上のミキサ１１１８は入力ＥＭ信号１１１６内のすべての信号成分について和信号および差分信号を生成する。
例えば、ＥＭ信号１１１６ａが７６０ＭＨｚの周波数を有する第２のＥＭ信号を含む場合、ミキサ１１１８ａ
は、７６０ＭＨｚ＋８３０ＭＨｚ＝１．５９ＧＨｚの周波数を有する第２の和信号と、８３０ＭＨｚ−７６０Ｍ
Ｈｚ＝７０ＭＨｚの周波数を有する第２の差分信号とを生成する。 したがって、この例では、それぞれ９００Ｍ
Ｈｚと７６０ＭＨｚの周波数を有する２つの入力ＥＭ信号を８３０ＭＨｚの周波数を有するＬＯ信号と混合することで、７０ＭＨｚのＩＦ信号が２つ得られる。

【０１１６】一般に、２つの７０ＭＨｚ信号を分離することは不可能ではないとしても極めて困難である。 その代わりに、各ミキサ１１１８から、画像周波数と呼ばれる不要な周波数をフィルタリングするために１つまたは２つ以上のフィルタ１１２２および１１２３が上流で提供される。 フィルタ１１２２および１１２３は１つまたは２つ以上の高域フィルタ、１つまたは２つ以上の低域フィルタ、それらの組合せなどのような種々のフィルタトポロジおよび帯域通過フィルタを含むことができる。

【０１１７】通常、１つまたは２つ以上のミキサ１１１
８と１つまたは２つ以上のフィルタ１１２２および１１
２３はＥＭ信号１１０４の強度を減衰するか低減する。
例えば、通常のミキサはＥＭ信号強度を８〜１２ｄＢだけ低減する。 通常のフィルタはＥＭ信号強度を３〜６ｄ
Ｂだけ低減する。

【０１１８】その結果、１つまたは２つ以上の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１２１および１１２４ａ〜１１２４ｎ
が１つまたは２つ以上のフィルタ１１２３および１１２
２ａ〜１１２２ｎの上流で提供される。 ＬＮＡおよびフィルタの順序は逆であってもよい。 ＬＮＡは、フィルタリングとミキシングに先だってＥＭ信号強度を増大することで、ミキサ１１１８、フィルタ１１２２および１１
２３ならびにその他の構成要素の損失を補償する。 通常、例えば、各ＬＮＡは１５〜２０ｄＢの増幅に寄与する。

【０１１９】ただし、ＬＮＡは動作するのにかなりの電力を必要とする。 高周波ＬＮＡは低周波ＬＮＡよりも電力を必要とする。 受信機システム１１０２が、例えば、
セルラー式受話器のような携帯型であるように意図されている時には、ＬＮＡは総電力のかなりの部分を必要とする。

【０１２０】高周波では、種々のステージ間の不一致によってＥＭ信号１１０４の強度がさらに低減される。 受信機システム１１０２を介して伝達される電力を最適化するために、各構成要素は隣接する構成要素とインピーダンスが整合している必要がある。 ２つの構成要素が完全に同じインピーダンス特性を備えていない以上、高い許容度で製造された構成要素の場合でも、各受信機システム１１０２についてインピーダンス整合を個々に微調整しなければならない。 その結果、従来の受信機でのインピーダンス整合は手間がかかり、これは科学ではなく技術である。 インピーダンス整合によって、従来の受信機の設計と製造にかかる時間と費用は増大する。 ＬＮ
Ａ、フィルタ、およびインピーダンス整合回路などの多くの構成要素はきわめて周波数に依存するため、ある用途向けに設計された受信機は一般に他の用途には適していない。 その代わりに、多数の構成要素間に新しいインピーダンス整合回路を必要とする新しい受信機を設計しなければならない。

【０１２１】従来の受信構成要素は通常、単一のＩＣ基板ではなく多数のＩＣ基板上に配置される。 これは一部にはＲＦ、ＩＦ、およびベースバンド周波数のすべてに最適な単一の基板がないためである。 その他の要因としては、構成要素の数が多いこと、サイズが多種多様であること、固有のインピーダンス特性が異なることがあげられる。 チップ間の信号伝送のためにさらに信号を増幅する必要があることが多い。 このように、多数の基板上の実施にはＩＣそれ自体のコスト以外に種々のコストがかかる。

【０１２２】従来の受信機はこのように多数の構成要素を必要とし、設計と製造が困難で時間がかかり、十分な信号レベルを維持するのにかなりの外部電力を必要とする。 したがって、従来の受信機は設計、製造、および使用が高価につく。

【０１２３】一実施形態では、本発明は、アンテナ１１
０６と信号プロセッサ１１１０との間の構成要素のすべてではないがその多くを、ユニバーサル周波数変換（Ｕ
ＦＴ）モジュールを含むエイリアシングモジュールと交換するために実施される。 ＵＦＴは非常に少数の構成要素を使用して幅広いＥＭ信号周波数をダウン−コンバートすることができる。 ＵＦＴは設計と製造が容易で、外部電力をほとんど必要としない。 ＵＦＴの設計は異なる周波数または周波数範囲に容易に合わせることができる。 例えば、ＵＦＴ設計は比較的少ない調整で容易にインピーダンス整合が可能である。 ＥＭ信号が被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートされる本発明のダイレクト−ツー−データ実施形態では、本発明は信号プロセッサ１１１０内の復調装置の必要性を解消する。

【０１２４】本発明が受信機システム１１０２などの受信システム内で実施される時には、消費電力は著しく低減され、信号対雑音比は著しく増加する。

【０１２５】一実施形態では、本発明は計算が容易で実施が容易なインピーダンス整合回路を使用して特定の用途向けに実施し、改造することができる。 その結果、本発明が受信機１１０２などの受信機として実施される時には、専門のインピーダンス整合経験は必要ない。

【０１２６】従来の受信機では、ＩＦ部の構成要素は受信機の全構成要素の約８０〜９０パーセントを含む。 Ｕ
ＦＴの設計はＩＦ部を解消し、その結果、従来の受信機の全構成要素の約８０〜９０パーセントを解消する。

【０１２７】本発明のその他の利点は、以下を含むが、
これに限定されない。

【０１２８】本発明は単一の局部発振器だけを有する受信機として実施できる。

【０１２９】本発明は単一の低周波局部発振器だけを有する受信機としても実施できる。

【０１３０】本発明は少数のフィルタを使用する受信機として実施できる。

【０１３１】本発明はユニット遅延フィルタを使用する受信機として実施できる。

【０１３２】本発明はハードウェアの変更なしに周波数を変更し、異なる変調フォーマットを受信できる受信機として実施できる。

【０１３３】本発明はまたＥＭ信号送信機内の周波数アップ−コンバータとしても実施できる。

【０１３４】本発明はまた本明細書では送受信機と呼ぶ、アップ−コンバータ（送信機）とダウン−コンバータ（受信機）との組合せとして実施できる。

【０１３５】本発明は信号対雑音比が増加する差動構成として実施できる。

【０１３６】本発明に従って設計された受信機はシリコンベースのＩＣ基板などの単一のＩＣ基板上で実施できる。

【０１３７】本発明に従って設計され、シリコンベースのＩＣ基板などの単一のＩＣ基板上で実施される受信機は、ギガヘルツ範囲の周波数からＥＭ信号をダウン−コンバートすることができる。

【０１３８】本発明に従って製造された受信機は、広い範囲の周波数にわたって比較的フラットな特性を有する。 例えば、一実施形態では、８００ＭＨｚ付近で動作する本発明に従って製造された受信機は１００ＭＨｚ〜
１ＧＨｚの間でほぼフラットな特性（すなわち、電力の±数デシベル）を有する。 これを本明細書では広帯域受信機と呼ぶ。

【０１３９】本発明に従って製造された受信機は、各々が異なる広帯域周波数用に設計され、超広帯域の周波数を走査するのに使用できる、ユーザが選択可能な多数のインピーダンス整合モジュールを含むことができる。

【０１４０】ＩＩ． アンダー−サンプリングによるダウン−コンバージョン １． エイリアシングレートでＥＭ搬送波信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ搬送波信号をＥＭ中間信号にダウン−コンバートする処理 一実施形態では、本発明はＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートする。 この実施形態を図４５Ｂの４５０８で示す。

【０１４１】この実施形態は被変調ＥＭ信号および非変調ＥＭ信号で実施できる。 本明細書ではこの実施形態について例として図１の被変調搬送波信号Ｆ _MCを使用して説明する。 この例では、被変調搬送波信号Ｆ _MCはＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートされる。 次いで、ＩＦ信号Ｆ _IFは従来の任意の復調技法を使用して復調され被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBを得ることができる。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含むがこれに限定されない任意のＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０１４２】以下のセクションで、本発明の実施形態による被変調搬送波信号Ｆ _MCをＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする方法の例について説明する。 これらの方法を実施する例示の構成実施形態についても説明する。 本発明は以下の特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 以下の実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本明細書に含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０１４３】以下のセクションは、上級レベルの説明、
例示の実施形態、および実施態様例を含む。

【０１４４】１．１ 上級レベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）では、本発明によるＥＭ信号をＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする上級レベルの説明を行う。 特に、被変調搬送波信号Ｆ
_MCをアンダー−サンプリングしてＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする動作処理について上級レベルの説明を行う。 また、この処理を実施する構造実施態様についても上級レベルの説明を行う。 この構造実施態様は本セクションでは限定的なものではなく例示的なものとして記載されている。 特に、本セクションに記載された処理は、本セクションにその１つが記載された任意の数の構造実施態様を使用して達成できる。 そのような構造実施態様の詳細は本明細書の教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【０１４５】１．１．１ 動作説明 図１４Ｂは、ＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥ
Ｍ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする例示の方法を示す流れ図１４０７を示す。 流れ図１４０７に示された例示の方法は図１４Ａの流れ図１４０１の一実施形態である。

【０１４６】本発明では、変調技法の任意の、またすべての組合せが有効である。 話を分かりやすくするために、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して本発明の上級レベルの動作説明を行う。 以降のセクションにＡ
Ｍ、ＦＭおよびＰＭの例示の実施形態について詳細な流れ図を示して説明する。 その開示と実施例とを読めば、
当業者は、本発明を実施して、任意の形式の被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥ
Ｍ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０１４７】流れ図１４０７に示す方法について、図６
ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して以下に上級レベルの説明を行う。 ディジタルＡＭ搬送波信号６
１６は便宜のために図１５Ａに再び示されている。 図１
５ＥはＡＭ搬送波信号６１６の時間ｔ１とｔ２の間の部分１５１０を拡大タイムスケールで示す。

【０１４８】この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１４０８はディジタルＡＭ搬送波信号６１
６によって表される。

【０１４９】ステップ１４１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図１５Ｂは、期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列１５０４を含む例示のアンダー−サンプリング信号１５０２を示す。 パルス１５０４はエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 エイリアシングレートに関して以下に説明する。

【０１５０】ステップ１４１２はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。
ＥＭ信号をＩＦ信号にダウン−コンバートする時に、パルス１５０４の周波数またはエイリアシングレートはＩ
Ｆを設定する。

【０１５１】図１５Ｃはダウン−コンバージョン処理によって生成される階段波ＡＭ中間信号１５０６を示す。
ＡＭ中間信号１５０６は、ＡＭ中間信号１５０６がＡＭ
搬送波信号６１６よりも低い周波数を有する点を除いてＡＭ搬送波信号６１６とほぼ同様である。 こうして、Ａ
Ｍ搬送波信号６１６はＡＭ中間信号１５０６にダウン−
コンバートされている。 ＡＭ中間信号１５０６はエイリアシングレートを調整することでＡＭ搬送波信号６１６
の周波数よりも低い任意の周波数で生成できる。

【０１５２】図１５Ｄはフィルタリングされた出力信号１５０８のＡＭ中間信号１５０６を示す。 代替実施形態では、本発明は階段波信号、フィルタリングされていない出力信号または部分的にフィルタリングされた出力信号を出力する。 フィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号およびフィルタリングされていない出力信号の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０１５３】この例ではＡＭ中間信号１５０６であるダウン−コンバートされた信号Ｆ _IFの中間周波数は、便宜のために以下に再び示す式（２）から決定される。

【０１５４】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR ±Ｆ _IF式（２） 適切なエイリアシングレートＦ _ARは種々の方法で決定できる。 エイリアシングレートＦ _ARを決定する例示の方法に関して以下に説明する。 本明細書の説明を読めば、当業者は、本明細書に特に示された被変調搬送波信号以外のＥＭ信号を含むＥＭ信号の適当なエイリアシングレートを決定する方法を理解するであろう。

【０１５５】図１７で、流れ図１７０１はエイリアシングレートＦ _ARを決定する例示の処理を示す。 ただし、値を図示の順序とは異なる順序で決定することを設計者は選択でき、または適用で指示できる。 この処理はステップ１７０２から開始する。 ステップ１７０２はＥＭ信号の周波数の決定または選択ステップを含む。 ＦＭ搬送波信号６１６の周波数は、例えば９０１ＭＨｚとすることができる。

【０１５６】ステップ１７０４は中間周波数を決定または選択するステップを含む。 これはＥＭ信号がダウン−
コンバートされる周波数である。 中間周波数は下流の復調装置の周波数要件に合致するように決定または選択できる。 中間周波数は、例えば１ＭＨｚである。

【０１５７】ステップ１７０６はＥＭ信号をステップ１
７０４で指定されたＩＦにダウン−コンバートする１つまたは２つ以上のエイリアシングレートを決定するステップを含む。

【０１５８】式（２）は式（３）として書き直すことができ、さらに式（４）として書き直すことができる。

【０１５９】ｎ・Ｆ _AR ＝Ｆ _C ±Ｆ _IF式（３）

【０１６０】

【数１】

【０１６１】または式（５）として書き直すことができる。

【０１６２】

【数２】

【０１６３】（Ｆ _C ±Ｆ _IF ）は式（６）に示す差分値Ｆ
_DIFF Ｆ _C ±Ｆ _IF ＝Ｆ _DIFF式（６） として定義できる。

【０１６４】式（４）は式（７）として書き直すことができる。

【０１６５】

【数３】

【０１６６】式（７）から、所与のｎと定数Ｆ _ARについて、Ｆ _DIFFは一定であることが分かる。 Ｆ _DIFF ＝Ｆ _C −
Ｆ _IFで、定数Ｆ _DIFFの場合、Ｆ _Cが増加するにつれてＦ
_IFは必ず増加する。 Ｆ _DIFF ＝Ｆ _C ＋Ｆ _IFで、定数Ｆ _DIFF
の場合、Ｆ _Cが増加するにつれてＦ _IFは必ず減少する。
後者のＦ _DIFF ＝Ｆ _C ＋Ｆ _IFの場合、Ｆ _Cの任意の位相または周波数の変化はＦ _IFの逆もしくは反転位相または周波数の変化に対応する。 これは、Ｆ _DIFF ＝Ｆ _C ＋Ｆ _IFが使用される場合、上記の効果は被変調中間信号Ｆ _IFの位相特性と周波数特性とに影響するということを読者に教示するための記述である。

【０１６７】式（２）〜（７）は任意の値ｎについてその解を得ることができる。 任意の所与の差周波数Ｆ _DIFF
と任意の所望のエイリアシングレートＦ _AR(Desired)について適切なｎが決定できる。 式（２）〜（７）は、所望の中間信号Ｆ _IFを生成する所望のエイリアシングレートＦ _AR(Desired)に最も近い特定の調波を識別するために使用できる。

【０１６８】所与の差周波数Ｆ _DIFFと所望のエイリアシングレートＦ _AR(Desired)について適切なｎを決定する例を以下に示す。 式を見やすくするために、以下の例では（Ｆ _C −Ｆ _IF ）の場合だけを示す。

【０１６９】

【数４】

【０１７０】所望のエイリアシングレートＦ
_AR(Desired)は、例えば、１４０ＭＨｚである。 搬送周波数が９０１ＭＨｚでＩＦが１ＭＨｚである前述の例を使用すると、ｎの初期値は以下のように決定される。

【０１７１】

【数５】

【０１７２】初期値６．４は、（０．５、１、２、
３、． ． ． ）を含む有効な最も近いｎに切り上げまたは切り下げることができる。 この例では、６．４は６．０
に切り下げられ、６．０が（Ｆ _C −Ｆ _IF ）＝Ｆ _DIFFの場合の式（５）に挿入される。

【０１７３】

【数６】

【０１７４】言い換えれば、９０１ＭＨｚのＥＭ搬送波信号を１５０ＭＨｚでアンダー−サンプリングすると１
ＭＨｚの中間信号が生成される。 アンダー−サンプリングされたＥＭ搬送波信号が被変調搬送波信号の時には、
中間信号もほぼ変調を含む。 被変調中間信号は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０１７５】あるいは、所望のエイリアシングレートから出発せずに、種々の値ｎの解を得ることで式（５）の変形形式から適切なエイリアシングレートのリストを決定することができる。 解の例を以下に示す。

【０１７６】

【数７】

【０１７７】ｎ＝０．５、１、２、３、４、５および６
の解は以下のようになる。

【０１７８】９００ＭＨｚ／０．５＝１．８ＧＨｚ（すなわち、図２５Ａに２５０２として示された第２の調波） ９００ＭＨｚ／１＝９００ＭＨｚ（すなわち、図２５Ｂ
に２５０４として示された基本周波数） ９００ＭＨｚ／２＝４５０ＭＨｚ（すなわち、図２５Ｃ
に２５０６として示された第２の分数調波） ９００ＭＨｚ／３＝３００ＭＨｚ（すなわち、図２５Ｄ
に２５０８として示された第３の分数調波） ９００ＭＨｚ／４＝２２５ＭＨｚ（すなわち、図２５Ｅ
に２５１０として示された第４の分数調波） ９００ＭＨｚ／５＝１８０ＭＨｚ（すなわち、図２５Ｆ
に２５１２として示された第５の分数調波） ９００ＭＨｚ／６＝１５０ＭＨｚ（すなわち、図２５Ｇ
に２５１４として示された第６の分数調波） 上記のステップは（Ｆ _C ＋Ｆ _IF ）の場合について同様に実行できる。 その結果を（Ｆ _C −Ｆ _IF ）の場合に得られた結果と比較して、ある適用についてどちらがより良い結果を提供するかを判定できる。

【０１７９】一実施形態では、本発明は、例えば、１０
０ｋＨｚ〜２００ＭＨｚの範囲の比較的標準なＩＦにＥ
Ｍ信号をダウン−コンバートする。 本セクションでオフセットが小さい実施態様と呼ぶ別の実施形態では、本発明はＥＭ信号を比較的低い周波数、例えば、１００ｋＨ
ｚ未満の周波数にダウン−コンバートする。 本セクションでオフセットが大きい実施態様と呼ぶ別の実施形態では、本発明はＥＭ信号を比較的高いＩＦ信号、例えば、
２００ｋＨｚを超える周波数にダウン−コンバートする。

【０１８０】種々のオフセットの実施態様は異なる適用に選択的に備える。 一般に、データ速度が低い適用は低い中間周波数で動作できる。 ただし、中間周波数が高くなると所与の変調技法でサポートできる情報が増える。

【０１８１】本発明に従って、設計者は適用に最適な情報帯域幅とベースバンド信号をサポートする最適の中間周波数とを選択する。 中間周波数は変調ベースバンド信号Ｆ _MBの帯域幅をサポートできる程度に高い必要がある。

【０１８２】一般に、エイリアシングレートがＥＭ信号の調波または分数調波に近づくにつれて、ダウン−コンバートされたＩＦ信号の周波数は減少する。 同様に、エイリアシングレートがＥＭ信号の調波または分数調波から遠ざかるにつれて、ＩＦは増加する。

【０１８３】エイリアシング周波数の各調波の上下にはエイリアシングされた周波数が発生する。 問題のエイリアシング周波数（ＩＦ）の帯域内の他のエイリアシング周波数とのマッピングを防止するために、問題のＩＦはエイリアシングレートの半分に近くないことが好ましい。

【０１８４】以下の例示の実施形態に記載するように、
本発明に従って製造されるユニバーサル周波数変換（Ｕ
ＦＴ）モジュールを含むエイリアシングモジュールは周波数選択の幅広い融通性を提供し、したがって、幅広い適用で実施できる。 従来のシステムで周波数選択のこのレベルの融通性を提供することは困難または不可能である。

【０１８５】１．１．２ 構造説明 図１６は本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリング・システム１６０２のブロック図を示す。 アンダー−サンプリング・システム１６０２は図１３の一般のエイリアシングシステム１３０２の例示の実施形態である。 アンダー−サンプリング・システム１６０２はアンダー−サンプリングモジュール１６０６を含む。 アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＥＭ信号１３０
４と、ゼロ時間に向かう、エイリアシングレートＦ _ARに等しい周波数で生成される無視できるアパーチャを有するアンダー−サンプリングパルスを含むアンダー−サンプリング信号１６０４とを受信する。 アンダー−サンプリング信号１６０４はエイリアシング信号１３１０の例示の実施形態である。 アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号１６０４のエイリアシングレートＦ _ARでＥＭ信号１３０４をアンダー−サンプリングする。 アンダー−サンプリング・システム１６０２はダウン−コンバートされた信号１３０８Ａ
を出力する。

【０１８６】好ましくは、アンダー−サンプリングモジュール１６０６は、図１４Ｂの動作流れ図１４０７に示す形でＥＭ信号１３０４をアンダー−サンプリングして中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図１４０７のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は本明細書に含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。 一実施形態では、アンダー−サンプリング信号１６０４のエイリアシングレートＦ _ARは、アンダー−サンプリングモジュール１６０６が中間周波数Ｆ _IFを生成するＥＭ搬送波信号１
３０４をアンダー−サンプリングするように、セクションＩＩ． １．１．１に記載された方法で選択される。

【０１８７】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作について流れ図１４０７と図１５Ａ〜１５Ｄのタイミング図を参照しながら以下に説明する。 ステップ１４０８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０
６はＡＭ信号６１６を受信する（図１５Ａ）。 ステップ１４１０で、アンダー−サンプリングモジュール１６０
６はアンダー−サンプリング信号１５０２を受信する（図１５Ｂ）。 ステップ１４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号１５０２のエイリアシングレートまたはその倍数でＡ
Ｍ搬送波信号６１６をアンダー−サンプリングして、Ａ
Ｍ搬送波信号６１６を中間信号１５０６にダウン−コンバートする（図１５Ｄ）。

【０１８８】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０１８９】１．２ 実施例 上記の方法および構造に関係する種々の実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０１９０】図１４Ｂの流れ図１４０７に示すＥＭ信号１３０４を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする方法は、非変調ＥＭ搬送波信号と、ＡＭ、ＦＭおよびＰＭなど、またはそれらの任意の組合せを含む被変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号によって実施できるが、これに限定されない。 図１４Ｂの流れ図１４０７の動作をＡＭ、ＦＭおよびＰＭ搬送波信号に関して以下に説明する。 以下の例示的な説明は本発明の理解を容易にするものである。 本発明は以下の例示の実施形態に限定されるものではない。

【０１９１】１．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 １．２．１．１ 動作説明 図１４Ｂの流れ図１４０７の例示の処理の動作を、図５
Ｃに示すアナログＡＭ搬送波信号５１６と図６Ｃに示すディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。

【０１９２】１．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 図５ＣのアナログＡＭ搬送波信号５１６をアナログＡＭ
中間信号にダウン−コンバートする処理について図１４
Ｂの流れ図１４０７を参照しながら以下に説明する。 アナログＡＭ搬送波信号５１６は便宜のために図１９Ａに再び示されている。 この例で、アナログＡＭ搬送波信号５１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図１９Ｂでは、アナログＡＭ搬送波信号１９０４はアナログＡＭ搬送波信号５１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０１９３】この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これは図１９ＡのアナログＡＭ搬送波信号５１６によって表される。

【０１９４】ステップ１４１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図１９Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号１９０６を図１９Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号１９０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列１９０７を含む。 パルス１９０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波に等しい。 この例では、エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０１９５】ステップ１４１２はＥＭ信号をアンダー−
サンプリングして中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１２は図１９Ｂのアンダー−サンプリングポイント１９０５によって示されている。

【０１９６】エイリアシングレートの調波はＡＭ搬送波信号５１６からオフセットされているので、アンダー−
サンプリングポイント１９０５はアナログＡＭ搬送波信号５１６上に「移動する（ウォーク・スルー）」。 この例では、アンダー−サンプリングポイント１９０５は約１メガヘルツのレートでアナログＡＭ搬送波信号５１６
上に移動する。 言い換えれば、アンダー−サンプリングポイント１９０５はアナログＡＭ搬送波信号５１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、アンダー−サンプリングポイント１９０５はアナログＡＭ搬送波信号５１６の種々の振幅を捕捉する。 例えば、アンダー−サンプリングポイント１９０５Ａはアンダー−サンプリングポイント１９０５Ｂよりも大きい振幅を有する。

【０１９７】図１９Ｄで、アンダー−サンプリングポイント１９０５は電圧ポイント１９０８と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント１９０８はアナログＡＭ中間信号１９１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント１９０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。
その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０１９８】図１９Ｅで、ＡＭ中間信号１９１２はフィルタリング後のＡＭ中間信号１９１０を縮小タイムスケールで表す。 図１９ＥはＡＭ中間信号１９１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０１９９】ＡＭ中間信号１９１２は、ＡＭ中間信号１
９１２が１ＭＨｚの中間周波数で動作する点を除いてＡ
Ｍ搬送波信号５１６とほぼ同様である。 ＡＭ中間信号１
９１２は従来の任意のＡＭ復調技法を介して復調できる。

【０２００】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図１
９ＤのＡＭ中間信号１９１０と図１９ＥのＡＭ中間信号１９１２はＡＭ搬送波信号５１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２０１】１．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 図６ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理について図１４Ｂの流れ図１４０７を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は便宜のために図１８Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＡＭ
搬送波信号６１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図１８
Ｂでは、ＡＭ搬送波信号１８０４はＡＭ搬送波信号６１
６の時間ｔ０〜ｔ１の部分を拡大タイムスケールで示す。

【０２０２】この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これは図１８ＡのＡＭ搬送波信号６１６によって表される。

【０２０３】ステップ１４１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図１８Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号１８０６を図１８Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号１８０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列１８０７を含む。 パルス１８０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波に等しい。 この例では、エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０２０４】ステップ１４１２はＥＭ信号をアンダー−
サンプリングして中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１２は図１８Ｂのアンダー−サンプリングポイント１８０５によって示されている。

【０２０５】エイリアシングレートの調波はＡＭ搬送波信号６１６からオフセットされているので、アンダー−
サンプリングポイント１８０５はＡＭ搬送波信号６１６
上に移動する。 言い換えれば、アンダー−サンプリングポイント１８０５はＡＭ搬送波信号６１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、アンダー−サンプリングポイント１８０５はＡＭ搬送波信号６１６の種々の振幅を捕捉する。 この例では、アンダー−サンプリングポイント１８０５は約１ＭＨｚのレートでＡＭ搬送波信号６１６上に移動する。 例えば、アンダー−サンプリングポイント１８０５Ａはアンダー−サンプリングポイント１８０５Ｂよりも大きい振幅を有する。

【０２０６】図１８Ｄで、アンダー−サンプリングポイント１８０５は電圧ポイント１８０８と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント１８０５はＡＭ中間信号１８
１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント１８０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２０７】図１８Ｅで、ＡＭ中間信号１８１２はフィルタリング後のＡＭ中間信号１８１０を縮小タイムスケールで表す。 図１８ＥはＡＭ中間信号１８１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２０８】ＡＭ中間信号１８１２は、ＡＭ中間信号１
８１２が１ＭＨｚの中間周波数で動作する点を除いてＡ
Ｍ搬送波信号６１６とほぼ同様である。 ＡＭ中間信号１
８１２は従来の任意のＡＭ復調技法を介して復調できる。

【０２０９】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図１
８ＤのＡＭ中間信号１８１０と図１８ＥのＡＭ中間信号１８１２はＡＭ搬送波信号６１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２１０】１．２．１．２ 構造説明 アンダー−サンプリング・システム１６０２の動作を、
流れ図１４０７と図１９Ａ〜１９Ｅのタイミング図を参照しながら、アナログＡＭ搬送波信号５１６に関して以下に説明する。 ステップ１４０８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＡＭ搬送波信号５１６を受信する（図１９Ａ）。 ステップ１４１０で、アンダー−
サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号１９０６を受信する（図１９Ｃ）。 ステップ１
４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６
はアンダー−サンプリング信号１９０６のエイリアシングレートでＡＭ搬送波信号５１６をアンダー−サンプリングして、ＡＭ搬送波信号５１６をＡＭ中間信号１９１
２にダウン−コンバートする（図１９Ｅ）。

【０２１１】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作を、流れ図１４０７と図１８Ａ〜１８Ｅのタイミング図を参照しながら、ディジタルＡＭ搬送波信号６
１６に関して以下に説明する。 ステップ１４０８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＡＭ搬送波信号６１６を受信する（図１８Ａ）。 ステップ１４１０
で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号１８０６を受信する（図１８
Ｃ）。 ステップ１４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号１８０
６のエイリアシングレートでＡＭ搬送波信号６１６をアンダー−サンプリングして、ＡＭ搬送波信号６１６をＡ
Ｍ中間信号１８１２にダウン−コンバートする（図１８
Ｅ）。

【０２１２】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０２１３】１．２．２ 第２の実施形態：周波数変調 １．２．２．１ 動作説明 図１４Ｂの流れ図１４０７の例示の処理の動作を、図７
Ｃに示すアナログＦＭ搬送波信号７１６と図８Ｃに示すディジタルＦＭ搬送波信号８１６に関して以下に説明する。

【０２１４】１．２．２．１．１ アナログＦＭ搬送波信号 アナログＦＭ搬送波信号７１６をアナログＦＭ中間信号にダウン−コンバートする処理について図１４Ｂの流れ図１４０７を参照しながら以下に説明する。 アナログＦ
Ｍ搬送波信号７１６は便宜のために図２０Ａに再び示されている。 この例で、アナログＦＭ搬送波信号７１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図２０Ｂでは、ＦＭ搬送波信号２００４はアナログＦＭ搬送波信号７１６の時間ｔ
１〜ｔ３の部分を拡大タイムスケールで示す。

【０２１５】この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これは図２０ＡのアナログＦＭ搬送波信号７１６によって表される。

【０２１６】ステップ１４１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図２０Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号２００６を図２０Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号２００６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列２００７を含む。 パルス２００７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波に等しい。 Ｆ
Ｍ搬送波信号７１６が約９０１ＭＨｚ付近に集中するこの例では、エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０２１７】ステップ１４１２はＥＭ信号をアンダー−
サンプリングして中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１２は図２０Ｂのアンダー−サンプリングポイント２００５によって示されている。

【０２１８】エイリアシングレートの調波はＦＭ搬送波信号７１６からオフセットされているので、アンダー−
サンプリングポイント２００５はアンダー−サンプリングされた信号７１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 言い換えれば、アンダー−サンプリングポイント２００５は信号７１６上に移動する。 その結果、アンダー−サンプリングポイント２００５はＦＭ搬送波信号７
１６の種々の振幅を捕捉する。

【０２１９】図２０Ｄで、アンダー−サンプリングポイント２００５は電圧ポイント２００８と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント２００５はアナログＦＭ中間信号２０１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント２００８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。
その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２２０】図２０Ｅで、ＦＭ中間信号２０１２はフィルタリング後のＦＭ中間信号２０１０を縮小タイムスケールで表す。 図２０ＥはＦＭ中間信号２０１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２２１】ＦＭ中間信号２０１２は、ＦＭ中間信号２
０１２が１ＭＨｚの中間周波数で動作する点を除いてＦ
Ｍ搬送波信号７１６とほぼ同様である。 ＦＭ中間信号２
０１２は従来の任意のＦＭ復調技法を介して復調できる。

【０２２２】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図２
０ＤのＦＭ中間信号２０１０と図２０ＥのＦＭ中間信号２０１２はＦＭ搬送波信号７１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２２３】１．２．２．１．２ ディジタルＦＭ搬送波信号 ディジタルＦＭ搬送波信号８１６をディジタルＦＭ中間信号にダウン−コンバートする処理について図１４Ｂの流れ図１４０７を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＦＭ搬送波信号８１６は便宜のために図２１Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図２１Ｂでは、Ｆ
Ｍ搬送波信号２１０４はＦＭ搬送波信号８１６の時間ｔ
１〜ｔ３の部分を拡大タイムスケールで示す。

【０２２４】この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これは図２１ＡのＦＭ搬送波信号８１６によって表される。

【０２２５】ステップ１４１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図２１Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号２１０６を図２１Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号２１０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列２１０７を含む。 パルス２１０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 ＦＭ搬送波信号８１６が約９０１ＭＨｚ付近に集中するこの例では、エイリアシングレートは、ＦＭ搬送波信号８１６の中心周波数から１ＭＨｚオフセットされた９００ＭＨｚの分数調波である約４５０ＭＨｚとして選択される。

【０２２６】ステップ１４１２はＥＭ信号をアンダー−
サンプリングして中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１２は図２１Ｂのアンダー−サンプリングポイント２１０５によって示されている。

【０２２７】エイリアシングレートの調波はＦＭ搬送波信号８１６からオフセットされているので、アンダー−
サンプリングポイント２１０５はＦＭ搬送波信号８１６
の後続の周期上の異なる位置で発生する。 言い換えれば、アンダー−サンプリングポイント２１０５は信号８
１６上に移動する。 その結果、アンダー−サンプリングポイント２１０５はＦＭ搬送波信号８１６の種々の振幅を捕捉する。

【０２２８】図２１Ｄで、アンダー−サンプリングポイント２１０５は電圧ポイント２１０８と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント２１０８はディジタルＦＭ中間信号２１１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント２１０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２２９】図２１Ｅで、ＦＭ中間信号２１１２はフィルタリング後のＦＭ中間信号２１１０を縮小タイムスケールで表す。 図２１ＥはＦＭ中間信号２１１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２３０】ＦＭ中間信号２１１２は、ＦＭ中間信号２
１１２が１ＭＨｚの中間周波数で動作する点を除いてＦ
Ｍ搬送波信号８１６とほぼ同様である。 ＦＭ中間信号２
１１２は従来の任意のＦＭ復調技法を介して復調できる。

【０２３１】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図２
１ＤのＦＭ中間信号２１１０と図２１ＥのＦＭ中間信号２１１２はＦＭ搬送波信号８１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２３２】１．２．２．２ 構造説明 アンダー−サンプリング・システム１６０２の動作を、
流れ図１４０７と図２０Ａ〜２０Ｅのタイミング図を参照しながら、アナログＦＭ搬送波信号７１６に関して以下に説明する。 ステップ１４０８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＦＭ搬送波信号７１６を受信する（図２０Ａ）。 ステップ１４１０で、アンダー−
サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号２００６を受信する（図２０Ｃ）。 ステップ１
４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６
はアンダー−サンプリング信号２００６のエイリアシングレートでＦＭ搬送波信号７１６をアンダー−サンプリングして、ＦＭ搬送波信号７１６をＦＭ中間信号２０１
２にダウン−コンバートする（図２０Ｅ）。

【０２３３】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作を、流れ図１４０７と図２１Ａ〜２１Ｅのタイミング図を参照しながら、ディジタルＦＭ搬送波信号８
１６に関して以下に説明する。 ステップ１４０８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＦＭ搬送波信号８１６を受信する（図２１Ａ）。 ステップ１４１０
で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号２１０６を受信する（図２１
Ｃ）。 ステップ１４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号２１０
６のエイリアシングレートでＦＭ搬送波信号８１６をアンダー−サンプリングして、ＦＭ搬送波信号８１６をＦ
Ｍ中間信号２１１２にダウン−コンバートする（図２１
Ｅ）。

【０２３４】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０２３５】１．２．３ 第３の実施形態：位相変調 １．２．３．１ 動作説明 図１４Ｂの流れ図１４０７の例示の処理の動作を、図９
Ｃに示すアナログＰＭ搬送波信号９１６と図１０Ｃに示すディジタルＰＭ搬送波信号１０１６に関して以下に説明する。

【０２３６】１．２．３．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 アナログＰＭ搬送波信号９１６をアナログＰＭ中間信号にダウン−コンバートする処理について図１４Ｂの流れ図１４０７を参照しながら以下に説明する。 アナログＰ
Ｍ搬送波信号９１６は便宜のために図２３Ａに再び示されている。 この例で、アナログＰＭ搬送波信号９１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図２３Ｂでは、ＰＭ搬送波信号２３０４はアナログＰＭ搬送波信号９１６の時間ｔ
１〜ｔ３の部分を拡大タイムスケールで示す。

【０２３７】ＰＭ搬送波信号９１６をＰＭ中間信号にダウン−コンバートする処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これは図２３ＡのアナログＰＭ搬送波信号９１６によって表される。

【０２３８】ステップ１４１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図２３Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号２３０６を図２３Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号２３０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列２３０７を含む。 パルス２３０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波に等しい。 この例では、エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０２３９】ステップ１４１２はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングして中間信号Ｆ _IF
にＥＭ信号をダウン−コンバートするステップを含む。
ステップ１４１２は図２３Ｂのアンダー−サンプリングポイント２３０５によって示されている。

【０２４０】エイリアシングレートの調波はＰＭ搬送波信号９１６からオフセットされているので、アンダー−
サンプリングポイント２３０５はＰＭ搬送波信号９１６
の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、アンダー−サンプリングポイントはＰＭ搬送波信号９１６
の種々の振幅を捕捉する。

【０２４１】図２３Ｄで、電圧ポイント２３０８はアンダー−サンプリングポイント２３０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント２３０８はアナログＰＭ中間信号２３１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント２３０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。
その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２４２】図２３Ｅで、アナログＰＭ中間信号２３１
２はフィルタリング後のアナログＰＭ中間信号２３１０
を縮小タイムスケールで表す。 図２３ＥはＰＭ中間信号２３１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２４３】アナログＰＭ中間信号２３１２は、アナログＰＭ中間信号２３１２が１ＭＨｚの中間周波数で動作する点を除いてアナログＰＭ搬送波信号９１６とほぼ同様である。 アナログＰＭ中間信号２３１２は従来の任意のＰＭ復調技法を介して復調できる。

【０２４４】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図２
３ＤのアナログＰＭ中間信号２３１０と図２３ＥのアナログＰＭ中間信号２３１２はアナログＰＭ搬送波信号２
３１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２４５】１．２．３．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６をディジタルＰＭ中間信号にダウン−コンバートする処理について図１４Ｂ
の流れ図１４０７を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は便宜のために図２２Ａ
に再び示されている。 この例で、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図２２Ｂでは、ＰＭ搬送波信号２２０４はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の時間ｔ１〜ｔ３の部分を拡大タイムスケールで示す。

【０２４６】この処理はステップ１４０８から開始する。 ステップ１４０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これは図２２ＡのＰＭ搬送波信号１０１６によって表される。

【０２４７】ステップ１４０８はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図２２Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号２２０６を図２２Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号２２０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列２２０７を含む。 パルス２２０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波に等しい。 この例では、エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０２４８】ステップ１４１２はＥＭ信号をアンダー−
サンプリングして中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１２は図２２Ｂのアンダー−サンプリングポイント２２０５によって示されている。

【０２４９】エイリアシングレートの調波はＰＭ搬送波信号１０１６からオフセットされているので、アンダー−サンプリングポイント２２０５はＰＭ搬送波信号１０
１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。

【０２５０】図２２Ｄで、電圧ポイント２２０８はアンダー−サンプリングポイント２２０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント２２０８はディジタルＰＭ中間信号２２１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント２２０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２５１】図２２Ｅで、ディジタルＰＭ中間信号２２
１２はＰＭ中間信号２２１０を縮小タイムスケールで表す。 図２２ＥはＰＭ中間信号２２１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２５２】ディジタルＰＭ中間信号２２１２は、ディジタルＰＭ中間信号２２１２が１ＭＨｚの中間周波数で動作する点を除いてディジタルＰＭ搬送波信号１０１６
とほぼ同様である。 ディジタルＰＭ中間信号２２１２は従来の任意のＰＭ復調技法を介して復調できる。

【０２５３】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図２
２ＤのディジタルＰＭ中間信号２２１０と図２２ＥのディジタルＰＭ中間信号２２１２はＰＭ搬送波信号１０１
６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２５４】１．２．３．２ 構造説明 アンダー−サンプリング・システム１６０２の動作を、
流れ図１４０７と図２３Ａ〜２３Ｅのタイミング図を参照しながら、アナログＰＭ搬送波信号９１６に関して以下に説明する。 ステップ１４０８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＰＭ搬送波信号９１６を受信する（図２３Ａ）。 ステップ１４１０で、アンダー−
サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号２３０６を受信する（図２３Ｃ）。 ステップ１
４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６
はアンダー−サンプリング信号２３０６のエイリアシングレートでＰＭ搬送波信号９１６をアンダー−サンプリングして、ＰＭ搬送波信号９１６をＰＭ中間信号２３１
２にダウン−コンバートする（図２３Ｅ）。

【０２５５】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作を、流れ図１４０７と図２２Ａ〜２２Ｅのタイミング図を参照しながら、ディジタルＰＭ搬送波信号１
０１６に関して以下に説明する。 ステップ１４０８で、
アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＰＭ搬送波信号１０１６を受信する（図２２Ａ）。 ステップ１４
１０で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号２２０６を受信する（図２
２Ｃ）。 ステップ１４１２で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号２２
０６のエイリアシングレートでＰＭ搬送波信号１０１６
をアンダー−サンプリングして、ＰＭ搬送波信号１０１
６をＰＭ中間信号２２１２にダウン−コンバートする（図２２Ｅ）。

【０２５６】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０２５７】１．２．４ その他の実施形態 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。 アンダー−サンプリングモジュール１６０６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０２５８】１．３ 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施形態についてはセクション４および５で説明する。 これらの実施態様は例示的なものであって、限定的なものではない。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０２５９】２． ＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理（ダイレクト−ツー−データ） 一実施形態では、本発明はＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号を直接ベースバンド信号にダウン−コンバートする。 この実施形態を本セクションではダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンと呼び、図４５Ｂに４５１０として示す。

【０２６０】この実施形態は被変調ＥＭ信号および非変調ＥＭ信号で実施できる。 本セクションではこの実施形態について例として図１の被変調搬送波信号Ｆ _MCを使用して説明する。 この例では、被変調搬送波信号Ｆ _MCは被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートされる。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を適用して、任意の形式の被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含むがこれに限定されない任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０２６１】以下のセクションで、本発明による被変調搬送波信号Ｆ _MCを被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートする方法の例について説明する。 これらの方法を実施する例示の構成実施形態についても説明する。 本発明は以下の特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 以下の実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０２６２】以下のセクションは、上級レベルの説明、
例示の実施形態、および実施態様例を含む。

【０２６３】２．１ 上級レベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）では、本発明による被変調搬送波信号Ｆ _MCを被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートする上級レベルの説明を行う。 特に、被変調搬送波信号Ｆ _MCを被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートする動作処理について上級レベルの説明を行う。 また、この処理を実施する構造実施態様についても上級レベルの説明を行う。 本セクションでは、この構造実施態様は限定的なものではなく例示的なものとして記載されている。 特に、本セクションに記載された処理は、本セクションにその１つが記載された任意の数の構造実施態様を使用して達成できる。 そのような構造実施態様の詳細は本セクションの教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【０２６４】２．１．１ 動作説明 図１４Ｃは、ＥＭ信号を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMB
に直接ダウン−コンバートする例示の方法を示す流れ図１４１３を示す。 流れ図１４１３に示された例示の方法は図１４Ａの流れ図１４０１の一実施形態である。

【０２６５】本発明では、変調技法の任意の、またすべての組合せが有効である。 話を分かりやすくするために、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して本発明の上級レベルの動作説明を行う。 以降のセクションにＡ
ＭおよびＰＭの例示の実施形態について詳細な説明をする。 ＦＭについては以下のセクションＩＩ． ３で個別に考察する。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、任意の形式の被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０２６６】流れ図１４１３に示す方法について、図６
ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して以下に上級レベルの説明を行う。 ディジタルＡＭ搬送波信号６
１６は便宜のために図３３Ａに再び示されている。

【０２６７】流れ図１４１３の処理はステップ１４１４
から開始する。 ステップ１４１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ１４１４は図３３ＡのディジタルＡＭ搬送波信号６１６によって表される。

【０２６８】ステップ１４１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図３３Ｂは、期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列３３０３を含む例示のアンダー−サンプリング信号３３０２を示す。 パルス３３０３はエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 エイリアシングレートは、便宜のために以下に再び示す式（２）から決定される。

【０２６９】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR ±Ｆ _IF式（２） ＥＭ信号をベースバンド（すなわち、ゼロＩＦ）に直接ダウン−コンバートする場合、式（２）は次のようになる。

【０２７０】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR式（８） したがって、ＡＭ信号６１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートするために、エイリアシングレートはＡＭ信号６１６の周波数またはその調波もしくは分数調波にほぼ等しい。 エイリアシングレートはＡＭ
信号６１６（すなわち、搬送波の周波数）の高周波成分の再構築を可能にするには低すぎるが、低周波変調ベースバンド信号３１０をほぼ再構築するには十分に高い。

【０２７１】ステップ１４１８はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングして直接被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートするステップを含む。 図３３Ｃはダイレクトダウン−コンバージョン処理によって生成される階段波被復調ベースバンド信号３３０４を示す。 被復調ベースバンド信号３３０４は図３のディジタル変調ベースバンド信号３１０と同様である。

【０２７２】図３３Ｄは階段波被復調ベースバンド信号３３０４から生成できるフィルタリングされた被復調ベースバンド信号３３０６を示す。 こうして本発明はフィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号または比較的フィルタリングされていない階段波出力信号を生成できる。 フィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号およびフィルタリングされていない出力信号の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０２７３】２．１．２ 構造説明 図１６は本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリング・システム１６０２のブロック図を示す。 アンダー−サンプリング・システム１６０２は図１３の一般のエイリアシングシステム１３０２の例示の実施形態である。

【０２７４】ダイレクト−ツー−データ実施形態では、
アンダー−サンプリング信号１６０４の周波数はＥＭ信号の調波、または通常、分数調波に等しい。 好ましくは、アンダー−サンプリングモジュール１６０６は動作流れ図１４１３に示す方法でＥＭ信号１３０４をアンダー−サンプリングして被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図１４１３のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０２７５】エイリアシングシステム１６０２の動作について流れ図１４１３と図３３Ａ〜３３Ｄのタイミング図を参照しながらディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。 ステップ１４１４で、アンダー−
サンプリングモジュール１６０６はＡＭ搬送波信号６１
６を受信する（図３３Ａ）。 ステップ１４１６で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３３０２を受信する（図３３Ｂ）。 ステップ１４１８で、アンダー−サンプリングモジュール１
６０６はアンダー−サンプリング信号３３０２のエイリアシングレートでＡＭ搬送波信号６１６をアンダー−サンプリングして、ＡＭ搬送波信号６１６を図３３Ｃの被復調ベースバンド信号３３０４または図３３Ｄの被復調ベースバンド信号３３０６に直接ダウン−コンバートする。

【０２７６】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０２７７】２．２ 実施例 上記の方法および構造に関係する種々の実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０２７８】図１４Ｃの流れ図１４１３に示すＥＭ信号１３０４を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートする方法は、ＡＭ、ＰＭなど、またはそれらの任意の組合せを含む被変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号によって実施できるが、これに限定されない。 図１４Ｃの流れ図１４１３の動作をＡＭおよびＰＭ
搬送波信号に関して以下に説明する。 以下の例示的な説明は本発明の理解を容易にするものである。 本発明は以下の例示の実施形態に限定されるものではない。

【０２７９】２．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 ２．２．１．１ 動作説明 図１４Ｃの流れ図１４１３の例示の処理の動作を、図５
Ｃに示すアナログＡＭ搬送波信号５１６と図６Ｃに示すディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。

【０２８０】２．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 アナログＡＭ搬送波信号５１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図１４Ｃ
の流れ図１４１３を参照しながら以下に説明する。 アナログＡＭ搬送波信号５１６は便宜のために図３５Ａに再び示されている。 この例で、アナログＡＭ搬送波信号５
１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図３５Ｂでは、アナログＡＭ搬送波信号３５０４はアナログＡＭ搬送波信号５１６の一部分を拡大タイムスケールで示す。

【０２８１】この処理はステップ１４１４から開始する。 ステップ１４１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＡＭ搬送波信号５１６によって表される。

【０２８２】ステップ１４１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図３５Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号３５０６を図３５Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号３５０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列３５０７を含む。 パルス３５０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはアンダー−サンプリングされた信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 この例では、
エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０２８３】ステップ１４１８はＥＭ信号をアンダー−
サンプリングして被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４
１８は図３５Ｂのアンダー−サンプリングポイント３５
０５によって示されている。 エイリアシングレートの調波は信号５１６の周波数にほぼ等しいので、基本的にＩ
Ｆは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。

【０２８４】図３５Ｄで、電圧ポイント３５０８はアンダー−サンプリングポイント３５０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント３５０８は被復調ベースバンド信号３５１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント３５０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２８５】図３５Ｅで、被復調ベースバンド信号３５
１２はフィルタリング後の被復調ベースバンド信号３５
１０を縮小タイムスケールで表す。 図３５Ｅは被復調ベースバンド信号３５１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。
その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２８６】被復調ベースバンド信号３５１２は、変調ベースバンド信号２１０とほぼ同様である。 被復調ベースバンド信号３５１２はダウン−コンバージョンまたは復調をさらに行うことなく任意の信号処理技法を介して処理できる。

【０２８７】アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関して被復調ベースバンド信号を最適化するように制御される。

【０２８８】上記の例では、アンダー−サンプリングポイント３５０５はＡＭ搬送波信号５１６の正の位置で発生する。 あるいは、アンダー−サンプリングポイント３
５０５はＡＭ搬送波信号５１６の負のポイントを含む他の位置で発生することもある。 アンダー−サンプリングポイント３５０５がＡＭ搬送波信号５１６の負の位置で発生する時には、結果的に得られる被復調ベースバンド信号は変調ベースバンド信号２１０に対して反転している。

【０２８９】本セクションで参照する図面は本発明によるダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図３５Ｄの被復調ベースバンド信号３
５１０と図３５Ｅの被復調ベースバンド信号３５１２はＡＭ搬送波信号５１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号３５
１０に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０２９０】２．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理について図１４Ｃの流れ図１４１３を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は便宜のために図３６Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図３６Ｂでは、ディジタルＡＭ搬送波信号３６０４はＡＭ搬送波信号６１
６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０２９１】この処理はステップ１４１４から開始する。 ステップ１４１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ＡＭ搬送波信号６１６によって表される。

【０２９２】ステップ１４１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図３６Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号３６０６を図３６Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号３６０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列３６０７を含む。 パルス３６０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはアンダー−サンプリングされた信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 この例では、
エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０２９３】ステップ１４１８はエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングして直接被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１８は図３６Ｂのアンダー−サンプリングポイント３６０５によって示されている。 エイリアシングレートはほぼＡＭ搬送波信号６１６または調波、分数に等しいので、基本的にＩＦは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。

【０２９４】図３６Ｄで、電圧ポイント３６０８はアンダー−サンプリングポイント３６０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント３６０８は被復調ベースバンド信号３６１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント３６０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０２９５】図３６Ｅで、被復調ベースバンド信号３６
１２はフィルタリング後の被復調ベースバンド信号３６
１０を縮小タイムスケールで表す。 図３６Ｅは被復調ベースバンド信号３６１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。
その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０２９６】被復調ベースバンド信号３６１２は、ディジタル変調ベースバンド信号３１０とほぼ同様である。
被復調アナログベースバンド信号３６１２はダウン−コンバージョンまたは復調をさらに行うことなく任意の信号処理技法を介して処理できる。

【０２９７】アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関して被復調ベースバンド信号を最適化するように制御される。

【０２９８】上記の例では、アンダー−サンプリングポイント３６０５は信号部分３６０４の正の位置で発生する。 あるいは、アンダー−サンプリングポイント３６０
５は信号部分３６０４の負のポイントを含む他の位置で発生することもある。 アンダー−サンプリングポイント３６０５が負の位置で発生する時には、結果的に得られる被復調ベースバンド信号は変調ベースバンド信号３１
０に対して反転している。

【０２９９】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図３
６Ｄの被復調ベースバンド信号３６１０と図３６Ｅの被復調ベースバンド信号３６１２はディジタルＡＭ搬送波信号６１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号３６１０に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０３００】２．２．１．２ 構造説明 アンダー−サンプリングモジュール１６０６の動作を、
流れ図１４１３と図３５Ａ〜３５Ｅのタイミング図を参照しながら、アナログＡＭ搬送波信号５１６に関して以下に説明する。 ステップ１４１４で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＡＭ搬送波信号５１６を受信する（図３５Ａ）。 ステップ１４１６で、アンダー−
サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３５０６を受信する（図３５Ｃ）。 ステップ１
４１８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６
はアンダー−サンプリング信号３５０６のエイリアシングレートでＡＭ搬送波信号５１６をアンダー−サンプリングして、ＡＭ搬送波信号５１６を図３５Ｄの被復調アナログベースバンド信号または図３５Ｅのフィルタリングされた被復調アナログベースバンド信号３５１２に直接ダウン−コンバートする。

【０３０１】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作を、流れ図１４１３と図３６Ａ〜３６Ｅのタイミング図を参照しながら、ディジタルＡＭ搬送波信号６
１６に関して以下に説明する。 ステップ１４１４で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＡＭ搬送波信号６１６を受信する（図３６Ａ）。 ステップ１４１６
で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３６０６を受信する（図３６
Ｃ）。 ステップ１４１８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３６０
６のエイリアシングレートでディジタルＡＭ搬送波信号６１６をアンダー−サンプリングして、ディジタルＡＭ
搬送波信号６１６を図３６Ｄの被復調ディジタルベースバンド信号３６１０または図３６Ｅのフィルタリングされた被復調ディジタルベースバンド信号３６１２にダウン−コンバートする。

【０３０２】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４および５で説明する。

【０３０３】２．２．２ 第２の実施形態：位相変調 ２．２．２．１ 動作説明 図１４Ｃの流れ図１４１３の例示の処理の動作を、図９
Ｃに示すアナログＰＭ搬送波信号９１６と図１０Ｃに示すディジタルＰＭ搬送波信号１０１６に関して以下に説明する。

【０３０４】２．２．２．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 アナログＰＭ搬送波信号９１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図１４Ｃ
の流れ図１４１３を参照しながら以下に説明する。 アナログＰＭ搬送波信号９１６は便宜のために図３７Ａに再び示されている。 この例で、アナログＰＭ搬送波信号９
１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図３７Ｂでは、アナログＰＭ搬送波信号３７０４はアナログＰＭ搬送波信号９１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０３０５】この処理はステップ１４１４から開始する。 ステップ１４１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＰＭ信号９１６によって表される。

【０３０６】ステップ１４１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図３７Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号３７０６を図３７Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号３７０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列３７０７を含む。 パルス３７０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはアンダー−サンプリングされた信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 この例では、
エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０３０７】ステップ１４１８はエイリアシングレートでアナログＰＭ搬送波信号９１６をアンダー−サンプリングして被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４１８は図３７Ｂ
のアンダー−サンプリングポイント３７０５によって示されている。

【０３０８】エイリアシングレートの調波は信号９１６
の周波数にほぼ等しいか、その調波または分数調波にほぼ等しいので、基本的にＩＦは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。

【０３０９】図３７Ｄで、電圧ポイント３７０８はアンダー−サンプリングポイント３７０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント３７０８は被復調ベースバンド信号３７１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント３７０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０３１０】図３７Ｅで、被復調ベースバンド信号３７
１２はフィルタリング後の被復調ベースバンド信号３７
１０を縮小タイムスケールで表す。 図３７Ｅは被復調ベースバンド信号３７１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。
その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０３１１】被復調ベースバンド信号３７１２は、アナログ変調ベースバンド信号２１０とほぼ同様である。 被復調ベースバンド信号３７１２はさらにダウン−コンバージョンまたは復調を行わずに処理できる。

【０３１２】アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関して被復調ベースバンド信号を最適化するように制御される。

【０３１３】上記の例では、アンダー−サンプリングポイント３７０５はアナログＰＭ搬送波信号９１６の正の位置で発生する。 あるいは、アンダー−サンプリングポイント３７０５はアナログＰＭ搬送波信号９１６の負のポイントを含む他の位置で発生することもある。 アンダー−サンプリングポイント３７０５がアナログＰＭ搬送波信号９１６の負の位置で発生する時には、結果的に得られる被復調ベースバンド信号は変調ベースバンド信号２１０に対して反転している。

【０３１４】本セクションで参照する図面は本発明によるダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図３７Ｄの被復調ベースバンド信号３
７１０と図３７Ｅの被復調ベースバンド信号３７１２はアナログＰＭ搬送波信号９１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号３７１０に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０３１５】２．２．２．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図１
４Ｃの流れ図１４１３を参照しながら以下に説明する。
ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は便宜のために図３
８Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図３８
Ｂでは、ディジタルＰＭ搬送波信号３８０４はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０３１６】この処理はステップ１４１４から開始する。 ステップ１４１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはディジタルＰＭ信号１０１６によって表される。

【０３１７】ステップ１４１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図３８Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号３８０６を図３８Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号３８０６は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列３８０７を含む。 パルス３８０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 一般に、被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはアンダー−サンプリングされた信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 この例では、
エイリアシングレートは約４５０ＭＨｚである。

【０３１８】ステップ１４１８はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６をアンダー−サンプリングして被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートするステップを含む。 これは図３８Ｂのアンダー−サンプリングポイント３７０５によって示されている。

【０３１９】エイリアシングレートの調波は信号１０１
６の周波数にほぼ等しいので、基本的にＩＦは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。

【０３２０】図３８Ｄで、電圧ポイント３８０８はアンダー−サンプリングポイント３８０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント３８０８は被復調ベースバンド信号３８１０を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント３８０８は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０３２１】図３８Ｅで、被復調ベースバンド信号３８
１２はフィルタリング後の被復調ベースバンド信号３８
１０を縮小タイムスケールで表す。 図３８Ｅは被復調ベースバンド信号３８１２をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。
その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。

【０３２２】被復調ベースバンド信号３８１２は、ディジタル変調ベースバンド信号３１０とほぼ同様である。
被復調ベースバンド信号３８１２はさらにダウン−コンバージョンまたは復調を行わずに処理できる。

【０３２３】アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関して被復調ベースバンド信号を最適化するように制御される。

【０３２４】上記の例では、アンダー−サンプリングポイント３８０５はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の正の位置で発生する。 あるいは、アンダー−サンプリングポイント３８０５はディジタルＰＭ搬送波信号１０１
６の負のポイントを含む他の位置で発生することもある。 アンダー−サンプリングポイント３８０５がディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の負の位置で発生する時には、結果的に得られる被復調ベースバンド信号は変調ベースバンド信号３１０に対して反転している。

【０３２５】本セクションで参照する図面は本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図３
８Ｄの被復調ベースバンド信号３８１０と図３８Ｅの被復調ベースバンド信号３８１２はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号３８１０に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０３２６】２．２．２．２ 構造説明 アンダー−サンプリング・システム１６０２の動作を、
流れ図１４１３と図３７Ａ〜３７Ｅのタイミング図を参照しながら、アナログＰＭ搬送波信号９１６に関して以下に説明する。 ステップ１４１４で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアナログＰＭ搬送波信号９
１６を受信する（図３７Ａ）。 ステップ１４１６で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−
サンプリング信号３７０６を受信する（図３７Ｃ）。 ステップ１４１８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３７０６のエイリアシングレートでアナログＰＭ搬送波信号９１６をアンダー−サンプリングして、ＰＭ搬送波信号９１６を図３７Ｄの被復調アナログベースバンド信号３７１０または図３７Ｅのフィルタリングされた被復調アナログベースバンド信号３７１２にダウン−コンバートする。

【０３２７】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作を、流れ図１４１３と図３８Ａ〜３８Ｅのタイミング図を参照しながら、ディジタルＰＭ搬送波信号１
０１６に関して以下に説明する。 ステップ１４１４で、
アンダー−サンプリングモジュール１６０６はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を受信する（図３８Ａ）。 ステップ１４１６で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３８０６を受信する（図３８Ｃ）。 ステップ１４１８で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３８０６のエイリアシングレートでディジタルＰ
Ｍ搬送波信号１０１６をアンダー−サンプリングして、
ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を図３８Ｄの被復調ディジタルベースバンド信号３８１０または図３８Ｅのフィルタリングされた被復調ディジタルベースバンド信号３８１２にダウン−コンバートする。

【０３２８】２．２．３ その他の実施形態 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０３２９】２．３ 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施形態についてはセクション４および５で説明する。 これらの実施態様は例示的なものであって、限定的なものではない。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０３３０】３． 変調変換 一実施形態では、本発明はＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCをアンダー−サンプリングすることでＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする。 この実施形態は図４５Ｂに４５１２として示されている。

【０３３１】例示の実施形態では、ＦＭ搬送波信号Ｆ
_FMCは位相変調（ＰＭ）信号Ｆ _PMにダウン−コンバートされる。 別の実施形態では、ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCは振幅変調（ＡＭ）信号Ｆ _AMにダウン−コンバートされる。
本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
ダウン−コンバートされた信号は従来の任意の復調技法で復調して被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBを得ることができる。

【０３３２】本発明は任意のタイプのＦＭ信号で実施できる。 周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）信号を非ＦＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする例示の実施形態に関して以下に説明する。 ＦＳＫはＦＭ信号が２つまたは３つ以上の周波数の間で偏移するかまたは切り替わるＦＭのサブセットである。 ＦＳＫは通常、図３のディジタル変調ベースバンド信号などのディジタル変調ベースバンド信号に使用される。 例えば、図８で、ディジタルＦＭ信号８１６はディジタル変調ベースバンド信号３１０の振幅偏移に対応して高周波数と低周波数の間で偏移するＦ
ＳＫ信号である。 ＦＳＫ信号８１６は以下の例示の実施形態で使用される。

【０３３３】第１の例示の実施形態では、ＦＳＫ信号８
１６はＦＳＫ信号８１６の高周波数と低周波数の中間点に基づくエイリアシングレートでアンダー−サンプリングされる。 エイリアシングレートが中間点に基づく時には、ＦＳＫ信号８１６は位相シフトキーイング（ＰＳ
Ｋ）信号にダウン−コンバートされる。 ＰＳＫはＰＭ信号が複数の位相の間で偏移するかまたは切り替わる位相変調のサブセットである。 ＰＳＫは通常、ディジタル変調ベースバンド信号に使用される。 例えば、図１０で、
ディジタルＰＭ信号１０１６は２つの位相の間で偏移するＰＳＫ信号である。 ＰＳＫ信号１０１６は従来の任意のＰＳＫ復調技法で復調できる。

【０３３４】第２の例示の実施形態では、ＦＳＫ信号８
１６はＦＳＫ信号８１６の高周波数または低周波数に基づくエイリアシングレートでアンダー−サンプリングされる。 エイリアシングレートが高周波数または低周波数に基づく時には、ＦＳＫ信号８１６は振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）信号にダウン−コンバートされる。 ＡＳ
ＫはＡＭ信号が複数の振幅の間で偏移するかまたは切り替わる振幅変調のサブセットである。 ＡＳＫは通常、ディジタル変調ベースバンド信号に使用される。 例えば、
図６で、ディジタルＡＭ信号６１６は第１の振幅と第２
の振幅の間で偏移するＡＳＫ信号である。 ＡＳＫ信号６
１６は従来の任意のＡＳＫ復調技法で復調できる。

【０３３５】以下のセクションでＦＭ搬送波信号Ｆ _FMC
をアンダー−サンプリングして非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする方法について説明する。 これらの方法を実施する例示の構造実施形態についても説明する。 本発明は以下の特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 以下の実施形態の均等物、発展形態、
変形形態、変更形態などは本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０３３６】以下のセクションは、上級レベルの説明、
例示の実施形態、および実施態様例を含む。

【０３３７】３．１ 上級レベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）では、本発明によるＦＭ搬送波信号Ｆ _FMを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする上級レベルの説明を行う。 特に、
ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−
コンバートする動作処理について上級レベルの説明を行う。 また、この処理を実施する構造実施態様についても上級レベルの説明を行う。 本セクションでは、この構造実施態様は限定的なものではなく例示的なものとして記載されている。 特に、本セクションに記載された処理は、本セクションにその１つが記載された任意の数の構造実施態様を使用して達成できる。 そのような構造実施態様の詳細は本セクションの教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【０３３８】３．１．１ 動作説明 図１４Ｄは、ＦＭ搬送信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ
_(NON-FM)にダウン−コンバートする例示の方法を示す流れ図１４１９を示す。 流れ図１４１９に示された例示の方法は図１４Ａの流れ図１４０１の一実施形態である。

【０３３９】本発明では、周波数変調技法の任意の、またすべての組合せが有効である。 話を分かりやすくするために、ディジタルＦＭ搬送波（ＦＳＫ）信号８１６を使用して本発明の上級レベルの動作説明を行う。 以降のセクションにＦＳＫ信号８１６について詳細な流れ図を示して説明する。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、任意のタイプのＦＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０３４０】流れ図１４１９に示す方法について、図８
ＣのＦＳＫ信号８１６をダウン−コンバートする処理に関して以下に上級レベルの説明を行う。 ＦＳＫ信号８１
６は便宜のために図３９Ａに再び示されている。

【０３４１】流れ図１４１９の処理はステップ１４２０
から開始する。 ステップ１４２０はＦＭ信号の受信ステップを含む。 これはＦＳＫ信号８１６によって表される。 ＦＳＫ信号８１６は高周波数３９１０と低周波数３
９１２の間で偏移する。 一実施例では、高周波数３９１
０は約９０１ＭＨｚで低周波数３９１２は約８９９ＭＨ
ｚである。

【０３４２】ステップ１４２２はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図３９Ｂは、期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列３９０３を含む例示のアンダー−サンプリング信号３９０２を示す。 パルス３９０３はエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。

【０３４３】ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ
_(NON-FM)にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートはＦＭ信号に含まれる周波数にほぼ等しいか、その調波または分数調波にほぼ等しい。 ＦＳＫ信号８１６がＰＳＫ信号にダウン−コンバートされるこの例示の概略実施形態では、エイリアシングレートは高周波数３９１０と低周波数３９１２の中間点に基づく。 この例では、中間点は約９００ＭＨｚである。 ＦＳＫ信号８
１６がＡＳＫ信号にダウン−コンバートされる以下の別の実施形態では、エイリアシングレートは中間点ではなく高周波数３９１０または低周波数３９１２に基づく。

【０３４４】ステップ１４２４はエイリアシングレートでＦＭ信号Ｆ _FMCをアンダー−サンプリングして、ＦＭ
搬送信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４２４は、変調変換処理によって生成される階段波ＰＳＫ信号３９０４
を示す図３９Ｃに示されている。

【０３４５】高周波数３９１０がアンダー−サンプリングされる時には、ＰＳＫ信号３９０４は約１ＭＨｚの周波数を有し、位相基準として使用される。 低周波数３９
１２がアンダー−サンプリングされる時には、ＰＳＫ信号３９０４は１ＭＨｚの周波数を有し、位相基準から１
８０度移相している。

【０３４６】図３９Ｄは、ＰＳＫ信号３９０４のフィルタリングされたバージョンであるＰＳＫ信号３９０６を示す。 このように本発明はフィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号または比較的フィルタリングされていない階段波出力信号を生成できる。 フィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号およびフィルタリングされていない出力信号の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０３４７】アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバート信号を最適化するように制御される。

【０３４８】ＦＳＫ信号をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする実施形態と、ＦＳＫ信号をＡＳＫ信号にダウン−コンバートする実施形態に関して以下に詳述する。

【０３４９】３．１．２ 構造説明 図１６は本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリング・システム１６０２のブロック図を示す。 アンダー−サンプリング・システム１６０２は、アンダー−サンプリング・モジュール１６０６を含む。 アンダー−サンプリング・システム１６０２は図１３の一般のエイリアシングシステム１３０２の例示の実施形態である。

【０３５０】変調変換実施形態では、ＥＭ信号１３０４
はＦＭ搬送波信号で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はＦＭ搬送信号内の周波数の調波にほぼ等しいかまたは通常、ＦＭ信号内の周波数の分数調波にほぼ等しい周波数でＦＭ搬送波信号をアンダー−サンプリングする。 好ましくは、アンダー−サンプリングモジュール１６０６は動作流れ図１４１９に示す方法でＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCをアンダー−サンプリングして非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図１４１９のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。
他の構造実施形態の詳細は本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０３５１】アンダー−サンプリング・システム１６０
２の動作について流れ図１４１９と図３９Ａ〜３９Ｄのタイミング図を参照しながら以下に説明する。 ステップ１４２０で、アンダー−サンプリングモジュール１６０
６はＦＳＫ信号８１６を受信する。 ステップ１４２２
で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号３９０２を受信する。 ステップ１４２４で、アンダー−サンプリングモジュール１６０
６はアンダー−サンプリング信号３９０２のエイリアシングレートでＦＳＫ信号８１６をアンダー−サンプリングして、ＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号３９０４または３９０６にダウン−コンバートする。

【０３５２】アンダー−サンプリングモジュール１６０
６の例示の実施形態については以下のセクション４で説明する。

【０３５３】３．２ 実施例 上記の方法および構造に関係する種々の実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０３５４】図１４Ｄの流れ図１４１９に示すＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ _{(NON-FM )}にダウン−コンバートする方法は、ＦＳＫ信号を含む任意のタイプのＦＭ
搬送波信号によって実施できるが、これに限定されない。 流れ図１４１９の動作を、ＦＳＫ信号をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする処理と、ＦＳＫ信号をＡＳＫ
信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。 以下の例示的な説明は本発明の理解を容易にするものである。 本発明は以下の例示の実施形態に限定されるものではない。

【０３５５】３．２．１ 第１の実施形態：ＦＭ信号をＰＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．１．１ 動作説明 図１４Ｄの流れ図１４１９の例示の処理の動作を、図８
Ｃに示すＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。 ＦＳＫ信号８
１６は便宜のために図４０Ａに再び示されている。

【０３５６】ＦＳＫ信号８１６は第１の周波数４００６
と第２の周波数４００８の間で偏移する。 例示の実施形態では、第１の周波数４００６は第２の周波数４００８
よりも低い。 代替実施形態では、第１の周波数４００６
は第２の周波数４００８よりも高い。 この例では、第１
の周波数４００６は約８９９ＭＨｚで、第２の周波数４
００８は約９０１ＭＨｚである。

【０３５７】図４０ＢはＦＳＫ信号８１６の一部を表すＦＳＫ信号部分４００４を拡大タイムスケールで示す。

【０３５８】ＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号にダウン−
コンバートする処理はステップ１４２０から開始する。
ステップ１４２０はＦＭ信号を受信するステップを含む。 これはＦＳＫ信号８１６によって表される。

【０３５９】ステップ１４２２はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図４０Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号４００７を図４０Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号４００７は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列４００９を含む。 パルス４００９は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。
一般に、ＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートはＦＭ信号内に含まれる周波数の調波、または通常、分数調波に等しい。

【０３６０】ＦＳＫ信号がＰＳＫ信号にダウン−コンバートされるこの例では、エイリアシングレートは周波数４００６と４００８の間の中間点の調波にほぼ等しいか、または通常、周波数４００６と４００８の間の中間点の分数調波にほぼ等しい。 第１の周波数４００６が８
９９ＭＨｚで第２の周波数４００８が９０１ＭＨｚであるこの例では、中間点は約９００ＭＨｚである。 適切なエイリアシングレートは１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、
４５０ＭＨｚなどを含む。 この例では、アンダー−サンプリング信号４００８のエイリアシングレートは約４５
０ＭＨｚである。

【０３６１】ステップ１４２４はエイリアシングレートでＦＭ信号をアンダー−サンプリングして非ＦＭ信号Ｆ
_(NON-FM)にダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４２４は図４０Ｂのアンダー−サンプリングポイント４００５によって示されている。 アンダー−サンプリングポイント４００５はパルス４００９のエイリアシングレートで発生する。

【０３６２】図４０Ｄで、電圧ポイント４０１０はアンダー−サンプリングポイント４００５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント４０１０はＰＳＫ信号４０１
２を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント４０１０は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０３６３】第１の周波数４００６がアンダー−サンプリングされる時には、ＰＳＫ信号４０１２は約１ＭＨｚ
の周波数を有し、位相基準として使用される。 第２の周波数４００８がアンダー−サンプリングされる時には、
ＰＳＫ信号４０１２は１ＭＨｚの周波数を有し、位相基準から１８０度シフトしている。

【０３６４】図４０Ｅで、ＰＳＫ信号４０１４はフィルタリング後のＰＳＫ信号４０１２を縮小タイムスケールで表す。 図４０ＥはＰＳＫ信号４０１２をフィルタリングされた出力信号４０１４として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。 ＰＳＫ信号４０１４
は従来の任意の位相復調技法を介して復調できる。

【０３６５】アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０３６６】上記の例では、アンダー−サンプリングポイント４００５はＦＳＫ信号８１６の正の位置で発生する。 あるいは、アンダー−サンプリングポイント４００
５はＦＳＫ信号８１６の負のポイントを含む他の位置で発生することもある。 アンダー−サンプリングポイント４００５がＦＳＫ信号８１６の負の位置で発生する時には、結果的に得られるＰＳＫ信号はＰＳＫ信号４０１４
に対して反転している。

【０３６７】本セクションで参照する図面は本発明による変調変換を示す。 例えば、図４０ＥのＰＳＫ信号４０
１４はＦＳＫ信号８１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することでＰＳＫ信号４０１２および４０１４に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０３６８】３．２．１．２ 構造説明 アンダー−サンプリング・システム１６０２の動作を、
流れ図１４１９と図４０Ａ〜４０Ｅのタイミング図を参照しながら、ＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号にダウン−
コンバートする処理に関して以下に説明する。 ステップ１４２０で、アンダー−サンプリングモジュール１６０
６はＦＳＫ信号８１６を受信する（図４０Ａ）。 ステップ１４２２で、アンダー−サンプリングモジュール１６
０６はアンダー−サンプリング信号４００７を受信する（図４０Ｃ）。 ステップ１４２４で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号４００７のエイリアシングレートでＦＳＫ信号８１６
をアンダー−サンプリングして、ＦＳＫ信号８１６を図４０ＤのＰＳＫ信号４０１２または図４０ＥのＰＳＫ信号４０１４にダウン−コンバートする。

【０３６９】３．２．２ 第２の実施形態：ＦＭ信号をＡＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．２．１ 動作説明 図１４Ｄの例示の処理の動作を、図８Ｃに示すＦＳＫ信号８１６をＡＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。 ＦＳＫ信号８１６は便宜のために図４１Ａに再び示されている。

【０３７０】ＦＳＫ信号８１６は第１の周波数４１０６
と第２の周波数４１０８の間で偏移する。 例示の実施形態では、第１の周波数４１０６は第２の周波数４１０８
よりも低い。 代替実施形態では、第１の周波数４１０６
は第２の周波数４１０８よりも高い。 この例では、第１
の周波数４１０６は約８９９ＭＨｚで、第２の周波数４
１０８は約９０１ＭＨｚである。

【０３７１】図４１ＢはＦＳＫ信号８１６の一部を表すＦＳＫ信号部分４１０４を拡大タイムスケールで示す。

【０３７２】ＦＳＫ信号をＡＳＫ信号にダウン−コンバートする処理はステップ１４２０から開始する。 ステップ１４２０はＦＭ信号を受信するステップを含む。 これはＦＳＫ信号８１６によって表される。

【０３７３】ステップ１４２２はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号を受信するステップを含む。 図４１Ｃは、例示のアンダー−サンプリング信号４１０７を図４２Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 アンダー−サンプリング信号４１０７は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列４１０９を含む。 パルス４１０９はエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 エイリアシングレートは前述したように決定または選択される。

【０３７４】一般に、ＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−
コンバートする時には、エイリアシングレートはＦＭ信号内に含まれる周波数の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 ＦＳＫ信号８１６がＡＳＫ信号にダウン−
コンバートされるとき、エイリアシングレートは第１周波数４１０６あるいは第２周波数４１０８の調波にほぼ等しいか、または通常、第１周波数４１０６あるいは第２周波数４１０８の分数調波にほぼ等しい。 第１の周波数４１０６が８９９ＭＨｚで第２の周波数４１０８が９
０１ＭＨｚであるこの例では、エイリアシングレートは８９９ＭＨｚまたは９０１ＭＨｚの調波または分数調波に等しい。 この例では、エイリアシングレートは第１の周波数４１０６の分数調波である約４４９．５ＭＨｚである。

【０３７５】ステップ１４２４はエイリアシングレートでＦＭ信号をアンダー−サンプリングして非ＦＭ信号Ｆ
_(NON-FM)にダウン−コンバートするステップを含む。 ステップ１４２４は図４１Ｂのアンダー−サンプリングポイント４１０５によって示されている。 アンダー−サンプリングポイント４１０５はパルス４１０９のエイリアシングレートで発生する。 第１の周波数４１０６がアンダー−サンプリングされる時には、エイリアシングパルス４１０９およびアンダー−サンプリングポイント４１
０５はＦＳＫ信号８１６の後続の周期の同じ位置で発生する。 この結果、比較的一定の出力レベルが生成される。 ただし、第２の周波数４１０８がアンダー−サンプリングされる時には、エイリアシングパルス４１０９およびアンダー−サンプリングポイント４００５はＦＳＫ
信号８１６の後続の周期の異なる位置で発生する。 この結果、約（９０１ＭＨｚ−８９９ＭＨｚ）＝２ＭＨｚの発振パターンが生成される。

【０３７６】図４１Ｄで、電圧ポイント４１１０はアンダー−サンプリングポイント４１０５と相関する。 一実施形態では、電圧ポイント４１１０はＡＳＫ信号４１１
２を形成する。 これは多くの方法で達成できる。 例えば、各電圧ポイント４１１０は次の電圧ポイントを受信するまでは比較的一定のレベルに保持できる。 その結果、以下に説明するように、必要に応じて平滑化またはフィルタリングできる階段波出力信号が得られる。

【０３７７】図４１Ｅで、ＡＳＫ信号４１１４はフィルタリング後のＡＳＫ信号４１１２を縮小タイムスケールで表す。 図４１ＥはＡＳＫ信号４１１４をフィルタリングされた出力信号として示すが、この出力信号は本発明の範囲に含まれるように平滑化またはフィルタリングする必要はない。 その代わりに、この出力信号は異なる適用に合わせて調整できる。 ＡＳＫ信号４１１４は従来の任意の位相復調技法を介して復調できる。

【０３７８】ＦＭからＡＭにダウン−コンバートする時には、アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および／または極性に関して被復調ベースバンド信号を最適化するように制御される。

【０３７９】代替実施形態では、エイリアシングレートは第２の周波数に基づき、結果的に得られるＡＳＫ信号はＡＳＫ信号４１１４に対して反転している。

【０３８０】本セクションで参照する図面は本発明による変調変換を示す。 例えば、図４１ＥのＡＳＫ信号４１
１４はＦＳＫ搬送波信号８１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することでＡＳＫ信号４１１４
に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０３８１】３．２．２．２ 構造説明 アンダー−サンプリング・システム１６０２の動作を、
流れ図１４１９と図４１Ａ〜４１Ｅのタイミング図を参照しながら、ＦＳＫ信号８１６をＡＳＫ信号にダウン−
コンバートする処理に関して以下に説明する。 ステップ１４２０で、アンダー−サンプリングモジュール１６０
６はＦＳＫ信号８１６を受信する（図４１Ａ）。 ステップ１４２２で、アンダー−サンプリングモジュール１６
０６はアンダー−サンプリング信号４１０７を受信する（図４１Ｃ）。 ステップ１４２４で、アンダー−サンプリングモジュール１６０６はアンダー−サンプリング信号４１０７のエイリアシングレートでＦＳＫ信号８１６
をアンダー−サンプリングして、ＦＳＫ信号８１６を図４１ＤのＡＳＫ信号４１１２または図４１ＥのＡＳＫ信号４１１４にダウン−コンバートする。

【０３８２】３．２．３ その他の実施形態 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０３８３】３．３ 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施形態についてはセクション４および５で説明する。 これらの実施態様は例示的なものであって、限定的なものではない。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０３８４】４． 実施例 上記のサブセクションに記載の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０３８５】図１３はエイリアシングモジュール１３０
６を含む一般のエイリアシングシステム１３０２を示す。 図１６はアンダー−サンプリングモジュール１６０
６を含むアンダー−サンプリング・システム１６０２を示す。 アンダー−サンプリングモジュール１６０６はエイリアシングレートＦ _ARを有するアンダー−サンプリング信号１６０４を受信する。 アンダー−サンプリング信号１６０４は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列を含む。 これらのパルスはエイリアシングレートＦ _ARで繰り返す。 アンダー−サンプリング・システム１６０２は一般のエイリアシングシステム１３０３の例示の実施形態である。 アンダー−サンプリング・システム１６０２はダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを出力する。

【０３８６】図２６Ａはアンダー−サンプリング・システム１６０２の例示の実施形態である例示のサンプル・
アンド・ホールド・システム２６０２を示す。 サンプル・アンド・ホールド・システム２６０２について以下に説明する。

【０３８７】図２６Ｂはアンダー−サンプリング・システム１６０２の例示の代替実施形態である例示の反転サンプル・アンド・ホールド・システム２６０６を示す。
反転サンプル・アンド・ホールド・システム２６０６について以下に説明する。

【０３８８】４．１ サンプル・アンド・ホールド・システムとしてのアンダー−サンプリング・システム 図２６Ａは図１３の一般のエイリアシングモジュール１
３０６の例示の実施形態である図１６のアンダー−サンプリングモジュール１６０６の例示の実施形態であるサンプル・アンド・ホールド・システム２６０２のブロック図である。

【０３８９】サンプル・アンド・ホールド・システム２
６０２はＥＭ信号１３０４とアンダー−サンプリング信号１６０４を受信するサンプリングおよび保持モジュール２６０４を含む。 サンプリングおよび保持モジュール２６０４は、図１４Ａの流れ図１４０１、図１４Ｂの流れ図１４０７、図１４Ｃの流れ図１４１３および図１４
Ｄの流れ図１４１９に関して上記のセクションで説明したように、アンダー−サンプリング信号１６０４のエイリアシングレートでＥＭ信号をアンダー−サンプリングする。 アンダー−サンプリング・システム１６０２はダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを出力する。

【０３９０】図２７はアンダー−サンプリング・システム２６０２の例示の実施形態であるサンプル・アンド・
ホールド・システムとしてのアンダー−サンプリング・
システム２７０１を示す。 アンダー−サンプリング・システム２７０１はスイッチモジュール２７０２と保持モジュール２７０６を含む。 アンダー−サンプリング・システム２７０１について以下に説明する。

【０３９１】図２４Ａはアンダー−サンプリング・システム２６０２の代替実施形態であるブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システムとしてのアンダー−サンプリング・システム２４０１を示す。 ブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システム２４
０１について以下に説明する。

【０３９２】４．１．１ スイッチモジュールおよび保持モジュールとしてのサンプル・アンド・ホールド・システム 図２７は図２６Ａのサンプリングおよび保持モジュール２６０４の例示の実施形態を示す。 この例示の実施形態では、サンプリングおよび保持モジュール２６０４はスイッチモジュール２７０２と保持モジュール２７０６を含む。

【０３９３】好ましくは、スイッチモジュール２７０２
と保持モジュール２７０６は、動作流れ図１４０１、１
４０７、１４１３および１４１９に示す任意の方法でＥ
Ｍ信号１３０４をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をダウン−コンバートする。 例えば、サンプリングおよび保持モジュール２６０４は、アナログＡＭ信号５１
６、ディジタルＡＭ信号６１６、アナログＦＭ信号７１
６、ディジタルＦＭ信号８１６、アナログＰＭ信号９１
６、ディジタルＰＭ信号１０１６など、またそれらの任意の組合せを含む上記の任意の被変調搬送波信号を受信してアンダー−サンプリングできるが、これに限定されない。

【０３９４】スイッチモジュール２７０２および保持モジュール２７０６は、エイリアシングレートに従って、
ＥＭ信号１３０４を中間信号、被復調ベースバンド信号またはそれらと異なる変調方式にダウン−コンバートする。

【０３９５】例として、スイッチモジュール２７０２と保持モジュール２７０６の動作を、ＥＭ信号１３０４を中間信号にダウン−コンバートする処理に関して、流れ図１４０７と図７９Ａ〜７９Ｆの例示のタイミング図を参照しながら説明する。

【０３９６】ステップ１４０８で、スイッチモジュール２７０２はＥＭ信号１３０４を受信する（図７９Ａ）。
ステップ１４１０で、スイッチモジュール２７０２はアンダー−サンプリング信号１６０４を受信する（図７９
Ｃ）。 ステップ１４１２で、スイッチモジュール２７０
２と保持モジュール２７０６は協働してＥＭ信号１３０
４をアンダー−サンプリングして中間信号にダウン−コンバートする。 より詳細には、ステップ１４１２中に、
スイッチモジュール２７０２は各アンダー−サンプリングパルス中にクローズしてＥＭ信号１３０４を保持モジュール２７０６に結合する。 一実施形態では、スイッチモジュール２７０２はパルスの立上り区間でクローズする。 代替実施形態では、スイッチモジュール２７０２はパルスの立下り区間でクローズする。 ＥＭ信号１３０４
が保持モジュール２７０６に結合される時に、ＥＭ信号１３０４の振幅は保持モジュール２７０６によって捕捉される。 保持モジュール２７０６は各々の無視できるアパーチャパルスの短い時間フレーム内にＥＭ信号１３０
４の振幅を捕捉して保持するように設計されている。 図７９Ｂはアンダー−サンプリング後のＥＭ信号１３０４
を示す。

【０３９７】保持モジュール２７０６は後続のアンダー−サンプリングまで各々のアンダー−サンプリングされた振幅をほぼ保持または維持する（図７９Ｄ）。 保持モジュール２７０６はサンプリングされた振幅をダウン−
コンバートされた信号１３０８Ａとして出力する。 保持モジュール２７０６は、ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを、階段波信号（図７９Ｅ）、フィルタリングされたダウン−コンバートされた信号（図７９Ｆ）または部分的なフィルタリングを経たダウン−コンバートされた信号などのフィルタリングされていない信号として出力できる。

【０３９８】４．１．２ ブレーク−ビフォア−メーク・モジュールとしてのサンプル・アンド・ホールド・システム 図２４Ａはアンダー−サンプリング・システム２６０２
の代替実施形態であるブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システム２４０１を示す。

【０３９９】好ましくは、ブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システム２４０１は動作流れ図１
４０１、１４０７、１４１３および１４１９に示す任意の方法でＥＭ信号１３０４をアンダー−サンプリングしてＥＭ信号をダウン−コンバートする。 例えば、サンプリングおよび保持モジュール２６０４は、アナログＡＭ
信号５１６、ディジタルＡＭ信号６１６、アナログＦＭ
信号７１６、ディジタルＦＭ信号８１６、アナログＰＭ
信号９１６、ディジタルＰＭ信号１０１６など、およびそれらの任意の組合せを含む上記の任意の非変調搬送波信号または被変調搬送波信号を受信してアンダー−サンプリングできるが、これに限定されない。

【０４００】ブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システム２４０１は、エイリアシングレートに従って、ＥＭ信号１３０４を中間信号、被復調ベースバンド信号またはそれらと異なる変調方式にダウン−コンバートする。

【０４０１】図２４Ａはブレークビフォアメークスイッチ２４０２を含む。 ブレークビフォアメークスイッチ２
４０２は通常オープン状態のスイッチ２４０４と通常クローズ状態のスイッチ２４０６を含む。 通常オープン状態のスイッチ２４０４は上記のようにアンダー−サンプリング信号１６０４によって制御される。 通常クローズ状態のスイッチ２４０６は分離信号２４１２によって制御される。 一実施形態では、分離信号２４１２はアンダー−サンプリング信号１６０４から生成される。 あるいは、アンダー−サンプリング信号１６０４は分離信号２
４１２から生成される。 あるいは、分離信号２４１２はアンダー−サンプリング信号１６０４とは無関係に生成される。 ブレーク−ビフォア−メーク・モジュール２４
０２はサンプリングおよび保持出力２４１０からサンプリングおよび保持入力２４０８をほぼ分離する。

【０４０２】図２４Ｂは通常オープン状態のスイッチ２
４０４を制御するアンダー−サンプリング信号１６０４
の例示のタイミング図を示す。 図２４Ｃは通常クローズ状態のスイッチ２４０６を制御する分離信号２４１２の例示のタイミング図を示す。 ブレーク−ビフォア−メーク・モジュール２４０２の動作について図２４Ｂおよび２４Ｃの例示のタイミング図を参照しながら説明する。

【０４０３】時間ｔ０以前は、通常オープン状態のスイッチ２４０４と通常クローズ状態のスイッチ２４０６は通常の状態にある。

【０４０４】時間ｔ０で、図２４Ｃの分離信号２４１２
は通常クローズ状態のスイッチ２４０６をオープンする。 次いで、時間ｔ０の直後に、通常オープン状態のスイッチ２４０４と通常クローズ状態のスイッチ２４０６
はオープンし、入力２４０８は出力２４１０から分離される。

【０４０５】時間ｔ１で、図２４Ｂのアンダー−サンプリング信号１６０４は通常オープン状態のスイッチ２４
０４を短い時間クローズする。 これによってＥＭ信号１
３０４は保持モジュール２４１６に結合される。

【０４０６】時間ｔ２以前は、図２４Ｂのアンダー−サンプリング信号１６０４は通常オープン状態のスイッチ２４０４をオープンする。 これによってＥＭ信号１３０
４は保持モジュール２４１６から結合解除される。

【０４０７】時間ｔ２で、図２４Ｃの分離信号２４１２
は通常クローズ状態のスイッチ２４０６をクローズする。 これによって保持モジュール２４１６は出力２４１
０に結合される。

【０４０８】ブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システム２４０１は図２７の保持モジュール２
７０６と同様の保持モジュール２４１６を含む。 ブレークビフォアメークアンダー−サンプリング・システム２
４０１は図２７のアンダー−サンプリング・システム２
７０２に関して説明した方法と同様の方法でＥＭ信号１
３０４をダウン−コンバートする。

【０４０９】４．１．３ スイッチモジュールの実施例 図２７のスイッチモジュール２７０２と図２４Ａのスイッチモジュール２４０４および２４０６は、好ましくはクローズ時に比較的低いインピーダンスを有し、オープン時に比較的高いインピーダンスを有する任意のタイプのスイッチデバイスである。 スイッチモジュール２７０
２、２４０４および２４０６は、通常オープンまたは通常クローズ状態のスイッチで実施できる。 スイッチデバイスは理想的なスイッチデバイスである必要はない。 図２８Ｂは、例えば、スイッチモジュール２８１０としてスイッチモジュール２７０２、２４０４および２４０６
を示す。

【０４１０】スイッチモジュール２８１０（例えば、スイッチモジュール２７０２、２４０４および２４０６）
は、機械的スイッチデバイスと電気的スイッチデバイス、光スイッチデバイスなど、またそれらの組合せを含む任意のタイプの適切なスイッチデバイスで実施できるが、これに限定されない。 そのようなデバイスは、トランジスタスイッチデバイス、ダイオードスイッチデバイス、リレースイッチデバイス、光スイッチデバイス、マイクロマシンスイッチデバイスなどを含むが、これに限定されない。

【０４１１】一実施形態では、スイッチモジュール２８
１０は、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、双極トランジスタなどのトランジスタ、またはその他の任意の適切な回路交換デバイスとして実施できる。

【０４１２】図２８Ａでは、スイッチモジュール２８１
０はＦＥＴ２８０２として示されている。 ＦＥＴ２８０
２は、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＧａＡｓＦＥＴなどを含む任意のタイプのＦＥＴでよいが、これに限定されない。 ＦＥＴ２８０２はゲート２８０４、ソース２８０６
およびドレイン２８０８を含む。 ゲート２８０４はソース２８０６とドレイン２８０８間の切替え動作を制御するアンダー−サンプリング信号１６０４を受信する。 一般に、ソース２８０６とドレイン２８０８は交換可能である。

【０４１３】図２８ＡのＦＥＴ２８０２としてのスイッチモジュール２８１０の図示は例示的なものにすぎないことを理解する必要がある。 本セクションの記載に基づいて当業者には明らかなように、切替え機能を有する任意のデバイスを使用して、スイッチモジュール２８１０
（例えば、スイッチモジュール２７０２、２４０４および２４０６）を実施することができる。

【０４１４】図２８Ｃで、スイッチモジュール２８１０
は、アンダー−サンプリング信号１６０４が出力２８１
３に結合されている時に２リードデバイスとして動作するダイオードスイッチ２８１２として示されている。

【０４１５】図２８Ｄで、スイッチモジュール２８１０
は、アンダー−サンプリング信号１６０４が出力２８１
５に結合されている時に２リードデバイスとして動作するダイオードスイッチ２８１４として示されている。

【０４１６】４．１．４ 保持モジュールの実施例 保持モジュール２７０６および２４１６は、好ましくは、影響を受けていない元のＥＭ信号１３０４を捕捉して、各々の無視できるアパーチャアンダー−サンプリング信号パルスの短い時間フレーム内に保持する。

【０４１７】例示の実施形態では、保持モジュール２７
０６および２４１６は図２９Ａのリアクタンス性保持モジュール２９０１として実施できる。 ただし、本発明はこの実施形態に限定されない。 リアクタンス性保持モジュールは好ましくはＥＭ信号１３０４の振幅に迅速に荷電する１つまたは２つ以上のリアクタンス性電気的構成要素を使用する保持モジュールである。 リアクタンス性電気的構成要素は、コンデンサとインダクタを含むが、
これに限定されない。

【０４１８】一実施形態では、保持モジュール２７０６
および２４１６は図２９Ｂに容量性保持モジュール２９
０２として示されている１つまたは２つ以上の容量性保持要素を含む。 図２９Ｃでは、容量性保持モジュール２
９０２は一般にコンデンサ２９０４として示されている１つまたは２つ以上のコンデンサとして示されている。
保持モジュール２７０６および２４１６の好ましい目標はＥＭ信号１３０４の振幅に迅速に荷電することである点に留意されたい。 コンデンサの原理によれば、アンダー−サンプリングパルスの無視できるアパーチャは期間がゼロ時間に向かうため、コンデンサ２９０４の容量値はゼロファラドに向かう場合がある。 コンデンサ２９０
４の例示の値はピコファラドの数十倍からピコファラドの分数にわたることがある。 端子２９０６はサンプリングおよび保持モジュール２６０４の出力としての働きをする。 容量性保持モジュール２９０２は端子２９０６で電圧として測定されるアンダー−サンプリングを提供する。 図２９Ｆは、以下に説明する反転サンプル・アンド・ホールド・システムとして使用できる直列コンデンサ２９１２を含む容量性保持モジュール２９０２を示す。

【０４１９】代替実施形態では、保持モジュール２７０
６および２４１６は図２９Ｄに誘導性保持モジュール２
９０８として示されている１つまたは２つ以上の誘導性保持要素を含む。

【０４２０】代替実施形態では、保持モジュール２７０
６および２４１６は図２９Ｅに容量性／誘導性保持モジュール２９１０として示されている１つまたは２つ以上の容量性保持要素と１つまたは２つ以上の誘導性保持要素の組合せを含む。

【０４２１】図２９Ｇは図７９Ａ〜７９Ｆに示され、同図に関して説明されているＥＭ信号１３０４をダウン−
コンバートするために実施できる統合アンダー−サンプリング・システムを示す。

【０４２２】４．１．５ 任意選択のアンダー−サンプリング信号モジュール 図３０はアンダー−サンプリング・システム１６０２の例示の実施形態であるアンダー−サンプリング・システム３００１を示す。 アンダー−サンプリング・システム３００１は、アンダー−サンプリング信号１６０４を生成する機能を含む任意の種々の機能または機能の組合せを実行できるアンダー−サンプリング信号モジュール３
００２を含むが、これに限定されない。

【０４２３】一実施形態では、任意選択のアンダー−サンプリング信号モジュール３００２はその例がアパーチャ発生器２９２０として図２９Ｊに例示されているアパーチャ発生器を含む。 アパーチャ発生器２９２０は入力信号２９２４から無視できるアパーチャパルス２９２６
を生成する。 入力信号２９２４は、正弦波、方形波、のこぎり波などを含む任意のタイプの周期波でよいが、これに限定されない。 入力信号２９２４を生成するシステムについて以下に説明する。

【０４２４】パルス２９２６のアパーチャの幅はアパーチャ発生器２９２０の分岐２９２２での遅延によって決定される。 一般に、所望のパルス幅が増加すると、アパーチャ発生器２９２０の許容差が増加する。 言い換えれば、所与の入力ＥＭ周波数について無視できるアパーチャパルスを生成するためには、例示のアパーチャ発生器２９２０で使用される構成要素は、通常、ガリウム・ひ素（ＧａＡｓ）などのより高価な要素で得られるより大きい反応時間を必要とする。

【０４２５】アパーチャ発生器２９２０内に示されている例示のロジックおよび実施態様は例示的なものにすぎず、限定的なものではない。 使用される実際のロジックは多くの形態をとることができる。 例示のアパーチャ発生器２９２０は本セクションの他の実施例と極性を一致させるために示されている任意選択のインバータ２９２
８を含む。 アパーチャ発生器２９２０の例示の実施形態は図２９Ｋに示されている。

【０４２６】アパーチャ生成ロジックの別の例は図２９
Ｈと２９Ｉに示されている。 図２９Ｈは入力信号２９２
４の立上り区間でパルス２９２６を生成する立上り区間パルス発生器２９４０を示す。 図２９Ｉは入力信号２９
２４の立下り区間でパルス２９２６を生成する立下り区間パルス発生器２９５０を示す。

【０４２７】一実施形態では、入力信号２９２４は図３
０に示すように、アンダー−サンプリング信号モジュール３００２の外部で生成される。 あるいは、入力信号２
９２４はアンダー−サンプリング信号モジュール３００
２によって内部的に生成される。 入力信号２９２４は図２９Ｌの発振器２９３０に示すように、発振器によって生成できる。 発振器２９３０はアンダー−サンプリング信号モジュール３００２の内部にあってもよいし、アンダー−サンプリング信号モジュール３００２の外部にあってもよい。 発振器２９３０はアンダー−サンプリング・システム３００１の外部にあってもよい。

【０４２８】アンダー−サンプリング・システム３００
１によって実行されるダウン−コンバージョンのタイプは、パルス２９２６の周波数によって決定されるアンダー−サンプリング信号１６０４のエイリアシングレートに依存する。 パルス２９２６の周波数は入力信号２９２
４の周波数によって決定される。 例えば、入力信号２９
２４の周波数がＥＭ信号１３０４の調波または分数調波にほぼ等しい時には、ＥＭ信号１３０４はベースバンド信号に直接ダウン−コンバートされ（例えば、ＥＭ信号がＡＭ信号またはＰＭ信号の時に）、またはＦＭ信号から非ＦＭ信号に変換される。 入力信号２９２４の周波数が差周波数の調波または分数調波にほぼ等しい時には、
ＥＭ信号１３０４は中間信号にダウン−コンバートされる。

【０４２９】任意選択のアンダー−サンプリング信号モジュール３００２は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せで実施できる。

【０４３０】４．２ 反転サンプリングおよび保持としてのアンダー−サンプリング・システム 図２６Ｂはアンダー−サンプリング・システム１６０２
の例示の代替実施形態である例示の反転サンプル・アンド・ホールド・システム２６０６を示す。

【０４３１】図４２は図２６Ｂの反転サンプル・アンド・ホールド・システム２６０６の例示の実施形態である反転サンプル・アンド・ホールド・システム４２０１を示す。 サンプル・アンド・ホールド・システム４２０１
はサンプリングおよび保持モジュール４２０２を含み、
サンプリングおよび保持モジュール４２０２はスイッチモジュール４２０４と保持モジュール４２０６を含む。
スイッチモジュール４２０４は上記のように図２８Ａ〜
２８Ｄに関して実施できる。

【０４３２】保持モジュール４２０６は図２９Ａ〜２９
Ｆに関して前述したように保持モジュール２７０６および２４１６について実施できる。 図示の実施形態では、
保持モジュール４２０６は１つまたは２つ以上のコンデンサ４２０８を含む。 コンデンサ４２０８は、スイッチモジュール４２０４の状態にかかわらず、ＥＭ信号１３
０４の高周波成分を端子４２１０まで通過させることができる。 コンデンサ４２０８はアンダー−サンプリング信号１６０４のエイリアシングパルス中にＥＭ信号１３
０４からの電荷を蓄積し、その後、端子４２１０に現れる信号はコンデンサ４２０８に蓄積された電荷に関係する量だけオフセットされる。

【０４３３】反転サンプル・アンド・ホールド・システム４２０１の動作を図３４Ａ〜３４Ｆに示す。 図３４Ａ
は例示のＥＭ信号１３０４を示す。 図３４Ｂはアンダー−サンプリング後のＥＭ信号１３０４を示す。 図３４Ｃ
は無視できるアパーチャを有するエイリアシングパルス列を含むアンダー−サンプリング信号１６０６を示す。

【０４３４】図３４Ｄは例示のダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを示す。 図３４Ｅはダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを縮小タイムスケールで示す。
保持モジュール４２０６は直列要素のため、ＥＭ信号１
３０４の高周波（例えばＲＦ）がダウン−コンバートされた信号上に存在する。 これは図３４Ｆに示すようにフィルタリングできる。

【０４３５】反転サンプル・アンド・ホールド・システム４２０１を使用して、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号をＩＦ信号および被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートすることができる。

【０４３６】４．３ その他の実施態様 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０４３７】５． エイリアシングレートでのアンダー−
サンプリングの任意選択の最適化 上記のセクションに記載した方法およびシステムは、任意選択で以下に説明する１つまたは２つ以上の最適化方法またはシステムで最適化することができる。

【０４３８】５．１ アンダー−サンプリング信号のエイリアシングレート（Ｆ _AR ）を２倍にする処理 一実施形態では、図３０の任意選択のアンダー−サンプリング信号モジュール３００２は、発振源の周波数の倍数、例えば、発振源の周波数の２倍でエイリアシングパルスを生成するパルス生成装置モジュールを含む。 入力信号２９２６は任意の適切な発振源でよい。

【０４３９】図３１はアンダー−サンプリング信号１６
０４として使用できる２倍器出力信号３１０４（図３１
および４３Ｂ）を生成する例示の回路３１０２を示す。
例示の回路３１０２は、図３１Ｂの入力発振信号３１０
６の立上りおよび立下り区間でパルスを生成する。 入力発振信号３１０６は任意選択の入力信号２９２６の一実施形態である。 回路３１０２はパルス発生器およびエイリアシングレート（Ｆ _AR ）２倍器として実施でき、アンダー−サンプリング信号１６０４を図３０のアンダー−
サンプリングモジュール１６０６に提供する。

【０４４０】エイリアシングレートは以下の式（９）に示す入力発振信号Ｆ _OSC ３１０６の周波数の２倍である。

【０４４１】Ｆ _AR ＝２・Ｆ _OSC式（９） エイリアシングパルスのアパーチャ幅は、図３１の第１
のインバータ３１０８での遅延によって決定される。 この遅延が増加するにつれて、アパーチャは増加する。 他の箇所で記述する例との極性の一致を維持するための第２のインバータ３１１２が示されている。 代替実施形態ではインバータ３１１２は省略される。 好ましくは、パルスはゼロ時間に向かう無視できるアパーチャ幅を有する。 ２倍器出力信号３１０４をさらに適宜調整して、無視できるアパーチャパルスでスイッチモジュールを駆動することができる。 回路３１０２は集積回路で、離散的に、同等の論理回路で、または任意の有効な組立て技術で実施することができる。

【０４４２】５．２ 差動実施態様 本発明は種々の差動構成で実施できる。 差動構成は同相分雑音を低減するのに有用である。 これはセルラー式電話機、ＣＢ無線、電気製品などの意図的なまたは意図的でない放射装置によって同相分妨害が引き起こされることがある受信システムで極めて有用である。 差動構成はスイッチモジュール内のスイッチの電荷注入または本発明が使用されるシステムの設計およびレイアウトによる任意の同相分雑音を低減する場合にも有用である。 本発明の両方の入力リード線で等しい大きさと等しい位相で引き起こされる任意のスプリアス信号は大幅に低減または打ち消される。 以下の構成の一部を含む差動構成の一部もダウン−コンバートされた信号１３０８Ａの電圧を増加し、および／または電力を増加するのに有用である。 差動アンダー−サンプリングモジュールの例を以下に示すが、この例は例示的なものであって、限定的なものではない。 本セクションに記載する実施形態の代替実施形態（均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０４４３】図４４Ａはアンダー−サンプリングモジュール１６０６に含めることができる例示の差動システム４４０２を示す。 差動システム４２０２は図４２に関して説明する反転アンダー−サンプリング設計同様の反転アンダー−サンプリング設計を含む。 差動システム４４
０２は入力４４０４および４４０６と出力４４０８および４４１０を含む。 差動システム４４０２は保持モジュール４４１４とスイッチモジュール４４１６を含む第１
の反転サンプリングおよび保持モジュール４４１２を含む。 差動システム４４０２はまた、保持モジュール４４
２０と、サンプリングおよび保持モジュール４４１２と共用するスイッチモジュール４４１６を含む第２の反転サンプリングおよび保持モジュール４４１８を含む。

【０４４４】入力４４０４および４４０６の１つまたは両方がＥＭ信号源に結合されている。 例えば、入力はＥ
Ｍ信号源に結合でき、ＥＭ信号源で入力４４０４および４４０６の入力電圧は互いに振幅がほぼ等しいが１８０
度位相はずれの関係にある。 あるいは、二重化入力が利用できない時には、入力４４０４および４４０６の１つを接地することができる。

【０４４５】スイッチモジュール４４１６がクローズしている動作時には、保持モジュール４４１４および４４
１６が直列に並び、それらが同様の容量値を有する場合には、振幅が等しく極性が逆の電荷を保持する。 スイッチモジュール４４１６がオープンの時には、出力４４０
８の電圧は入力４４０４に関係し、出力４４１０の電圧は入力４４０６の電圧に関係する。

【０４４６】出力４４０８および４４１０の電圧の部分は、スイッチモジュール４４１６がクローズ状態であった時に保持モジュール４４１４および４４２０内に蓄積された電荷から得られる電圧をそれぞれ含む。 蓄積した電荷から得られる出力４４０８および４４１０の電圧部分は、一般に互いに振幅が等しいが１８０度位相はずれの状態にある。

【０４４７】出力４４０８および４４１０の電圧部分はまたスイッチモジュール４４１６の切替え動作に起因するリプル電圧または雑音を含む。 ただし、スイッチモジュールは２つの出力の間に配置されているため、スイッチモジュールによって引き起こされる雑音は互いにほぼ等しく同相の電圧部分として出力４４０８および４４１
０に現れる。 その結果、リプル電圧は出力４４０８または４４１０の一方で電圧を反転して、他方の出力に加えることで大幅にフィルタリングすることができる。 さらに、ほぼ等しい振幅と等しい位相を有する任意の雑音が他の任意の雑音源によって入力端子４４０４および４４
０６に加えられても、同様に打ち消される傾向にある。

【０４４８】差動システム４４０２は差動フロントエンド（入力）と差動バックエンド（出力）と併用される時に有効である。 このシステムは、例えば、以下の構成でも使用できる。

【０４４９】ａ）単一入力フロントエンドおよび差動バックエンド ｂ）差動フロントエンドと単一出力バックエンド これらのシステムの例を以下に挙げる。

【０４５０】５．２．１ 差動入力−差動出力 図４４Ｂは、入力４４０４および４４０６が、図中で双極子アンテナ４４２４および４４２６として示されている振幅が等しく逆相のＥＭ信号源に結合されている差動システム４４０２を示す。 この実施形態では、出力４４
０８または４４１０の一方が反転して他方の出力に加えられる時に、スイッチモジュール４４１６に起因する同相分雑音と入力端子４４０４および４４０６に存在するその他の同相分雑音は大幅に打ち消される傾向にある。

【０４５１】５．２．２ 単一入力−差動出力 図４４Ｃは、入力４４０４が単極子アンテナ４４２８などのＥＭ信号源に結合され、入力４４０６が接地されている差動システム４４０２を示す。

【０４５２】図４４Ｅは差動出力受信／ダウン−コンバータシステム４４３６への例示の単一入力を示す。 システム４４３６は入力４４０６が接地されている差動システム４４０２を含む。 入力４４０４はＥＭ信号源４４３
８に結合されている。

【０４５３】出力４４０８および４４１０は、好ましくは出力４４０８または４４１０の一方を反転して他方の出力４４０８または４４１０に加えるフィルタなどの差動回路４４４４に結合されている。 これによって、スイッチモジュール４４１６によって生成される同相分雑音が大幅に打ち消される。 差動回路４４４４は好ましくは保持モジュール４４１４および４４２０を通過するＥＭ
信号１３０４の高周波成分をフィルタリングする。 その結果得られるフィルタリングされた信号はダウン−コンバートされた信号１３０８Ａとして出力される。

【０４５４】５．２．３ 差動入力−単一出力 図４４Ｄは、入力４４０４および４４０６が、図中で双極子アンテナ４４３０および４４３２として示されている振幅が等しく逆相のＥＭ信号源に結合されている差動システム４４０２を示す。 出力は端子４４０８から取得する。

【０４５５】５．３ ダウン−コンバートされた信号の平滑化 ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａは適宜フィルタリングによって平滑化できる。 図４４Ｅにフィルタとして実施される差動回路４４４４は一例にすぎない。 フィルタリングは、当業者にはよく知られているように、
ハードウェア、ファームウェアおよびソフトウェアの実施態様によって任意の記載された実施形態で達成できる。

【０４５６】５．４ 負荷インピーダンスおよび入力／
出力バッファリング ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａの一部の特性は、ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａにかかる負荷の特性に依存する。 例えば、一実施形態では、ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａが高インピーダンス負荷に結合されている場合、パルス中に図２７の保持モジュール２７０６または図２４Ａの保持モジュール２
４１６などの保持モジュールに印加される電荷は、一般に、次のパルスまで保持モジュールによって保持される。 その結果、例えば図１５Ｃに示すように、ダウン−
コンバートされた信号１３０８Ａはほぼ階段波の形で表される。 高インピーダンス負荷によってアンダー−サンプリング・システム１６０６は影響を受けていない元の入力信号の電圧を正確に表すことができる。

【０４５７】ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａ
は、適宜高インピーダンス増幅器でバッファリングできる。

【０４５８】あるいは、またはダウン−コンバートされた信号１３０８Ａのバッファリングに加えて、入力ＥＭ
信号は低雑音増幅器でバッファリングまたは増幅できる。

【０４５９】５．５ 帰還を使用してアンダー−サンプリング信号を変更する処理 図３０はダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを帰還３００６として使用して、アンダー−サンプリングモジュール１６０６の種々の特性を制御してダウン−コンバートされた信号１３０８Ａを修正するシステム３００
１の一実施形態を示す。

【０４６０】一般に、ダウン−コンバートされた信号１
３０８Ａの振幅は、ＥＭ信号１３０４とアンダー−サンプリング信号１６０４の周波数と位相の差の関数として変動する。 一実施形態では、ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａは帰還３００６として使用され、ＥＭ信号１３０４とアンダー−サンプリング信号１６０４の周波数と位相の関係が制御される。 これは図３２Ａに示す例示のブロック図を使用して達成できる。 図３２Ａに示す例示の回路はアンダー−サンプリング信号モジュール３００２内に含めることができる。 代替実施態様は本セクションに含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。 この実施形態では図が見やすいように状態マシンを使用しているが、これは限定的なものではない。

【０４６１】図３２Ａの例では、状態マシン３２０４がアナログ／ディジタル変換器Ａ／Ｄ３２０２を読み取って、ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）３２０６を制御する。 一実施形態では、状態マシン３２０４はＡ／
Ｄ３２０２を読み取った結果を記憶して呼び出すＰｒｅ
ｖｉｏｕｓとＣｕｒｒｅｎｔの２つの記憶場所を含む。
一実施形態では、状態マシン３２０４は少なくとも１つのメモリフラグを使用する。

【０４６２】ＤＡＣ３２０６は電圧制御発振器ＶＣＯ３
２０８への入力を制御する。 ＶＣＯ３２０８は、一実施形態では、図２９Ｊに示すパルス発生器とほぼ同様のパルス発生器３２１０への入力周波数を制御する。 パルス発生器３２１０はアンダー−サンプリング信号１６０４
を生成する。

【０４６３】一実施形態では、状態マシン３２０４は図３２Ｂの状態マシン流れ図３２２０に従って動作する。
この動作の結果はアンダー−サンプリング信号１６０４
とＥＭ信号１３０４の周波数と位相の関係を変更して、
ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａの振幅を最適なレベルにほぼ維持することである。

【０４６４】ダウン−コンバートされた信号１３０８Ａ
の振幅は、アンダー−サンプリング信号１６０４の振幅と共に変化するようにすることができる。 スイッチモジュール２７０２がゲート２８０４がアンダー−サンプリング信号１６０４を受信する図２８Ａに示すＦＥＴである一実施形態では、アンダー−サンプリング信号１６０
４の振幅はダウン−コンバートされた信号１３０８Ａの振幅に影響するＦＥＴの「オン」の抵抗を判定できる。
図３２Ｃに示すアンダー−サンプリング信号モジュール３００２は、自動利得制御機能を使用可能にするアナログ回路でよい。 代替実施態様は本セクションに含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０４６５】ＩＩＩ． エネルギー伝達によるダウン−コンバート処理 本発明のエネルギー伝達実施形態によって信号対雑音比と極めて微弱な信号への感度が向上すると同時に、ダウン−コンバートされた信号は単独で低インピーダンス負荷を駆動することができる。 本発明のエネルギー伝達態様は一般に図４５Ａおよび４５Ｂの４５０６によって表される。 以下に、これが達成される方法についてアンダー−サンプリング・システムとの比較から始めて段階的に初歩から説明する。

【０４６６】０．１ アンダー−サンプリングと比較したエネルギー伝達 上記のセクションＩＩではアンダー−サンプリングによってＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムを開示した。 アンダー−サンプリング・システムはアンダー−サンプリング信号によって制御されるサンプル・アンド・ホールド・システムを使用する。 アンダー−サンプリング信号は期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス列を含む。 無視できるアパーチャパルスはＥＭ信号から伝達されるエネルギーの量を最小限にする。 これによってアンダー−サンプリングされたＥＭ信号は歪みや破壊から保護される。 また、無視できるアパーチャパルスによってサンプル・アンド・
ホールド・システムは高インピーダンスシステムになっている。 アンダー−サンプリングの利点は高インピーダンス入力によってアンダー−サンプリングされたＥＭ信号の正確な電圧再現が可能であるということである。 その結果、セクションＩＩで開示された方法およびシステムは、ＥＭ信号を歪ませたり破壊することなく監視するといった多数の状況に有用であるが、これに限定されない。

【０４６７】セクションＩＩで開示されたアンダー−サンプリング・システムは無視できる量のエネルギーしか伝達しないので、すべての状況に適しているわけではない。 例えば、無線通信の場合、受信無線周波数（ＲＦ）
信号は通常極めて微弱であって、雑音と区別するために増幅しなければならない。 セクションＩＩで開示されたアンダー−サンプリング・システムによって伝達される無視できる量のエネルギーでは、受信ＲＦ信号を雑音と区別するのに十分でないことがある。

【０４６８】本発明の一態様に従って、ＥＭ信号から無視できない量のエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする方法およびシステムを以下に開示する。 結果として生じるダウン−コンバートされた信号は、ダウン−コンバートされた信号を雑音から区別するのに十分なエネルギーを有する。 結果として生じるダウン−コンバートされた信号はまた、バッファリングなしに低インピーダンス回路を駆動できるエネルギーを有する。

【０４６９】アンダー−サンプリングと区別するためにエネルギー伝達によるダウン−コンバートされた処理を以下に段階的に紹介する。 最初に、アンダー−サンプリングの検討から始める。

【０４７０】０．１．１ アンダー−サンプリングの検討 図７８Ａは入力ＥＭ信号７８０４をダウン−コンバートする例示のアンダー−サンプリング・システム７８０２
を示す。 アンダー−サンプリング・システム７８０２は保持キャパシタンス７８０８として示されている、スイッチモジュール７８０６と保持モジュールとを含む。 アンダー−サンプリング信号７８１０はスイッチモジュール７８０６を制御する。 アンダー−サンプリング信号７
８１０はゼロ時間に向かう無視できるパルス幅を有するパルス列を含む。 無視できるパルス幅または期間は、例えば、９００ＭＨｚ信号をアンダー−サンプリングする場合に１〜１０ピコ秒の範囲である。 その他の任意の適した無視できるパルス幅も使用できるが、この場合、影響を受けていない元の入力信号電圧の正確な再現が元の入力信号電圧に大幅な影響を与えることなしに所望される。

【０４７１】アンダー−サンプリング環境では、保持キャパシタンス７８０８は好ましくは小さいキャパシタンス値を有する。 これによって保持キャパシタンス７８０
８はアンダー−サンプリング信号パルスの無視できるアパーチャ中に入力ＥＭ信号７８０４の電圧付近まで荷電することが可能になる。 例えば、一実施形態では、保持キャパシタンス７８０８は１ｐＦの範囲内の値を有する。 その他の適したキャパシタンス値を使用して影響を受けていない元の入力信号の電圧をほぼ達成することができる。 以下に述べるように、ある種の影響について種々のキャパシタンスを使用することができる。 アンダー−サンプリング・システムは負荷７８１２に結合できる。 図７８Ｂに、図７８Ａの負荷７８１２が高インピーダンス負荷７８１８として示されている。 高インピーダンス負荷は、システムの所与の出力周波数の出力駆動インピーダンスにとって比較的重要ではない。 高インピーダンス負荷７８１８によって保持キャパシタンス７８０
８はアンダー−サンプリングパルス中に蓄積した電荷をほぼ維持することができる。

【０４７２】図７９Ａ〜７９Ｆはアンダー−サンプリング・システム７８０２の例示のタイミング図を示す。 図７９Ａは例示の入力ＥＭ信号７８０４を示す。

【０４７３】図７９Ｃは期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス７９０４を含む例示のアンダー−サンプリング信号７８１０を示す。

【０４７４】図７９Ｂはアンダー−サンプリング・システム７８０２の端子７８１４で測定された、アンダー−
サンプリングされた入力ＥＭ信号７８０４への無視できる効果を示す。 図７９Ｂで、無視できる歪み７９０２はアンダー−サンプリング信号７８１０のパルスと相関する。 この実施形態では、無視できる歪み７９０２は入力ＥＭ信号７８０４の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、入力ＥＭ信号はダウン−コンバートされる。 無視できる歪み７９０２は保持キャパシタンス７８
０８に伝達される電荷の形で無視できる量のエネルギーを表す。

【０４７５】負荷７８１２が高インピーダンス負荷の場合、保持キャパシタンス７８０８はパルス７９０４間で著しく放電することはない。 その結果、パルス７９０４
中に保持キャパシタンス７８０８に伝達される電荷は、
サンプリングされた電圧値を次のパルス７９０４まで端子７８１６で一定に「保持する」傾向がある。 入力ＥＭ
信号７８０４の電圧がパルス７９０４間で変化する時には、保持キャパシタンス７８０８は新しい電圧をほぼ達成し、端子７８１６上の結果として生じる電圧は図７９
Ｄに示すように、階段波パターンを形成する。

【０４７６】図７９Ｅは図７９Ｄの階段波電圧を縮小タイムスケールで示す。 図７９Ｅに示す階段波電圧をフィルタリングして図７９Ｆに示す信号を生成することができる。 図７９Ｄ、Ｅ、およびＦに示す信号は、図７９
Ｄ、Ｅ、およびＦに示す信号が成功裏にダウン−コンバートされている点を除いて、図７９Ａの入力ＥＭ信号７
８０４のほぼすべてのベースバンド特性を有する。

【０４７７】図７９Ｅおよび７９Ｆに示すダウン−コンバートされた信号の電圧レベルは入力ＥＭ信号７８０４
の電圧レベルにほぼ近いということに留意されたい。 その結果、アンダー−サンプリング・システム７８０２
は、入力ＥＭ信号７８０４に大幅な影響を与えることなしに、相当の電圧再現を達成しながら入力ＥＭ信号７８
０４をダウン−コンバートする。 ただし、入力ＥＭ信号７８０４がＲＦ環境で通常５０オームの駆動インピーダンスを有する（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜５ｍＶおよび５０
オーム）として、出力で得られる電力は比較的無視できる（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜５ｍＶおよび１Ｍオーム）ことにも留意されたい。

【０４７８】０．１．１．１ 負荷のインピーダンスを低下させる効果 負荷７８１２のインピーダンスを低下させる効果について以下に説明する。 図８０Ａ〜８０Ｅは負荷７８１２が比較的低いインピーダンス負荷、すなわち、システムの所与の出力周波数の出力駆動インピーダンスに関して重要な負荷である時のアンダー−サンプリング・システム７８０２の例示のタイミング図を示す。

【０４７９】図８０Ａは図７９Ａに示す入力ＥＭ信号とほぼ同様の例示の入力ＥＭ信号７８０４を示す。

【０４８０】図８０Ｃは期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス８００４を含む例示のアンダー−サンプリング信号７８１０を示す。 図８０Ｃに示す例示のアンダー−サンプリング信号７８１０は、図７９Ｃに示す例示のアンダー−サンプリング信号とほぼ同様である。

【０４８１】図８０Ｂはアンダー−サンプリング・システム７８０２の端子７８１４で測定された、アンダー−
サンプリングされた入力ＥＭ信号７８０４への無視できる効果を示す。 図８０Ｂで、無視できる歪み８００２は図８０Ｃのアンダー−サンプリング信号７８１０のパルス８００４と相関する。 この実施例では、無視できる歪み８００２は入力ＥＭ信号７８０４の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、入力ＥＭ信号７８０４
はダウン−コンバートされる。 無視できる歪み８００２
は保持キャパシタンス７８０８に伝達される電荷の形で無視できる量のエネルギーを表す。

【０４８２】負荷７８１２が低インピーダンス負荷の場合、保持キャパシタンス７８０８はパルス８００４間で負荷によって著しく放電する（図８０Ｃ）。 その結果、
保持キャパシタンス７８０８は、図７９Ｄの場合に見られるように、元のＥＭ入力信号７８０４の電圧を相当に達成する、すなわち、「保持」することはできない。 その代わりに、電荷は図８０Ｄに示す出力として現れる。

【０４８３】図８０Ｅは図８０Ｄの出力を縮小タイムスケールで示す。 図８０Ｅの出力をフィルタリングして図８０Ｆに示す信号を生成することができる。 図８０Ｆに示すダウン−コンバートされた信号は、図８０Ｆに示す信号が図７９Ｆに示すダウン−コンバートされた信号よりも振幅が小さいという点を除いて、図７９Ｆのダウン−コンバートされた信号とほぼ同様である。 これは負荷７８１２が低インピーダンスであるため、保持キャパシタンス７８０８は、元のＥＭ入力信号７８０４の電圧を相当に達成する、すなわち、「保持」することができないことが原因である。 その結果、入力ＥＭ信号７８０４
がＲＦ環境で通常５０オームの駆動インピーダンスを有する（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜５ｍＶおよび５０オーム）
として、図８０Ｆに示すダウン−コンバートされた信号は任意の電圧再現を提供できず、出力で比較的無視できる電力を有する（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜２００μＶおよび２Ｋオーム）。

【０４８４】０．１．１．２ 保持キャパシタンスの値を増加させる効果 低インピーダンス負荷７８１２を駆動しながら保持キャパシタンス７８０８の値を増加させる効果について以下に説明する。 図８１Ａ〜８１Ｆは、保持キャパシタンス７８０８が例えば１８ｐＦの範囲のより大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・システム７８０２の例示のタイミング図を示す。

【０４８５】図８１Ａは図７９Ａおよび８０Ａに示す入力信号とほぼ同様の例示の入力ＥＭ信号７８０４を示す。

【０４８６】図８１Ｃは期間がゼロ時間に向かう無視できるアパーチャを有するパルス８１０４を含む例示のアンダー−サンプリング信号７８１０を示す。 図８１Ｃに示す例示のアンダー−サンプリング信号７８１０は、図７９Ｃおよび８０Ｃに示すアンダー−サンプリング信号とほぼ同様である。

【０４８７】図８１Ｂはアンダー−サンプリング・システム７８０２の端子７８１４で測定された、アンダー−
サンプリングされた入力ＥＭ信号７８０４への無視できる効果を示す。 図８１Ｂで、無視できる歪み８１０２は図８１Ｃのアンダー−サンプリング信号７８１０のパルス８１０４と相関する。 仔細に検査すると、無視できる歪み８１０２は入力ＥＭ信号７８０４の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、入力ＥＭ信号７８０
４はダウン−コンバートされる。 無視できる歪み８１０
２は、保持キャパシタンス７８０８に伝達される電荷の形で無視できる量のエネルギーを表す。

【０４８８】図８１Ｄは、図８１Ｃに示すパルス８１０
４の無視できるアパーチャ中に保持キャパシタンス７８
０８が元の入力ＥＭ信号電圧を達成して「保持」しようとしたが失敗した結果として生じた、端子７８１６で測定される電圧を示す。

【０４８９】負荷７８１２が低インピーダンス負荷の場合、保持キャパシタンス７８０８はパルス８１０４間の負荷によって著しく放電する（図８１Ｃ）ことに留意されたい。 図８１Ｄおよび図８１Ｅでも同様である。 その結果、保持キャパシタンス７８０８は、図７９Ｄの場合に見られるように、元のＥＭ入力信号７８０４の電圧を相当に達成する、すなわち、「保持」することはできない。 その代わりに、電荷は図８１Ｄに示す出力として現れる。

【０４９０】図８１Ｅはダウン−コンバートされた信号８１０６を縮小タイムスケールで示す。 ダウン−コンバートされた信号８１０６の振幅は図８０Ｄおよび８０Ｅ
に示すダウン−コンバートされた信号の振幅よりも著しく小さいことに留意されたい。 これは保持キャパシタンス７８０８の容量性値の方が高いためである。 一般に、
容量性値が増加すると、所与のアパーチャの電圧を増加するために必要な電荷が増加する。 図８１Ｃのパルス８
１０４の無視できるアパーチャのために、著しい量のエネルギーまたは電荷を入力ＥＭ信号７８０４から保持キャパシタンス７８０８に伝達する十分な時間がない。 その結果、保持キャパシタンス７８０８によって達成される振幅は図８０Ｄおよび８０Ｅに示すダウン−コンバートされた信号の振幅よりもはるかに小さい。

【０４９１】図８０Ｅおよび８０Ｆで、入力ＥＭ信号７
８０４がＲＦ環境で通常５０オームの駆動インピーダンスを有する（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜５ｍＶおよび５０オーム）として、フィルタリングの有無を問わず、出力信号は任意の電圧再現を提供できず、出力で得られる比較的無視できる電力を有する（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜１５
０μＶおよび２Ｋオーム）。

【０４９２】要するに、図７８に示すアンダー−サンプリング・システム７８０２などのアンダー−サンプリング・システムは、比較的正確な電圧再現を達成しながらＥＭ信号をダウン−コンバートする処理に十分に適している。 また、それらのシステムは元の入力ＥＭ信号に無視できる効果を与える。 ただし、上に示したように、図７８に示すアンダー−サンプリング・システム７８０２
などのアンダー−サンプリング・システムはエネルギーを伝達したり低インピーダンスの負荷を駆動する処理にはあまり適していない。

【０４９３】０．１．２ エネルギー伝達序論 一実施形態では、本発明はアンダー−サンプリング信号の代わりにエネルギー伝達信号を使用することでＥＭ信号からエネルギーを伝達する。 無視できるアパーチャパルスを有するアンダー−サンプリング信号とは異なり、
エネルギー伝達信号はゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するパルス列を含む。 その結果、ＥＭ
入力信号からエネルギーを伝達する時間が増える。 １つの直接の利点は、システムの入力インピーダンスが低減されて実用的なインピーダンス整合回路を実施してエネルギー伝達、ひいては全体の効率を向上させることができる点である。 無視できない被伝達エネルギーによって、信号対雑音比と極めて微弱な信号への感度が著しく向上すると同時に、ダウン−コンバートされた信号は単独で低インピーダンス負荷を駆動することができる。 特に有利になる信号はＲＦ信号に分類される低出力信号である。 無視できないアパーチャの１つの利点は、アンダー−サンプリング信号の位相雑音または従来のサンプリング信号の位相雑音がそれぞれの出力上にもたらす効果と比較して、エネルギー伝達信号内の位相雑音はダウン−コンバートされた出力信号上にそれほど著しい効果をもたらさないという点である。

【０４９４】図８２Ａは入力ＥＭ信号８２０４をダウン−コンバートする例示のエネルギー伝達システム８２０
２を示す。 エネルギー伝達システム８２０２はスイッチモジュール８２０６および蓄積キャパシタンス８２０８
として示された蓄積モジュールを含む。 本セクションで使用する蓄積モジュールおよび蓄積キャパシタンスという用語はそれぞれ、保持モジュールおよび保持キャパシタンスという用語と区別できる。 上記の保持モジュールおよび保持キャパシタンスは、電圧値を「保持する」意図で、アンダー−サンプリングされた入力ＥＭ信号から無視できる量のエネルギーを蓄積するシステムを指す。
他方、蓄積モジュールおよび蓄積キャパシタンスは、入力ＥＭ信号から無視できない量のエネルギーを蓄積するシステムを指す。

【０４９５】エネルギー伝達システム８２０２はスイッチモジュール８２０６を制御するエネルギー伝達信号８
２１０を受信する。 エネルギー伝達信号８２１０は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないパルス幅を有するエネルギー伝達パルス列を含む。 無視できないパルス幅は任意の無視できない量でよい。 例えば、無視できないパルス幅は入力ＥＭ信号の周期の１／２でよい。 あるいは、無視できないパルス幅は入力ＥＭ信号の周期のその他の任意の分数または周期の倍数プラス分数でよい。 例示の実施形態では、入力ＥＭ信号は約９００ＭＨｚで、
無視できないパルス幅は約５５０ピコ秒である。 その他の任意の適した無視できないパルス期間も使用できる。

【０４９６】エネルギー伝達環境では、図８２に蓄積キャパシタンス８２０８として示す蓄積モジュールは、伝達される電力を処理して、無視できないアパーチャ期間中に無視できない量の電力を受け入れる能力を備えることが好ましい。 それにより、蓄積キャパシタンス８２０
８は、入力ＥＭ信号８２０４の影響を受けていない元の電圧レベルを正確に再現することを十分に考慮せずに、
入力ＥＭ信号８２０４から伝達されたエネルギーを蓄積することができる。 例えば、一実施形態では、蓄積キャパシタンス８２０８は１８ｐＦの範囲の値を有する。 その他の適したキャパシタンス値と蓄積モジュールも使用できる。

【０４９７】エネルギー伝達システム８２０２の１つの利点は、入力ＥＭ信号８２０４が極めて微弱な信号であっても、エネルギー伝達システム８２０２は入力ＥＭ信号が効率的にダウン−コンバートできるだけのエネルギーを入力ＥＭ信号８２０４から伝達するという点である。

【０４９８】エネルギー伝達システム８２０２は負荷８
２１２に結合されている。 アンダー−サンプリングの概要から、負荷は高インピーダンス負荷または低インピーダンス負荷として分類されることに留意されたい。 高インピーダンス負荷は、システムの所与の出力周波数の出力駆動インピーダンスにとって比較的重要ではない負荷である。 低インピーダンス負荷は比較的重要な負荷である。 エネルギー伝達システム８２０２の別の利点は、無視できない量の被伝達エネルギーによって、エネルギー伝達システム８２０２は、そうでなければアンダー−サンプリング・システムおよび従来のサンプリング・システムで低インピーダンス負荷として分類される負荷を効果的に駆動することができるという点である。 言い換えれば、無視できない量の被伝達エネルギーによって、低インピーダンス負荷の場合であっても、蓄積キャパシタンス８２０８は負荷８２０２を駆動できるだけのエネルギーまたは電荷を確実に受け入れるか維持できる。 これは下記の図８３Ａ〜８３Ｆのタイミング図に示されている。

【０４９９】図８３Ａ〜８３Ｆは図８２のエネルギー伝達システム８２０２の例示のタイミング図を示す。 図８
３Ａは例示の入力ＥＭ信号８３０２を示す。

【０５００】図８３Ｃは期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス８
３０６を含む例示のアンダー−サンプリング信号８３０
４を示す。

【０５０１】図８３Ｂは無視できない量のエネルギーが入力ＥＭ信号８３０２から伝達される時の図８２Ａの端子８２１４で測定される入力ＥＭ信号８３０２への効果を示す。 図８３Ｂで、無視できない歪み８３０８は図８
３Ｃのエネルギー伝達パルス８３０６と相関する。 この例では、無視できない歪み８３０８は入力ＥＭ信号８３
０２の後続の周期上の異なる位置で発生する。 無視できない歪み８３０８は無視できない量の被伝達エネルギーを図８２の蓄積キャパシタンス８２０８に伝達される電荷の形で表す。

【０５０２】図８３Ｄは入力ＥＭ信号８３０２から伝達されたエネルギーによって形成されるダウン−コンバートされた信号８３１０を示す。

【０５０３】図８３Ｅはダウン−コンバートされた信号８３１０を縮小タイムスケールで示す。 ダウン−コンバートされた信号８３１０をフィルタリングして図８３Ｆ
に示すダウン−コンバートされた信号８３１２を生成することができる。 ダウン−コンバートされた信号８３１
２は、ダウン−コンバートされた信号８３１２が図７９
Ｆに示すダウン−コンバートされた信号（例えば、Ｖ ²
／Ｒ；〜５ｍＶおよび１Ｍオーム）よりも大幅に電力が大きい（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；約（〜）２ｍＶおよび２Ｋ
オーム）という点を除いて、図７９Ｆに示すダウン−コンバートされた信号と同様である。 その結果、入力ＥＭ
信号８２０４がＲＦ環境で通常５０オームの駆動インピーダンスを有する（例えば、Ｖ ² ／Ｒ；〜５ｍＶおよび５０オーム）として、ダウン−コンバートされた信号８
３１０および８３１２は低インピーダンス負荷を効率的に駆動することができる。

【０５０４】本発明のエネルギー伝達態様の概略を図４
５Ａおよび４５Ｂに４５０６によって示す。

【０５０５】１． エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をＩＦ ＥＭ信号にダウン−コンバートする処理 一実施形態では、本発明は、エイリアシングレートでＥ
Ｍ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をＩＦ
信号にダウン−コンバートする。 この実施形態は図４５
Ｂに４５１４によって示されている。

【０５０６】この実施形態は、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号で実施できるが、これに限定されない。 本セクションではこの実施形態について例として図１の被変調搬送波信号Ｆ _MC
を使用して説明する。 この例では、被変調搬送波信号Ｆ
_MCは中間周波数（ＩＦ）信号Ｆ _IFにダウン−コンバートされる。 中間周波数信号Ｆ _IFは従来の復調技法を使用してベースバンド信号Ｆ _DMBに復調することができる。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含むがこれに限定されない任意のＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０５０７】以下のセクションで、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする方法について説明する。 これらの方法を実施する例示の構成実施形態についても説明する。 本発明は以下の特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 以下の実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０５０８】以下のセクションは、上級レベルの説明、
例示の実施形態、および実施態様例を含む。

【０５０９】１．１ 上級レベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）では、本発明による、エネルギーを伝達することでＥＭ信号をＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする処理の上級レベルの説明を行う。 特に、エネルギーを伝達することで被変調搬送波信号Ｆ _MCをＩＦ被変調搬送波信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする動作処理について上級レベルの説明を行う。 また、この処理を実施する構造実施態様についても上級レベルの説明を行う。 本セクションでは、この構造実施態様は限定的なものではなく例示的なものとして記載されている。 特に、本セクションに記載された処理は、本セクションにその１つが記載された任意の数の構造実施態様を使用して達成できる。 そのような構造実施態様の詳細は本セクションの教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【０５１０】１．１．１ 動作説明 図４６Ｂは、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートする例示の方法を示す流れ図４６０７を示す。 流れ図４６０７に示された例示の方法は、図４６
Ａの流れ図４６０１の一実施形態である。

【０５１１】本発明では、変調技法の任意の、またすべての組合せが有効である。 話を分かりやすくするために、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して本発明の上級レベルの動作説明を行う。 以降のセクションにＡ
Ｍ、ＦＭおよびＰＭの例示の実施形態について詳細な流れ図を示して説明する。 その開示と実施例とを読めば、
当業者は、本発明を実施して、任意の形式の被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥ
Ｍ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０５１２】流れ図４６０７に示す方法について、図６
ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して以下に上級レベルの説明を行う。 以降のセクションにＡＭ、Ｆ
ＭおよびＰＭの例示の実施形態について詳細な流れ図を示して説明する。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、任意の形式の被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０５１３】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ４６０８はディジタルＡＭ搬送波信号６１
６によって表される。 図６ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６は便宜のために図４７Ａに再び示されている。
図４７Ｅは、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０５１４】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図４７Ｂは例示のエネルギー伝達信号４７０２を示す。 エネルギー伝達信号４７０２は、ゼロ時間の期間から遠ざかる無視できないアパーチャ４７０１を有するエネルギー伝達パルス列４７０４を含む。 一般に、アパーチャ４７０１はＥＭ信号の周期と異なる任意の期間でよい。 例えば、アパーチャ４７０１はＥＭ信号の周期より大きくても小さくてもよい。 したがって、アパーチャ４７０１はＥＭ信号の周期の約１／１０、１／４、１／
２、３／４など、またはその他の任意の分数でよい。 あるいは、アパーチャ４７０１は、およそＥＭ信号の１つまたは２つ以上の周期プラスＥＭ信号の周期の１／１
０、１／４、１／２、３／４など、またはその他の任意の分数であってもよい。 アパーチャ４７０１は以下のセクションで説明する種々の基準の１つまたは複数に基づいて最適化できる。

【０５１５】エネルギー伝達パルス４７０４はエイリアシングレートで繰り返す。 以下に説明するように、適切なエイリアシングレートを決定または選択できる。 一般に、ＥＭ信号を中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートは下記の差周波数にほぼ等しいか、または差周波数の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０５１６】ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図４
７Ｃはエネルギー伝達パルス４７０４中にＥＭ信号から伝達される、被伝達エネルギー４７０６を示す。 エイリアシングレートの調波はＡＭ信号６１６の周波数からオフセットされた位置で発生するので、パルス４７０４はＡＭ信号６１６上にオフセット周波数で「移動する」。
ＡＭ信号６１６上に「移動する」ことで、ＡＭ中間信号がＡＭ搬送波信号６１６よりも低い周波数を有する点を除いて、被伝達エネルギー４７０６はＡＭ搬送波信号６
１６と同様のＡＭ中間信号４７０６を形成する。 ＡＭ搬送波信号６１６は下記のようにエイリアシングレートＦ
_ARを調整することでＡＭ搬送波信号６１６よりも低い任意の周波数にダウン−コンバートできる。

【０５１７】図４７Ｄはフィルタリングされた出力信号４７０８としてのＡＭ中間信号４７０６を示す。 代替実施形態では、本発明は階段波、またはフィルタリングされていない出力信号を出力する。 フィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号およびフィルタリングされていない出力信号の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０５１８】この例では中間信号４７０６および４７０
８であるダウン−コンバートされた信号Ｆ _IFの中間周波数は、便宜のために以下に再び示す式（２）から決定される。

【０５１９】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR ±Ｆ _IF式（２） 適切なエイリアシングレートＦ _ARは種々の方法で決定できる。 エイリアシングレートＦ _ARを決定する例示の方法に関して以下に説明する。 本セクションの説明を読めば、当業者は、本セクションに特に示された被変調搬送波信号以外のＥＭ信号を含むＥＭ信号の適当なエイリアシングレートを決定する方法を理解するであろう。

【０５２０】図４８で、流れ図４８０１はエイリアシングレートＦ _ARを決定する例示の処理を示す。 ただし、値を図示の順序とは異なる順序で決定することを設計者は選択でき、または適用で指示できる。 この処理はステップ４８０２から開始する。 ステップ４８０２はＥＭ信号の周波数の決定または選択ステップを含む。 ＡＭ搬送波信号６１６の周波数は例えば９０１ＭＨｚである。

【０５２１】ステップ４８０４は中間周波数を決定または選択するステップを含む。 これはＥＭ信号がダウン−
コンバートされる周波数である。 中間周波数はダウンストリーム復調装置の周波数要件に合致するように決定または選択できる。 中間周波数は例えば１ＭＨｚである。

【０５２２】ステップ４８０６はＥＭ信号をステップ４
８０４で指定されたＩＦにダウン−コンバートする１つまたは２つ以上のエイリアシングレートを決定するステップを含む。

【０５２３】式（２）は式（３）として書き直すことができ、さらに式（４）として書き直すことができる。

【０５２４】ｎ・Ｆ _AR ＝Ｆ _C ±Ｆ _IF式（３）

【０５２５】

【数８】

【０５２６】または式（５）として書き直すことができる。

【０５２７】

【数９】

【０５２８】（Ｆ _C ±Ｆ _IF ）は式（６）に示す差分値Ｆ
_DIFFとして定義できる。

【０５２９】（Ｆ _C ±Ｆ _IF ）＝Ｆ _DIFF式（６） 式（４）は式（７）として書き直すことができる。

【０５３０】

【数１０】

【０５３１】式（７）から、所与のｎと定数Ｆ _ARについて、Ｆ _DIFFは一定であることが分かる。 Ｆ _DIFF ＝Ｆ _C −
Ｆ _IFで、定数Ｆ _DIFFの場合、Ｆ _Cが増加するにつれてＦ
_IFは必ず増加する。 Ｆ _DIFF ＝Ｆ _C ＋Ｆ _IFで、定数Ｆ _DIFF
の場合、Ｆ _Cが増加するにつれてＦ _IFは必ず減少する。
後者のＦ _DIFF ＝Ｆ _C ＋Ｆ _IFの場合、Ｆ _Cの任意の位相または周波数の変化はＦ _IFの逆相もしくは反転位相または周波数の変化に対応する。 これは、Ｆ _DIFF ＝Ｆ _C ＋Ｆ _IFが使用される場合、上記の効果は被変調中間信号Ｆ _IFの位相特性と周波数特性とに影響するということを読者に教示するための記述である。

【０５３２】式（２）〜（７）は任意の値ｎについてその解を得ることができる。 任意の所与の差周波数Ｆ _DIFF
と任意の所望のエイリアシングレートＦ _AR(Desired)について適切なｎが決定できる。 式（２）〜（７）は、所望の中間信号Ｆ _IFを生成する所望のエイリアシングレートＦ _AR(Desired)に最も近い特定の調波を識別するために使用できる。

【０５３３】所与の差周波数Ｆ _DIFFと所望のエイリアシングレートＦ _AR(Desired)について適切なｎを決定する例を以下に示す。 式を見やすくするために、以下の例では（Ｆ _C −Ｆ _IF ）の場合だけを示す。

【０５３４】

【数１１】

【０５３５】所望のエイリアシングレートＦ
_AR(Desired)は、例えば、１４０ＭＨｚである。 搬送周波数が９０１ＭＨｚでＩＦが１ＭＨｚである前述の例を使用すると、ｎの初期値は以下のように決定される。

【０５３６】

【数１２】

【０５３７】初期値６．４は、（０．５、１、２、
３、． ． ． ）を含むと上記で定義した有効な最も近いｎ
に切り上げまたは切り下げることができる。 この例では、６．４は６．０に切り下げられ、（Ｆ _C −Ｆ _IF ）＝
Ｆ _DIFFの場合の式（５）に挿入される。

【０５３８】

【数１３】

【０５３９】言い換えれば、１５０ＭＨｚで９０１ＭＨ
ｚのＥＭ搬送波信号からエネルギーを伝達すると１ＭＨ
ｚの中間信号が生成される。 ＥＭ搬送波信号が被変調搬送波信号の時には、中間信号もほぼ変調を含む。 被変調中間信号は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０５４０】あるいは、所望のエイリアシングレートから出発せずに、種々の値ｎの解を得ることで式（５）の変形形式から適切なエイリアシングレートのリストを決定することができる。 解の例を以下に示す。

【０５４１】

【数１４】

【０５４２】ｎ＝０．５、１、２、３、４、５および６
の解は以下のようになる。

【０５４３】９００ＭＨｚ／０．５＝１．８ＧＨｚ（すなわち第２の調波） ９００ＭＨｚ／１＝９００ＭＨｚ（すなわち基本周波数） ９００ＭＨｚ／２＝４５０ＭＨｚ（すなわち第２の分数調波） ９００ＭＨｚ／３＝３００ＭＨｚ（すなわち第３の分数調波） ９００ＭＨｚ／４＝２２５ＭＨｚ（すなわち第４の分数調波） ９００ＭＨｚ／５＝１８０ＭＨｚ（すなわち第５の分数調波） ９００ＭＨｚ／６＝１５０ＭＨｚ（すなわち第６の分数調波） 上記のステップは（Ｆ _C ＋Ｆ _IF ）の場合について同様に実行できる。 その結果を（Ｆ _C −Ｆ _IF ）の場合に得られた結果と比較して、ある適用についてどちらがより良い結果を提供するかを判定できる。

【０５４４】一実施形態では、本発明は、例えば、１０
０ｋＨｚ〜２００ＭＨｚの範囲の比較的標準のＩＦにＥ
Ｍ信号をダウン−コンバートする。 本セクションでオフセットが小さい実施態様と呼ぶ別の実施形態では、本発明はＥＭ信号を比較的低い周波数、例えば、１００ｋＨ
ｚ未満の周波数にダウン−コンバートする。 本セクションでオフセットが大きい実施態様と呼ぶ別の実施形態では、本発明はＥＭ信号を比較的高いＩＦ信号、例えば、
２００ＭＨｚを超える信号にダウン−コンバートする。

【０５４５】種々のオフセット実施態様は異なる適用に選択的に備える。 一般に、データ速度が低い適用は低い中間周波数で動作できる。 ただし、中間周波数が高くなると所与の変調技法でサポートできる情報が増える。

【０５４６】本発明に従って、設計者は適用に最適な情報帯域幅と最適の中間周波数とを選択して、ベースバンド信号をサポートする。 中間周波数は変調ベースバンド信号Ｆ _MBの帯域幅をサポートできる程度に高い必要がある。

【０５４７】一般に、エイリアシングレートがＥＭ信号の調波または分数調波周波数に近づくにつれて、ダウン−コンバートされたＩＦ信号の周波数は減少する。 同様に、エイリアシングレートがＥＭ信号の調波または分数調波周波数から遠ざかるにつれて、ＩＦは増加する。

【０５４８】エイリアシング周波数の各調波の上下にはエイリアシングされた周波数が発生する。 問題のエイリアシング周波数（ＩＦ）の帯域内の他のエイリアシング周波数とのマッピングを防止するために、問題のＩＦはエイリアシングレートの半分に近くないことが好ましい。

【０５４９】以下の例示の実施態様に記載するように、
本発明に従って製造されるユニバーサル周波数変換（Ｕ
ＦＴ）モジュールを含むエイリアシングモジュールは周波数選択の幅広い融通性を提供し、したがって、幅広い適用で実施できる。 従来のシステムで周波数選択のこのレベルの融通性を提供することは困難または不可能である。

【０５５０】１．１．２ 構造説明 図６３は本発明の一実施形態によるエネルギー伝達システム６３０２のブロック図を示す。 エネルギー伝達システム６３０２は図１３の一般のエイリアシングシステム１３０２の例示の実施形態である。 エネルギー伝達システム６３０２はエネルギー伝達モジュール６３０４を含む。 エネルギー伝達モジュール６３０４は、ＥＭ信号１
３０４と、エイリアシングレートＦ _ARに等しい周波数で生成される期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列を含むエネルギー伝達信号６３０６を受信する。 エネルギー伝達信号６３０６は図１３のエイリアシング信号１３１０の例示の実施形態である。 エネルギー伝達モジュール６３０４
はエネルギー伝達信号６３０６のエイリアシングレートＦ _ARでＥＭ信号１３０４からエネルギーを伝達する。

【０５５１】好ましくは、エネルギー伝達モジュール６
３０４は、図４６Ｂの動作流れ図４６０７に示す形でＥ
Ｍ信号１３０４をからエネルギーを伝達して中間信号Ｆ
_IFにダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図４６０７のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０５５２】エネルギー伝達システム６３０２の動作について流れ図４６０７と図４７Ａ〜４７Ｅのタイミング図を参照しながら以下に説明する。 ステップ４６０８
で、エネルギー伝達モジュール６３０４はＡＭ搬送波信号６１６を受信する。 ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号４７０２
を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエイリアシングレートでＡＭ搬送波信号６１６からエネルギーを伝達してＡＭ搬送波信号６１
６を中間信号４７０６または４７０８にダウン−コンバートする。

【０５５３】エネルギー伝達システム６３０２の例示の実施態様については以下のセクション４および５で説明する。

【０５５４】１．２ 実施例 上記の方法および構造に関係する種々の実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０５５５】エネルギーを伝達することでＥＭ信号１３
０４をダウン−コンバートする方法は、被変調搬送波信号と非変調ＥＭ搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号で実施できる。 例えば、流れ図４６０１の方法を実施して、ＡＭ信号、ＦＭ信号、ＰＭ信号など、またはそれらの任意の組合せをダウン−コンバートできる。 図４６
Ａの流れ図４６０１の動作をＡＭ、ＦＭおよびＰＭのダウン−コンバート処理に関して以下に説明する。 ダウン−コンバージョンの説明は、中間信号へのダウン−コンバート処理、被復調ベースバンド信号への直接のダウン−コンバート処理、およびＦＭ信号の非ＦＭ信号へのダウン−コンバート処理を含む。 以下の例示的な説明は本発明の理解を容易にするものである。 本発明は以下の例示の実施形態に限定されるものではない。

【０５５６】１．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 １．２．１．１ 動作説明 図４６Ｂの流れ図４６０７の例示の処理の動作を、図５
Ｃに示すアナログＡＭ搬送波信号５１６と図６Ｃに示すディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。

【０５５７】１．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 図５ＣのアナログＡＭ搬送波信号５１６をアナログＡＭ
中間信号にダウン−コンバートする処理について図４６
Ｂの流れ図４６０７を参照しながら以下に説明する。 アナログＡＭ搬送波信号５１６は便宜のために図５０Ａに再び示されている。 この例で、アナログＡＭ搬送波信号５１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図５０Ｂでは、アナログＡＭ搬送波信号５００４は、アナログＡＭ搬送波信号５１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０５５８】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＡＭ搬送波信号５１６によって表される。

【０５５９】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５０Ｃは、例示のエネルギー伝達信号５００６
を図５０Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号５００６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャ５００９を有するエネルギー伝達パルス列５００７を含む。 エネルギー伝達パルス５００７
は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートＦ _ARで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０５６０】ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達して、ＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図５０Ｄで、該当するアナログＡＭ搬送波信号５００８はエイリアシングレートＦ _ARでアナログＡＭ搬送波信号５
１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するアナログＡＭ搬送波信号５００８は図５０Ｂおよび５０Ｃ
とほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０５６１】図５０Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成されるダウン−コンバートされたＡＭ中間信号５０１２を示す。 ＡＭ中間信号５０１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０５６２】ダウン−コンバートされた信号５０１２
は、図５０Ｃのエネルギー伝達パルス５００７と相関する部分５０１０Ａと、エネルギー伝達パルス５００７間の部分５０１０Ｂを含む。 部分５０１０Ａは、ＡＭアナログ信号５１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５０１
０Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５０
０７によってクローズされる時に発生する。 部分５０１
０Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５０１０Ｂはエネルギー伝達パルス５００７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０５６３】エイリアシングレートの調波はアナログＡ
Ｍ搬送波信号５１６からオフセットされているので、エネルギー伝達パルス５００７はアナログＡＭ搬送波信号５１６上に差周波数Ｆ _DIFFで「移動する」。 言い換えれば、エネルギー伝達パルス５００７はＡＭ搬送波信号５
１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、エネルギー伝達パルス５００７はアナログＡＭ搬送波信号５１６から変動する量のエネルギーを捕捉する。
これは、ＡＭ中間信号５０１２に発振周波数Ｆ _IFを提供する部分５０１０Ａによって示されている。

【０５６４】図５０Ｆで、ＡＭ中間信号５０１４はＡＭ
中間信号５０１２を縮小タイムスケールで示す。 図５０
Ｇで、ＡＭ中間信号５０１６はＡＭ中間信号５０１４のフィルタリングされたバージョンを表す。 ＡＭ中間信号５０１６は、ＡＭ中間信号５０１６が中間周波数で動作する点を除いてＡＭ搬送波信号５１６とほぼ同様である。 ＡＭ中間信号５０１６は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０５６５】本発明は、フィルタリングされていないＡ
Ｍ中間信号５０１４、フィルタリングされたＡＭ中間信号５０１６、部分的にフィルタリングされたＡＭ中間信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０５６６】本セクションで参照する信号は、本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５０ＦのＡＭ中間信号５０１４と図５０ＧのＡＭ中間信号５０１６は、ＡＭ搬送波信号５１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０５６７】１．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６をディジタルＡＭ中間信号にダウン−コンバートする処理について、図４６Ｂ
の流れ図４６０７を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は便宜のために図５１Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図５１Ｂでは、
ディジタルＡＭ搬送波信号５１０４はディジタルＡＭ搬送波信号６１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０５６８】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはディジタルＡＭ搬送波信号６１６によって表される。

【０５６９】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５１Ｃは、例示のエネルギー伝達信号５１０６
を図５１Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号５１０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャ５１０９を有するエネルギー伝達パルス列５１０７を含む。 エネルギー伝達パルス５１０７
は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートは差周波数Ｆ
_DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０５７０】ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図５
１Ｄで、該当するディジタルＡＭ搬送波信号５１０８はエイリアシングレートＦ _ARでディジタルＡＭ搬送波信号６１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するディジタルＡＭ搬送波信号５１０８は、図５１Ｂおよび５１Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０５７１】図５１Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成されるダウン−コンバートされたＡＭ中間信号５１１２を示す。 ＡＭ中間信号５１１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０５７２】ダウン−コンバートされた信号５１１２は図５１Ｃのエネルギー伝達パルス５１０７と相関する部分５１１０Ａと、エネルギー伝達パルス５１０７間の部分５１１０Ｂを含む。 部分５１１０Ａは、ディジタルＡ
Ｍ搬送波信号６１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５
１１０Ａは、スイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５１０７によってクローズされる時に発生する。 部分５１１０Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５１１０Ｂはエネルギー伝達パルス５１０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０５７３】エイリアシングレートの調波はディジタルＡＭ搬送波信号６１６の周波数からオフセットされているので、エネルギー伝達パルス５１０７はディジタルＡ
Ｍ信号６１６中を差周波数Ｆ _DIFFで「移動する」。 言い換えれば、エネルギー伝達パルス５１０７はディジタルＡＭ搬送波信号６１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、エネルギー伝達パルス５１０７はディジタルＡＭ搬送波信号６１６から変動する量のエネルギーを捕捉する。 これは、ＡＭ中間信号５１１２に発振周波数Ｆ _IFを提供する部分５１１０によって示されている。

【０５７４】図５１Ｆで、ＡＭ中間信号５１１４はＡＭ
中間信号５１１２を縮小タイムスケールで表す。 図５１
Ｇで、ＡＭ中間信号５１１６はＡＭ中間信号５１１４のフィルタリングされたバージョンを表す。 ＡＭ中間信号５１１６は、ＡＭ中間信号５１１６が中間周波数で動作する点を除いて、ＡＭ搬送波信号６１６とほぼ同様である。 ＡＭ中間信号５１１６は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０５７５】本発明は、フィルタリングされていないＡ
Ｍ中間信号５１１４、フィルタリングされたＡＭ中間信号５１１６、部分的にフィルタリングされたＡＭ中間信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０５７６】本セクションで参照する信号は、本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５１ＦのＡＭ中間信号５１１４と図５１ＧのＡＭ中間信号５１１６は、ＡＭ搬送波信号６１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０５７７】１．２．１．２ 構造説明 エネルギー伝達システム６３０２の動作を、流れ図４６
０７と図５０Ａ〜５０Ｇのタイミング図を参照しながら、アナログＡＭ搬送波信号５１６に関して以下に説明する。 ステップ４６０８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はアナログＡＭ搬送波信号５１６を受信する。
ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０
４はエネルギー伝達信号５００６を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５００６のエイリアシングレートでアナログＡＭ搬送波信号５１６からエネルギーを伝達して、
アナログＡＭ搬送波信号５１６をＡＭ中間信号５０１２
にダウン−コンバートする。

【０５７８】エネルギー伝達システム６３０２の動作を、流れ図１４０１と図５１Ａ〜５１Ｇのタイミング図を参照しながら、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。 ステップ４６０８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はディジタルＡＭ搬送波信号６
１６を受信する。 ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５１０６を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５１０６のエイリアシングレートでディジタルＡＭ搬送波信号６１６からエネルギーを伝達して、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６をＡＭ中間信号５１１２にダウン−コンバートする。

【０５７９】エネルギー伝達モジュール６３０４の例示の実施形態については以下のセクション４および５で開示する。

【０５８０】１．２．２ 第２の実施形態：周波数変調 １．２．２．１ 動作説明 図４６Ｂの流れ図４６０７の例示の処理の動作を、図７
Ｃに示すアナログＦＭ搬送波信号７１６と図８Ｃに示すディジタルＦＭ搬送波信号８１６に関して以下に説明する。

【０５８１】１．２．２．１．１ アナログＦＭ搬送波信号 図７ＣのアナログＦＭ搬送波信号７１６をＦＭ中間信号にダウン−コンバートする処理について、図４６Ｂの流れ図４６０７を参照しながら以下に説明する。 アナログＦＭ搬送波信号７１６は便宜のために図５２Ａに再び示されている。 この例で、アナログＦＭ搬送波信号７１６
は約９０１ＭＨｚで発振する。 図５２Ｂでは、アナログＦＭ搬送波信号５２０４はアナログＦＭ搬送波信号７１
６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０５８２】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＦＭ搬送波信号７１６によって表される。

【０５８３】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５２Ｃは、例示のエネルギー伝達信号５２０６
を図５２Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号５２０６は、期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列５２０７を含む。 エネルギー伝達パルス５２０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートＦ _ARで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ
_DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０５８４】ステップ４６１２は、エイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図５２Ｄで、該当するアナログＦＭ搬送波信号５２０８はエイリアシングレートＦ _ARでアナログＦＭ搬送波信号７
１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するアナログＦＭ搬送波信号５２０８は図５２Ｂおよび５２Ｃ
とほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０５８５】図５２Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成されるダウン−コンバートされたＦＭ中間信号５２１２を示す。 ＦＭ中間信号５２１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０５８６】ダウン−コンバートされた信号５２１２は図５２Ｃのエネルギー伝達パルス５２０７と相関する部分５２１０Ａと、エネルギー伝達パルス５２０７間の部分５２１０Ｂを含む。 部分５２１０Ａは、アナログＦＭ
搬送波信号７１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５２
１０Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５
２０７によってクローズされる時に発生する。 部分５２
１０Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５２１０Ｂはエネルギー伝達パルス５２０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０５８７】エイリアシングレートの調波はアナログＦ
Ｍ搬送波信号７１６の周波数からオフセットされているので、エネルギー伝達パルス５２０７はアナログＦＭ搬送波信号７１６上に差周波数Ｆ _DIFFで「移動する」。 言い換えれば、エネルギー伝達パルス５２０７はアナログＦＭ搬送波信号７１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、エネルギー伝達パルス５２０７はアナログＦＭ搬送波信号７１６から変動する量のエネルギーを捕捉する。 これは、ＦＭ中間信号５２１２に発振周波数Ｆ _IFを提供する部分５２１０によって示されている。

【０５８８】図５２Ｆで、アナログＦＭ中間信号５２１
４はＦＭ中間信号５２１２を縮小タイムスケールで表す。 図５２Ｇで、ＦＭ中間信号５２１６はＦＭ中間信号５２１４のフィルタリングされたバージョンを表す。 Ｆ
Ｍ中間信号５２１６は、ＦＭ中間信号５２１６が中間周波数で動作する点を除いてアナログＦＭ搬送波信号７１
６とほぼ同様である。 ＦＭ中間信号５２１６は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０５８９】本発明は、フィルタリングされていないＦ
Ｍ中間信号５２１４、フィルタリングされたＦＭ中間信号５２１６、部分的にフィルタリングされたＦＭ中間信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は、一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０５９０】本セクションで参照する信号は、本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５２ＦのＦＭ中間信号５２１４と図５２ＧのＦＭ中間信号５２１６は、ＦＭ搬送波信号７１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０５９１】１．２．２．１．２ ディジタルＦＭ搬送波信号 ディジタルＦＭ搬送波信号８１６をダウン−コンバートする処理について図４６Ｂの流れ図４６０７を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＦＭ搬送波信号８１６
は便宜のために図５３Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６は約９０１ＭＨｚ
で発振する。 図５３Ｂでは、ディジタルＦＭ搬送波信号５３０４はディジタルＦＭ搬送波信号８１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０５９２】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはディジタルＦＭ搬送波信号８１６によって表される。

【０５９３】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５３Ｃは、例示のエネルギー伝達信号５３０６
を図５３Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号５３０６は、期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャ５３０９を有するエネルギー伝達パルス列５３０７を含む。 エネルギー伝達パルス５３０
７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、中間周波数信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０５９４】ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図５
３Ｄで、該当するディジタルＦＭ搬送波信号５３０８はエイリアシングレートＦ _ARでディジタルＦＭ搬送波信号８１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するディジタルＦＭ搬送波信号５３０８は、図５３Ｂおよび５３Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０５９５】図５３Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成されるダウン−コンバートされたＦＭ中間信号５３１２を示す。 ダウン−コンバートされた信号５
３１２は図５３Ｃのエネルギー伝達パルス５３０７と相関する部分５３１０Ａと、エネルギー伝達パルス５３０
７間の部分５３１０Ｂを含む。 ダウン−コンバートされた信号５３１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０５９６】部分５３１０Ａは、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５３１０Ａ
はスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５３０７
によってクローズされる時に発生する。

【０５９７】部分５３１０Ｂは、負荷を駆動し続ける、
蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５
３１０Ｂはエネルギー伝達パルス５３０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０５９８】エイリアシングレートの調波はディジタルＦＭ搬送波信号８１６の周波数からオフセットされているので、エネルギー伝達パルス５３０７はディジタルＦ
Ｍ搬送波信号８１６上に差周波数Ｆ _DIFFで「移動する」。 言い換えれば、エネルギー伝達パルス５３０７はディジタルＦＭ搬送波信号８１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、エネルギー伝達パルス５
３０７はディジタルＦＭ搬送波信号８１６から変動する量のエネルギーを捕捉する。 これは、ＦＭ中間信号５３
１２に発振周波数Ｆ _IFを提供する部分５３１０によって示されている。

【０５９９】図５３Ｆで、ディジタルＦＭ中間信号５３
１４は、ＦＭ中間信号５３１２を縮小タイムスケールで表す。 図５３Ｇで、ＦＭ中間信号５３１６は、ＦＭ中間信号５３１４のフィルタリングされたバージョンを表す。 ＦＭ中間信号５３１６は、ＦＭ中間信号５３１６が中間周波数で動作する点を除いてディジタルＦＭ搬送波信号８１６とほぼ同様である。 ＦＭ中間信号５３１６は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０６００】本発明は、フィルタリングされていないＦ
Ｍ中間信号５３１４、フィルタリングされたＦＭ中間信号５３１６、部分的にフィルタリングされたＦＭ中間信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６０１】本セクションで参照する信号は、本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５３ＦのＦＭ中間信号５３１４と図５３ＧのＦＭ中間信号５３１６は、ＦＭ搬送波信号８１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０６０２】１．２．２．２ 構造説明 エネルギー伝達システム６３０２の動作を、流れ図４６
０７と図５２Ａ〜５２Ｇのタイミング図を参照しながら、アナログＦＭ搬送波信号７１６に関して以下に説明する。 ステップ４６０８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はアナログＦＭ搬送波信号７１６を受信する。
ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０
４はエネルギー伝達信号５２０６を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５２０６のエイリアシングレートでアナログＦＭ搬送波信号７１６からエネルギーを伝達して、
アナログＦＭ搬送波信号７１６をＦＭ中間信号５２１２
にダウン−コンバートする。

【０６０３】エネルギー伝達システム６３０２の動作を、流れ図４６０７と図５３Ａ〜５３Ｇのタイミング図を参照しながら、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６に関して以下に説明する。 ステップ４６０８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はディジタルＦＭ搬送波信号８
１６を受信する。 ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５３０６を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５３０６のエイリアシングレートでディジタルＦＭ搬送波信号８１６からエネルギーを伝達して、ディジタルＦＭ搬送波信号８１６をＦＭ中間信号５２１２にダウン−コンバートする。

【０６０４】エネルギー伝達モジュール６３０４の例示の実施形態については、以下のセクション４および５で開示する。

【０６０５】１．２．３ 第３の実施形態：位相変調 １．２．３．１ 動作説明 図４６Ｂの流れ図４６０７の例示の処理の動作を、図９
Ｃに示すアナログＰＭ搬送波信号９１６と図１０Ｃに示すディジタルＰＭ搬送波信号１０１６に関して以下に説明する。

【０６０６】１．２．３．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 図９ＣのアナログＰＭ搬送波信号９１６をアナログＰＭ
中間信号にダウン−コンバートする処理について図４６
Ｂの流れ図４６０７を参照しながら以下に説明する。 アナログＰＭ搬送波信号９１６は便宜のために図５４Ａに再び示されている。 この例で、アナログＰＭ搬送波信号９１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図５４Ｂでは、アナログＰＭ搬送波信号５４０４はアナログＰＭ搬送波信号９１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０６０７】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＰＭ搬送波信号９１６によって表される。

【０６０８】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５４Ｃは、例示のエネルギー伝達信号５４０６
を図５４Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号５４０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列５
４０７を含む。 エネルギー伝達パルス５４０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０６０９】ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号をＩＦ信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図５
４Ｄで、該当するアナログＰＭ搬送波信号５４０８はエイリアシングレートＦ _ARでアナログＰＭ搬送波信号９１
６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するアナログＰＭ搬送波信号５４０８は、図５４Ｂおよび５４Ｃ
とほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０６１０】図５４Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成されるダウン−コンバートされたＰＭ中間信号５４１２を示す。 ダウン−コンバートされたＰＭ中間信号５４１２は、図５４Ｃのエネルギー伝達パルス５
４０７と相関する部分５４１０Ａと、エネルギー伝達パルス５４０７間の部分５４１０Ｂとを含む。 ダウン−コンバートされた信号５４１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０６１１】部分５４１０Ａは、アナログＰＭ搬送波信号９１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５４１０Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５４０７によってクローズされる時に発生する。

【０６１２】部分５４１０Ｂは、負荷を駆動し続ける、
蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５
４１０Ｂはエネルギー伝達パルス５４０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０６１３】エイリアシングレートの調波はアナログＰ
Ｍ搬送波信号９１６の周波数からオフセットされているので、エネルギー伝達パルス５４０７はアナログＰＭ搬送波信号９１６中を差周波数Ｆ _DIFFで「移動する」。 言い換えれば、エネルギー伝達パルス５４０７はアナログＰＭ搬送波信号９１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、エネルギー伝達パルス５４０７はアナログＰＭ搬送波信号９１６から変動する量のエネルギーを捕捉する。 これは、ＰＭ中間信号５４１２に発振周波数Ｆ _IFを提供する部分５４１０によって示されている。

【０６１４】図５４Ｆで、アナログＰＭ中間信号５４１
４はＰＭ中間信号５４１２を縮小タイムスケールで表す。 図５４Ｇで、ＰＭ中間信号５４１６はＰＭ中間信号５４１４のフィルタリングされたバージョンを表す。 Ｐ
Ｍ中間信号５４１６は、ＰＭ中間信号５４１６が中間周波数で動作する点を除いてアナログＰＭ搬送波信号９１
６とほぼ同様である。 ＰＭ中間信号５４１６は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０６１５】本発明は、フィルタリングされていないＰ
Ｍ中間信号５４１４、フィルタリングされたＰＭ中間信号５４１６、部分的にフィルタリングされたＰＭ中間信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に、本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６１６】本セクションで参照する信号は、本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５４ＦのＰＭ中間信号５４１４と図５４ＧのＰＭ中間信号５４１６は、ＰＭ搬送波信号９１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０６１７】１．２．３．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 図１０ＣのディジタルＰＭ搬送波信号１０１６をディジタルＰＭ信号にダウン−コンバートする処理について図４６Ｂの流れ図４６０７を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は便宜のために図５５Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＰ
Ｍ搬送波信号１０１６は約９０１ＭＨｚで発振する。 図５５Ｂでは、ディジタルＰＭ搬送波信号５５０４はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０６１８】この処理はステップ４６０８から開始する。 ステップ４６０８はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはディジタルＰＭ搬送波信号１０１６によって表される。

【０６１９】ステップ４６１０はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５５Ｃは、例示のエネルギー伝達信号５５０６
を図５５Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号５５０６は、期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャ５５０９を有するエネルギー伝達パルス列５５０７を含む。 エネルギー伝達パルス５５０
７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、中間信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARは差周波数Ｆ _DIFFの調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０６２０】ステップ４６１２はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を中間信号Ｆ _IFにダウン−コンバートするステップを含む。 図５
５Ｄで、該当するディジタルＰＭ搬送波信号５５０８はエイリアシングレートＦ _ARでディジタルＰＭ搬送波信号１０１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するディジタルＰＭ搬送波信号５５０８は、図５５Ｂおよび５５Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０６２１】図５５Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成されるダウン−コンバートされたＰＭ中間信号５５１２を示す。 ダウン−コンバートされたＰＭ中間信号５５１２は図５５Ｃのエネルギー伝達パルス５５
０７と相関する部分５５１０Ａと、エネルギー伝達パルス５５０７間の部分５５１０Ｂを含む。 ダウン−コンバートされた信号５５１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０６２２】部分５５１０Ａは、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５５１０
Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５５０
７によってクローズされる時に発生する。

【０６２３】部分５５１０Ｂは、負荷を駆動し続ける、
蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５
５１０Ｂはエネルギー伝達パルス５５０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０６２４】エイリアシングレートの調波はディジタルＰＭ搬送波信号７１６の周波数からオフセットされているので、エネルギー伝達パルス５５０７はディジタルＰ
Ｍ搬送波信号１０１６上に差周波数Ｆ _DIFFで「移動する」。 言い換えれば、エネルギー伝達パルス５５０７はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の後続の周期上の異なる位置で発生する。 その結果、エネルギー伝達パルス５５０７はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６から変動する量のエネルギーを捕捉する。 これは、ＰＭ中間信号５５１２に発振周波数Ｆ _IFを提供する部分５５１０によって示されている。

【０６２５】図５５Ｆで、ディジタルＰＭ中間信号５５
１４はＰＭ中間信号５５１２を縮小タイムスケールで表す。 図５５Ｇで、ＰＭ中間信号５５１６はＰＭ中間信号５５１４のフィルタリングされたバージョンを表す。 Ｐ
Ｍ中間信号５５１６は、ＰＭ中間信号５５１６が中間周波数で動作する点を除いてディジタルＰＭ搬送波信号１
０１６とほぼ同様である。 ＰＭ中間信号５５１６は従来の任意の復調技法を介して復調できる。

【０６２６】本発明は、フィルタリングされていないＰ
Ｍ中間信号５５１４、フィルタリングされたＰＭ中間信号５５１６、部分的にフィルタリングされたＰＭ中間信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６２７】本セクションで参照する信号は、本発明による周波数ダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５５ＦのＰＭ中間信号５５１４と図５５ＧのＰＭ中間信号５５１６はＰＭ搬送波信号１０１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで中間信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０６２８】１．２．３．２ 構造説明 エネルギー伝達システム６３０２の動作を、流れ図４６
０７と図５４Ａ〜５４Ｇのタイミング図を参照しながら、アナログＰＭ搬送波信号９１６に関して以下に説明する。 ステップ４６０８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はアナログＰＭ搬送波信号９１６を受信する。
ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０
４はエネルギー伝達信号５４０６を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５４０６のエイリアシングレートでアナログＰＭ搬送波信号９１６からエネルギーを伝達して、
アナログＰＭ搬送波信号９１６をＰＭ中間信号５４１２
にダウン−コンバートする。

【０６２９】エネルギー伝達システム６３０２の動作を、流れ図４６０７と図５５Ａ〜５５Ｇのタイミング図を参照しながら、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６に関して以下に説明する。 ステップ４６０８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を受信する。 ステップ４６１０で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５５０６
を受信する。 ステップ４６１２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５５０６のエイリアシングレートでディジタルＰＭ搬送波信号１０１６からエネルギーを伝達して、ディジタルＰＭ搬送波信号１
０１６をＰＭ中間信号５５１２にダウン−コンバートする。

【０６３０】エネルギー伝達モジュール６３０４の例示の実施形態については以下のセクション４および５で開示する。

【０６３１】１．２．４ その他の実施形態 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。 エネルギー伝達モジュール６３０４の例示の実施形態については以下のセクション４および５で開示する。

【０６３２】１．３ 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施態様についてはセクション４および５で説明する。 これらの実施態様は例示的なものであって、限定的なものではない。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施態様（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０６３３】２． ＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−
コンバートする処理 一実施形態では、本発明はＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号を直接ベースバンド信号にダウン−コンバートする。 この実施形態を本セクションではダイレクト−ツー−データ・ダウン−コンバージョンと呼び、図４５Ｂに４５１６として示す。

【０６３４】この実施形態は被変調ＥＭ信号および非変調ＥＭ信号で実施できる。 本セクションではこの実施形態について例として図１の被変調搬送波信号Ｆ _MCを使用して説明する。 この例では、被変調搬送波信号Ｆ _MCは被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートされる。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含むがこれに限定されない任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０６３５】以下のセクションで、被変調搬送波信号Ｆ
_MCを被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートする方法について説明する。 これらの方法を実施する例示の構成実施形態についても説明する。 本発明は以下の特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 以下の実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０６３６】以下のセクションは、上級レベルの説明、
例示の実施形態、および実施態様例を含む。

【０６３７】２．１ 上級レベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）では、本発明による、被変調搬送波信号Ｆ _MCからエネルギーを伝達して被変調搬送波信号Ｆ _MCを直接被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートする上級レベルの説明を行う。 特に、被変調搬送波信号Ｆ _MCを被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートする動作処理について上級レベルの説明を行う。 また、この処理を実施する構造実施態様についても上級レベルの説明を行う。 本セクションでは、この構造実施態様は限定的なものではなく例示的なものとして記載されている。 特に、本セクションに記載された処理は、本セクションにその１つが記載された任意の数の構造実施態様を使用して達成できる。 そのような構造実施態様の詳細は、本セクションの教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【０６３８】２．１．１ 動作説明 図４６Ｃは、被変調搬送波信号Ｆ _MCからエネルギーを伝達して被変調搬送波信号Ｆ _MCを直接被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートする例示の方法を示す流れ図４６１３を示す。 流れ図４６１３に示された例示の方法は、図４６Ａの流れ図４６０１の一実施形態である。

【０６３９】本発明では、変調技法の任意の、またすべての組合せが有効である。 話を分かりやすくするために、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して本発明の上級レベルの動作説明を行う。 以降のセクションにＡ
ＭおよびＰＭの例示の実施形態について詳細な流れ図を示して説明する。 ＦＭについては以下のセクションＩＩ
Ｉ． ３で個別に考察する。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、任意の形式の被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０６４０】流れ図４６１３に示す上級レベルの方法について、図６ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６を使用して以下に上級レベルの説明を行う。 ディジタルＡＭ
搬送波信号６１６は便宜のために図５６Ａに再び示されている。

【０６４１】流れ図４６１３の処理はステップ４６１４
から開始する。 ステップ４６１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 ステップ４６１４はディジタルＡＭ搬送波信号６１６によって表される。

【０６４２】ステップ４６１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５６Ｂは、エネルギー伝達用に最適化されているアパーチャ５６０６を有するエネルギー伝達パルス列５６０４を含む例示のエネルギー伝達信号５６０２を示す。 最適化されたアパーチャ５６０６は無視できず、ゼロ時間から遠ざかる。

【０６４３】無視できないアパーチャ５６０６はＥＭ信号の周期またはその倍数と異なる任意の幅でよい。 例えば、無視できないアパーチャ５６０６は、信号６１６の周期より小さい、例えば信号６１６の周期１／８、１／
４、１／２、３／４などでもよい。 あるいは、無視できないアパーチャ５６０６は、信号６１６の周期より大きくてもよい。 アパーチャ５６０６の幅および振幅は以下のセクションに記載する種々の基準の１つまたは複数に基づいて最適化できる。

【０６４４】エネルギー伝達パルス５６０４はエイリアシングレートまたはパルス反復レートで繰り返す。 エイリアシングレートは、便宜のために以下に再び示す式（２）から決定される。

【０６４５】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR ±Ｆ _IF式（２） ＥＭ信号をベースバンド（すなわち、ゼロＩＦ）に直接ダウン−コンバートする場合、式（２）は次のようになる。

【０６４６】Ｆ _C ＝ｎ・Ｆ _AR式（８） したがって、ＡＭ信号６１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートするために、エイリアシングレートはＡＭ信号６１６の周波数またはその調波もしくは分数調波にほぼ等しい。 エイリアシングレートはＡＭ
信号６１６（すなわち搬送波周波数）の高周波成分の再構築を可能にするには低すぎるが、低周波変調ベースバンド信号３１０をほぼ再構築するには十分に高い。

【０６４７】ステップ４６１８はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を直接被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートするステップを含む。 図５６Ｃはダイレクトダウン−コンバージョン処理によって生成される被復調ベースバンド信号５６１０を示す。 被復調ベースバンド信号５６１０は図３のディジタル変調ベースバンド信号３１０と同様である。

【０６４８】図５６Ｄは被復調ベースバンド信号５６１
０から生成できるフィルタリングされた被復調ベースバンド信号５６１２を示す。 こうして本発明はフィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号または比較的フィルタリングされていない出力信号を生成できる。 フィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号およびフィルタリングされていない出力信号の選択は、一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６４９】２．１．２ 構造説明 一実施形態では、エネルギー伝達システム６３０２は、
被変調搬送波信号と非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号からエネルギーを伝達して、ＥＭ信号を直接被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする。
好ましくは、エネルギー伝達システム６３０２は動作流れ図４６１３に示す方法でＥＭ信号１３０４からエネルギーを伝達してＥＭ信号１３０４を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図４６１３のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は、本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０６５０】エネルギー伝達システム６３０２の動作について、流れ図４６１３と図５６Ａ〜５６Ｄのタイミング図を参照しながらディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に上級レベルの説明を行う。 ステップ４６１
４で、エネルギー伝達モジュール６３０４はディジタルＡＭ搬送波信号６１６を受信する。 ステップ４６１６
で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５６０２を受信する。 ステップ４６１８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエイリアシングレートでディジタルＡＭ搬送波信号６１６からエネルギーを伝達して、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６を被復調ベースバンド信号５６１０に直接ダウン−コンバートする。

【０６５１】エネルギー伝達モジュール６３０２の例示の実施態様については以下のセクション４および５で開示する。

【０６５２】２．２ 実施例 上記の方法および構造に関係する種々の実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０６５３】図４６Ｃの流れ図４６１３に示すＥＭ信号を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBにダウン−コンバートする方法は、ＡＭ、ＰＭなど、またはそれらの任意の組合せを含む種々のタイプの被変調搬送波信号で実施できるが、これに限定されない。 図４６Ｃの流れ図４６１３
の動作をＡＭおよびＰＭに関して以下に説明する。 以下の例示的な説明は本発明の理解を容易にするものである。 本発明は以下の例示の実施形態に限定されるものではない。

【０６５４】２．２．１ 第１の実施形態：振幅変調 ２．２．１．１ 動作説明 図４６Ｃの流れ図４６１３の例示の処理の動作を、図５
Ｃに示すアナログＡＭ搬送波信号５１６と図６Ｃに示すディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。

【０６５５】２．２．１．１．１ アナログＡＭ搬送波信号 図５ＣのアナログＡＭ搬送波信号５１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図４６Ｃの流れ図４６１３を参照しながら以下に説明する。 アナログＡＭ搬送波信号５１６は便宜のために図５
７Ａに再び示されている。 この例で、アナログＡＭ搬送波信号５１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図５７Ｂでは、アナログＡＭ搬送波信号部分５７０４はアナログＡ
Ｍ搬送波信号５１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０６５６】この処理はステップ４６１４から開始する。 ステップ４６１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＡＭ搬送波信号５１６によって表される。

【０６５７】ステップ４６１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５７Ｃでは、例示のエネルギー伝達信号５７０
６が図５７Ｂとほぼ同じタイムスケールで示されている。 エネルギー伝達信号５７０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列５７０７を含む。 エネルギー伝達パルス５７
０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、ＥＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはＥＭ信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０６５８】ステップ４６１８はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートするステップを含む。 図５７Ｄで、該当するアナログＡＭ搬送波信号５７０８はエイリアシングレートＦ _ARでアナログＡＭ搬送波信号５１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するアナログＡＭ搬送波信号５７０８は図５７Ｂおよび５７Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０６５９】図５７Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成される被復調ベースバンド信号５７１２を示す。 エイリアシングレートの調波は信号５１６の周波数にほぼ等しいので、基本的にＩＦは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。 被復調ベースバンド信号５７１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０６６０】被復調ベースバンド信号５７１２は図５７
Ｃのエネルギー伝達パルス５７０７と相関する部分５７
１０Ａと、エネルギー伝達パルス５７０７間の部分５７
１０Ｂを含む。 部分５７１０Ａは、アナログＡＭ搬送波信号５１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５７１０Ａ
はスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５７０７
によってクローズされる時に発生する。 部分５７１０Ｂ
は、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５７１０Ｂはエネルギー伝達パルス５７０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０６６１】図５７Ｆで、被復調ベースバンド信号５７
１６は被復調ベースバンド信号５７１２のフィルタリングされたバージョンを縮小タイプスケールで表す。 被復調ベースバンド信号５７１６は、変調ベースバンド信号２１０とほぼ同様で、さらにダウン−コンバージョンまたは復調を行わずに任意の信号処理技法を介して処理できる。

【０６６２】本発明は、フィルタリングされていない被復調ベースバンド信号５７１２、フィルタリングされた被復調ベースバンド信号５７１６、部分的にフィルタリングされた被復調ベースバンド信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６６３】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関して被復調ベースバンド信号を最適化するように制御される。

【０６６４】本セクションで参照する図面は、本発明によるダイレクトダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５７Ｅの被復調ベースバンド信号５７１２と図５
７Ｆの被復調ベースバンド信号５７１６は、ＡＭ搬送波信号５１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号に直接ダウン−
コンバートされたことを示す。

【０６６５】２．２．１．１．２ ディジタルＡＭ搬送波信号 図６ＣのディジタルＡＭ搬送波信号６１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図４６Ｃの流れ図４６１３を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＡＭ搬送波信号６１６は便宜のために図５８Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＡ
Ｍ搬送波信号６１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図５
８Ｂでは、ディジタルＡＭ搬送波信号部分５８０４はディジタルＡＭ搬送波信号６１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０６６６】この処理はステップ４６１４から開始する。 ステップ４６１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはディジタルＡＭ搬送波信号６１６によって表される。

【０６６７】ステップ４６１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５８Ｃでは、例示のエネルギー伝達信号５８０
６が図５８Ｂとほぼ同じタイムスケールで示されている。 エネルギー伝達信号５８０６は、期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列５８０７を含む。 エネルギー伝達パルス５
８０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、ＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする時には、
エイリアシングレートＦ _ARはＥＭ信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０６６８】ステップ４６１８はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートするステップを含む。 図５８Ｄで、該当するディジタルＡＭ
搬送波信号５８０８はエイリアシングレートＦ _ARでディジタルＡＭ搬送波信号６１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するディジタルＡＭ搬送波信号５８０
８は、図５８Ｂおよび５８Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０６６９】図５８Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成される被復調ベースバンド信号５８１２を示す。 エイリアシングレートの調波は信号６１６の周波数にほぼ等しいので、基本的にＩＦは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。 被復調ベースバンド信号５８１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０６７０】被復調ベースバンド信号５８１２は図５８
Ｃのエネルギー伝達パルス５８０７と相関する部分５８
１０Ａと、エネルギー伝達パルス５８０７間の部分５８
１０Ｂを含む。 部分５８１０Ａは、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５８１０
Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５８０
７によってクローズされる時に発生する。 部分５８１０
Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５８１０Ｂはエネルギー伝達パルス５８０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０６７１】図５８Ｆで、被復調ベースバンド信号５８
１６は被復調ベースバンド信号５８１２のフィルタリングされたバージョンを縮小タイプスケールで表す。 被復調ベースバンド信号５８１６は、変調ベースバンド信号３１０とほぼ同様で、ダウン−コンバージョンまたは復調をさらに行わずに任意の信号処理技法を介して処理できる。

【０６７２】本発明は、フィルタリングされていない被復調ベースバンド信号５８１２、フィルタリングされた被復調ベースバンド信号５８１６、部分的にフィルタリングされた被復調ベースバンド信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に、本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６７３】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０６７４】本セクションで参照する図面は、本発明によるダイレクトダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５８Ｅの被復調ベースバンド信号５８１２と図５
８Ｆの被復調ベースバンド信号５８１６は、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号に直接にダウン−コンバートされたことを示す。

【０６７５】２．２．１．２ 構造説明 一実施形態では、エネルギー伝達モジュール６３０４は好ましくは動作流れ図４６１３に示す方法でＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図４６１３のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は、本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０６７６】エネルギー伝達システム６３０２の動作について流れ図４６１３と図５７Ａ〜５７Ｆのタイミング図を参照しながらディジタルＡＭ搬送波信号５１６に関して以下に説明する。 ステップ４６１４で、エネルギー伝達モジュール６４０４はアナログＡＭ搬送波信号５１
６を受信する。 ステップ４６１６で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５７０６を受信する。 ステップ４６１８で、エネルギー伝達モジュール６４０４はエネルギー伝達信号５７０６のエイリアシングレートでアナログＡＭ搬送波信号５１６からエネルギーを伝達して、ディジタルＡＭ搬送波信号５１６を被復調ベースバンド信号５７１２または５７１６に直接ダウン−コンバートする。

【０６７７】エネルギー伝達システム６４０２の動作について、流れ図４６１３と図５８Ａ〜５８Ｆのタイミング図を参照しながらディジタルＡＭ搬送波信号６１６に関して以下に説明する。 ステップ４６１４で、エネルギー伝達モジュール６４０４はディジタルＡＭ搬送波信号６１６を受信する。 ステップ４６１６で、エネルギー伝達モジュール６４０４はエネルギー伝達信号５８０６を受信する。 ステップ４６１８で、エネルギー伝達モジュール６４０４はエネルギー伝達信号５８０６のエイリアシングレートでディジタルＡＭ搬送波信号６１６からエネルギーを伝達して、ディジタルＡＭ搬送波信号６１６
を被復調ベースバンド信号５８１２または５８１６に直接ダウン−コンバートする。

【０６７８】エネルギー伝達モジュール６３０２の例示の実施態様については以下のセクション４および５で開示する。

【０６７９】２．２．２ 第２の実施形態：位相変調 ２．２．２．１ 動作説明 図４６Ｃの流れ図４６１３の例示の処理の動作を、図９
Ｃに示すアナログＰＭ搬送波信号９１６と図１０Ｃに示すディジタルＰＭ搬送波信号１０１６に関して以下に説明する。

【０６８０】２．２．２．１．１ アナログＰＭ搬送波信号 アナログＰＭ搬送波信号９１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図４６Ｃ
の流れ図４６１３を参照しながら以下に説明する。 アナログＰＭ搬送波信号９１６は便宜のために図５９Ａに再び示されている。 この例で、アナログＰＭ搬送波信号９
１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図５９Ｂでは、アナログＰＭ搬送波信号部分５９０４はアナログＰＭ搬送波信号９１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０６８１】この処理はステップ４６１４から開始する。 ステップ４６１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはアナログＰＭ搬送波信号９１６によって表される。

【０６８２】ステップ４６１６はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図５９Ｃでは、例示のエネルギー伝達信号５９０
６が図５９Ｂとほぼ同じタイムスケールで示されている。 エネルギー伝達信号５９０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列５９０７を含む。 エネルギー伝達パルス５９
０７は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、ＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはＥＭ信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０６８３】ステップ４６１８はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートするステップを含む。 図５９Ｄで、該当するアナログＰＭ搬送波信号５９０８はエイリアシングレートＦ _ARでアナログＰＭ搬送波信号９１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するアナログＰＭ搬送波信号５９０８は図５９Ｂおよび５９Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０６８４】図５９Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成される被復調ベースバンド信号５９１２を示す。 エイリアシングレートの調波は信号９１６の周波数にほぼ等しいので、基本的にＩＦは生成されない。 唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。 被復調ベースバンド信号５９１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０６８５】被復調ベースバンド信号５９１２は図５９
Ｃのエネルギー伝達パルス５９０７と相関する部分５９
１０Ａと、エネルギー伝達パルス５９０７間の部分５９
１０Ｂを含む。 部分５９１０Ａは、アナログＰＭ搬送波信号９１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分５９１０Ａ
は、スイッチモジュールがエネルギー伝達パルス５９０
７によってクローズされる時に発生する。 部分５９１０
Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分５９１０Ｂは、エネルギー伝達パルス５９０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０６８６】図５９Ｆで、被復調ベースバンド信号５９
１６は被復調ベースバンド信号５９１２のフィルタリングされたバージョンを縮小タイプスケールで表す。 被復調ベースバンド信号５９１６は、変調ベースバンド信号２１０とほぼ同様で、ダウン−コンバージョンまたは復調をさらに行わずに任意の信号処理技法を介して処理できる。

【０６８７】本発明は、フィルタリングされていない被復調ベースバンド５９１２、フィルタリングされた被復調ベースバンド信号５９１６、部分的にフィルタリングされた被復調ベースバンド信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に、本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６８８】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０６８９】本セクションで参照する図面は、本発明によるダイレクトダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図５９Ｅの被復調ベースバンド信号５９１２と図５
９Ｆの被復調ベースバンド信号５９１６はアナログＰＭ
搬送波信号９１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０６９０】２．２．２．１．２ ディジタルＰＭ搬送波信号 図６ＣのディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理について図４６Ｃの流れ図４６１３を参照しながら以下に説明する。 ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は便宜のために図６０Ａに再び示されている。 この例で、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６は約９００ＭＨｚで発振する。 図６０Ｂでは、ディジタルＰＭ搬送波信号部分６０
０４は、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６の一部を拡大タイムスケールで示す。

【０６９１】この処理はステップ４６１４から開始する。 ステップ４６１４はＥＭ信号の受信ステップを含む。 これはディジタルＰＭ搬送波信号１０１６によって表される。

【０６９２】ステップ４６１６はエネルギー伝達信号Ｆ
_ARを受信するステップを含む。 図６０Ｃでは、例示のエネルギー伝達信号６００６が図６０Ｂとほぼ同じタイムスケールで示されている。 エネルギー伝達信号６００６
は、期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列６００７を含む。 エネルギー伝達パルス６００７は、前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般に、ＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−
コンバートする時には、エイリアシングレートＦ _ARはＥ
Ｍ信号の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０６９３】ステップ４６１８はエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBに直接ダウン−コンバートするステップを含む。 図６０Ｄで、該当するディジタルＰＭ
搬送波信号６００８はエイリアシングレートＦ _ARでディジタルＰＭ搬送波信号１０１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するディジタルＰＭ搬送波信号６０
０８は図６０Ｂおよび６０Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０６９４】図６０Ｅは、ダウン−コンバージョン処理によって生成される被復調ベースバンド信号６０１２を示す。 エイリアシングレートの調波は信号１０１６の周波数にほぼ等しいので、基本的にＩＦは生成されない。
唯一の実質的なエイリアシングされる成分はベースバンド信号である。 被復調ベースバンド信号６０１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０６９５】被復調ベースバンド信号６０１２は図６０
Ｃのエネルギー伝達パルス６００７と相関する部分６０
１０Ａと、エネルギー伝達パルス６００７間の部分６０
１０Ｂを含む。 部分６０１０Ａは、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分６０１
０Ａは、スイッチモジュールがエネルギー伝達パルス６
００７によってクローズされる時に発生する。 部分６０
１０Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分６０１０Ｂは、エネルギー伝達パルス６００７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０６９６】図６０Ｆで、被復調ベースバンド信号６０
１６は被復調ベースバンド信号６０１２のフィルタリングされたバージョンを縮小タイムスケールで表す。 被復調ベースバンド信号６０１６は、変調ベースバンド信号３１０とほぼ同様で、ダウン−コンバージョンまたは復調をさらに行わずに任意の信号処理技法を介して処理できる。

【０６９７】本発明は、フィルタリングされていない被復調ベースバンド信号６０１２、フィルタリングされた被復調ベースバンド信号６０１６、部分的にフィルタリングされた被復調ベースバンド信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に、本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０６９８】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０６９９】本セクションで参照する図面は、本発明によるダイレクトダウン−コンバージョンを示す。 例えば、図６０Ｅの被復調ベースバンド信号６０１２と図６
０Ｆの被復調ベースバンド信号６０１６は、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することで被復調ベースバンド信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０７００】２．２．２．２ 構造説明 一実施形態では、エネルギー伝達システム６３０２は、
好ましくは動作流れ図４６１３に示す方法でＥＭ信号からエネルギーを伝達してＥＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする。 ただし、本発明の精神および範囲は流れ図４６１３のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は、本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０７０１】エネルギー伝達システム６３０２の動作について、流れ図４６１３と図５９Ａ〜５９Ｆのタイミング図を参照しながらアナログＰＭ搬送波信号９１６に関して以下に説明する。 ステップ４６１４で、エネルギー伝達モジュール６３０４はアナログＰＭ搬送波信号９１
６を受信する。 ステップ４６１６で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５９０６を受信する。 ステップ４６１８で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号５９０６のエイリアシングレートでアナログＰＭ搬送波信号９１６からエネルギーを伝達して、アナログＰＭ搬送波信号９１６を被復調ベースバンド信号５９１２または５９１６に直接ダウン−コンバートする。

【０７０２】エネルギー伝達システム６３０２の動作について、流れ図４６１３と図６０Ａ〜６０Ｆのタイミング図を参照しながらディジタルＰＭ搬送波信号１０１６
に関して以下に説明する。 ステップ４６１４で、エネルギー伝達モジュール６４０４はディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を受信する。 ステップ４６１６で、エネルギー伝達モジュール６４０４はエネルギー伝達信号６００
６を受信する。 ステップ４６１８で、エネルギー伝達モジュール６４０４はエネルギー伝達信号６００６のエイリアシングレートでディジタルＰＭ搬送波信号１０１６
からエネルギーを伝達して、ディジタルＰＭ搬送波信号１０１６を被復調ベースバンド信号６０１２または６０
１６に直接ダウン−コンバートする。

【０７０３】エネルギー伝達モジュール６３０２の例示の実施態様については以下のセクション４および５で開示する。

【０７０４】２．２．３ その他の実施形態 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０７０５】エネルギー伝達モジュール６３０２の例示の実施態様については以下のセクション４および５で開示する。

【０７０６】２．３ 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施態様についてはセクション４および５で説明する。 これらの実施態様は例示的なものであって、限定的なものではない。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施態様（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０７０７】３． 変調変換 一実施形態では、本発明はエイリアシングレートでＦＭ
搬送波信号Ｆ _FMCからエネルギーを伝達することでＦＭ
搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする。 この実施形態は図４５Ｂに４５１８として示されている。

【０７０８】例示の実施形態では、ＦＭ搬送波信号Ｆ
_FMCは位相変調（ＰＭ）信号Ｆ _PMにダウン−コンバートされる。 別の実施例では、ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCは振幅変調（ＡＭ）信号Ｆ _AMにダウン−コンバートされる。 ダウン−コンバートされた信号は従来の任意の復調技法で復調して被復調ベースバンド信号Ｆ _DMBを得ることができる。

【０７０９】本発明は任意のタイプのＦＭ信号で実施できる。 周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）信号を非ＦＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする例示の実施形態に関して以下に説明する。 ＦＳＫはＦＭ信号が複数の周波数の間で偏移するかまたは切り替わるＦＭのサブセットである。 ＦＳＫは通常、図３のディジタル変調ベースバンド信号３１０などのディジタル変調ベースバンド信号に使用される。 例えば、図８で、ディジタルＦＭ信号８１６
はディジタル変調ベースバンド信号３１０の振幅偏移に対応して高周波数と低周波数の間で偏移するＦＳＫ信号である。 ＦＳＫ信号８１６は以下の例示の実施形態で使用される。

【０７１０】第１の例示の実施形態では、エネルギーはＦＳＫ信号８１６の高周波数と低周波数の中間点に基づくエイリアシングレートでＦＳＫ信号８１６から伝達される。 エイリアシングレートが中間点に基づく時には、
ＦＳＫ信号８１６は位相シフトキーイング（ＰＳＫ）信号にダウン−コンバートされる。 ＰＳＫはＰＭ信号が２
つまたは３つ以上の位相の間で偏移するかまたは切り替わる位相変調のサブセットである。 ＰＳＫは通常、ディジタル変調ベースバンド信号に使用される。 例えば、図１０で、ディジタルＰＭ信号１０１６は２つの位相の間で偏移するＰＳＫ信号である。 ＰＳＫ信号１０１６は従来の任意のＰＳＫ復調技法で復調できる。

【０７１１】第２の例示の実施形態では、エネルギーはＦＳＫ信号８１６の高周波数または低周波数に基づくエイリアシングレートでＦＳＫ信号８１６から伝達される。 エイリアシングレートがＦＳＫ信号８１６の高周波数または低周波数に基づく時には、ＦＳＫ信号８１６は振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）信号にダウン−コンバートされる。 ＡＳＫはＡＭ信号が複数の振幅の間で偏移するかまたは切り替わる振幅変調のサブセットである。
ＡＳＫは通常、ディジタル変調ベースバンド信号に使用される。 例えば、図６で、ディジタルＡＭ信号６１６は第１の振幅と第２の振幅の間で偏移するＡＳＫ信号である。 ＡＳＫ信号６１６は従来の任意のＡＳＫ復調技法で復調できる。

【０７１２】以下のセクションでＦＭ搬送波信号Ｆ _FMC
からエネルギーを伝達してＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非Ｆ
Ｍ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする方法について説明する。 これらの方法を実施する例示の構造実施形態についても説明する。 本発明は以下の特定の実施形態に限定されないことに留意されたい。 以下の実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような均等物、発展形態、変形形態、変更形態などは本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０７１３】以下のセクションは、上級レベルの説明、
例示の実施形態、および実施態様例を含む。

【０７１４】３．１ 上級レベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）では、本発明によるＦＭ搬送波信号Ｆ _FMからエネルギーを伝達してＦ
Ｍ搬送波信号Ｆ _MCを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする上級レベルの説明を行う。 特に、ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする動作処理について上級レベルの説明を行う。 また、この処理を実施する構造実施態様についても上級レベルの説明を行う。 本セクションでは、この構造実施態様は限定的なものではなく例示的なものとして記載されている。 特に、本セクションに記載された処理は、本セクションにその１つが記載された任意の数の構造実施態様を使用して達成できる。 そのような構造実施態様の詳細は、本セクションの教示に基づいて当業者には明らかであろう。

【０７１５】３．１．１ 動作説明 図４６Ｄは、ＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ
_(NON-FM)にダウン−コンバートする例示の方法を示す流れ図４６１９を示す。 流れ図４６１９に示された例示の方法は、図４６Ａの流れ図４６０１の一実施形態である。

【０７１６】本発明では、周波数変調技法の任意の、またすべての組合せが有効である。 話を分かりやすくするために、ディジタルＦＭ搬送波（ＦＳＫ）信号８１６を使用して本発明の上級レベルの動作説明を行う。 以降のセクションにＦＳＫ信号８１６について詳細な流れ図を示して説明する。 その開示と実施例とを読めば、当業者は、本発明を実施して、任意のタイプのＦＭ信号をダウン−コンバートできることを理解するであろう。

【０７１７】流れ図４６１９に示す方法について、図８
ＣのＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に上級レベルの説明を行う。 Ｆ
ＳＫ信号８１６は便宜のために図８４Ａに再び示されている。

【０７１８】流れ図４６１９の処理はステップ４６２０
から開始する。 ステップ４６２０はＦＭ信号の受信ステップを含む。 これはＦＳＫ信号８１６によって表される。 ＦＳＫ信号８１６は第１の周波数８４１０と第２の周波数８４１２の間で偏移する。 例示の第１の周波数８
４１０は第２の周波数８４１２に比べて高くても低くてもよい。 一実施形態では、第１の周波数８４１０は約８
９９ＭＨｚで第２の周波数８４１２は約９０１ＭＨｚである。

【０７１９】ステップ４６２２はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図８４Ｂは、期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャ８４０５を有するエネルギー伝達パルス列８４０３を含む例示のエネルギー伝達信号８４０２
を示す。

【０７２０】エネルギー伝達パルス８４０３は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートで繰り返す。 一般にＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ
_{(NON-FM )}にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートはＦＭ信号に含まれる周波数調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 ＦＳＫ信号８１６がＰＳＫ
信号にダウン−コンバートされるこの例示の概略実施形態では、エイリアシングレートは第１の周波数８４１０
と第２の周波数８４１２の中間点の調波、または通常、
分数調波にほぼ等しい。 この例では、中間点は約９００
ＭＨｚである。

【０７２１】ステップ４６２４はエイリアシングレートでＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCからエネルギーを伝達して、Ｆ
Ｍ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−
コンバートするステップを含む。 図８４Ｃは変調変換処理によって生成されるＰＳＫ信号８４０４を示す。

【０７２２】第２の周波数８４１２がアンダー−サンプリングされる時には、ＰＳＫ信号８４０４は約１ＭＨｚ
の周波数を有し、位相基準として使用される。 第１の周波数８４１０がアンダー−サンプリングされる時には、
ＰＳＫ信号８４０４は約１ＭＨｚの周波数を有し、位相基準から１８０度移相している。

【０７２３】図８４Ｄは、ＰＳＫ信号８４０４のフィルタリングされたバージョンであるＰＳＫ信号８４０６を示す。 このように本発明はフィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号または比較的フィルタリングされていない階段波出力信号を生成できる。 フィルタリングされた出力信号、部分的にフィルタリングされた出力信号およびフィルタリングされていない出力信号の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。

【０７２４】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０７２５】ＦＳＫ信号をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする実施形態と、ＦＳＫ信号をＡＳＫ信号にダウン−コンバートする例示の実施形態に関して以下に詳述する。

【０７２６】３．１．２ 構造説明 図６３は本発明の一実施形態によるエネルギー伝達システム６３０２を示す。 エネルギー伝達システム６３０２
はエネルギー伝達モジュール６３０４を含む。 エネルギー伝達システム６３０２は図１３の一般のエイリアシングシステム１３０２の例示の実施形態である。

【０７２７】変調変換実施形態では、ＥＭ信号１３０４
はＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCで、エネルギー伝達モジュール６３０４はＦＭ周波数帯域内の周波数の調波、または通常、分数調波でＦＭ搬送波信号からエネルギーを伝達する。 好ましくは、エネルギー伝達モジュール６３０４は動作流れ図４６１９に示す方法でＦＭ搬送波信号Ｆ _{FM C}
からエネルギーを伝達してＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非Ｆ
Ｍ信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートする。 ただし、
本発明の精神および範囲は流れ図４６１９のステップを実行する他の構造実施形態を含むことを理解する必要がある。 他の構造実施形態の詳細は本セクションに含まれる記述に基づいて当業者には明らかであろう。

【０７２８】エネルギー伝達システム６３０２の動作について流れ図４６１９と図８４Ａ〜８４Ｄのタイミング図を参照しながら以下に説明する。 ステップ４６２０
で、エネルギー伝達モジュール６３０４はＦＳＫ信号８
１６を受信する。 ステップ４６２２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号８４０２を受信する。 ステップ４６２４で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号８４０２のエイリアシングレートでＦＳＫ信号８１６からエネルギーを伝達して、ＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号８４０４または８４
０６にダウン−コンバートする。

【０７２９】エネルギー伝達モジュール６３０２の例示の実施態様については以下のセクション４で説明する。

【０７３０】３．２ 実施例 上記の方法および構造に関係する種々の実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施形態は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 代替実施形態（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０７３１】図４６Ｄの流れ図４６１９に示すＦＭ搬送波信号Ｆ _FMCを非ＦＭ信号Ｆ _{(NON-FM )}にダウン−コンバートする方法は、ＦＳＫ信号を含む任意のタイプのＦＭ
搬送波信号によって実施できるが、これに限定されない。 流れ図４６１９の動作を、ＦＳＫ信号をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする処理と、ＦＳＫ信号をＡＳＫ
信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に詳説する。 以下の例示的な説明は本発明の理解を容易にするものである。 本発明は以下の例示の実施形態に限定されるものではない。

【０７３２】３．２．１ 第１の実施形態：ＦＭ信号をＰＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．１．１ 動作説明 図４６Ｄの流れ図４６１９の例示の処理の動作を、図８
Ｃに示すＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。

【０７３３】ＦＳＫ信号８１６は便宜のために図６１Ａ
に再び示されている。 ＦＳＫ信号８１６は第１の周波数６１０６と第２の周波数６１０８の間で偏移する。 例示の実施形態では、第１の周波数６１０６は第２の周波数６１０８よりも低い。 代替実施形態では、第１の周波数６１０６は第２の周波数６１０８よりも高い。 この例では、第１の周波数６１０６は約８９９ＭＨｚで、第２の周波数６１０８は約９０１ＭＨｚである。

【０７３４】図６１ＢはＦＳＫ信号８１６の一部を表すＦＳＫ信号部分６１０４を拡大タイムスケールで示す。

【０７３５】この処理はステップ４６２０から開始する。 ステップ４６２０はＦＭ信号を受信するステップを含む。 これはＦＳＫ信号８１６によって表される。

【０７３６】ステップ４６２２はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図６１Ｃは、例示のエネルギー伝達信号６１０７
を図６１Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号６１０７は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列６
１０９を含む。 エネルギー伝達パルス６１０９は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートＦ
_ARで繰り返す。 一般に、ＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートはＦＭ
信号内に含まれる周波数の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０７３７】ＦＳＫ信号がＰＳＫ信号にダウン−コンバートされるこの例では、エイリアシングレートは周波数６１０６と６１０８の間の中間点の調波、または通常、
分数調波にほぼ等しい。 第１の周波数６１０６が８９９
ＭＨｚで第２の周波数６１０８が９０１ＭＨｚであるこの例では、中間点は約９００ＭＨｚである。 したがって、適切なエイリアシングレートは１．８ＧＨｚ、９０
０ＭＨｚ、４５０ＭＨｚなどを含む。

【０７３８】ステップ４６２４はエイリアシングレートでＦＭ信号からエネルギーを伝達してＦＭ信号を非ＦＭ
信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートするステップを含む。 図６１Ｄで、影響を受けたＦＳＫ信号６１１８はエイリアシングレートＦ _ARでＦＳＫ信号８１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 影響を受けたＦＳＫ信号６
１１８は図６１Ｂおよび６１Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０７３９】図６１Ｅは、変調変換処理によって生成されるＰＳＫ信号６１１２を示す。 ＰＳＫ信号６１１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０７４０】ＰＳＫ信号６１１２は図６１Ｃのエネルギー伝達パルス６１０７と相関する部分６１１０Ａを含む。 ＰＳＫ信号６１１２はまたエネルギー伝達パルス６
１０９間の部分６１１０Ｂを含む。 部分６１１０Ａは、
ＦＳＫ８１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分６１１０
Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス６１０
９によってクローズされる時に発生する。 部分６１１０
Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分６１１０Ｂはエネルギー伝達パルス６１０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０７４１】図６１Ｆで、ＰＳＫ信号６１１４はＰＳＫ
信号６１１２のフィルタリングされたバージョンを縮小タイムスケールで表す。 本発明は、フィルタリングされていない被復調ベースバンド信号６１１２、フィルタリングされた被復調ベースバンド信号６１１４、部分的にフィルタリングされた被復調ベースバンド信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。 ＰＳＫ信号６１１２および６１１４は従来の復調技法で復調できる。

【０７４２】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０７４３】本セクションで参照する図面は、本発明による変調変換を示す。 例えば、図６１ＥのＰＳＫ信号６
１１２と図６１ＦのＰＳＫ信号６１１４は、ＦＳＫ信号８１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することでＰＳＫ信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０７４４】３．２．１．２ 構造説明 エネルギー伝達システム１６０２の動作を、流れ図４６
１９と図６１Ａ〜６１Ｅのタイミング図を参照しながら、ＦＳＫ信号８１６をＰＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。 ステップ４６２０
で、エネルギー伝達モジュール１６０６はＦＳＫ信号８
１６を受信する（図６１Ａ）。 ステップ４６２２で、エネルギー伝達モジュール１６０６はエネルギー伝達信号６１０７を受信する（図６１Ｃ）。 ステップ４６２４
で、エネルギー伝達モジュール１６０６はエネルギー伝達信号６１０７のエイリアシングレートでＦＳＫ信号８
１６からエネルギーを伝達して、ＦＳＫ信号８１６を図６１ＥのＰＳＫ信号６１１２または図６１ＦのＰＳＫ信号６１１４にダウン−コンバートする。

【０７４５】３．２．２ 第２の実施形態：ＦＭ信号をＡＭ信号にダウン−コンバートする処理 ３．２．２．１ 動作説明 図４６Ｄの流れ図４６１９について、図８Ｃに示すＦＳ
Ｋ信号８１６をＡＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。

【０７４６】ＦＳＫ信号８１６は便宜のために図６２Ａ
に再び示されている。 ＦＳＫ信号８１６は第１の周波数６２０６と第２の周波数６２０８の間で偏移する。 例示の実施形態では、第１の周波数６２０６は第２の周波数６２０８よりも低い。 代替実施形態では、第１の周波数６２０６は第２の周波数６２０８よりも高い。 この例では、第１の周波数６２０６は約８９９ＭＨｚで、第２の周波数６２０８は約９０１ＭＨｚである。

【０７４７】図６２ＢはＦＳＫ信号８１６の一部を表すＦＳＫ信号部分６２０４を拡大タイムスケールで示す。

【０７４８】この処理はステップ４６２０から開始する。 ステップ４６２０はＦＭ信号を受信するステップを含む。 これはＦＳＫ信号８１６によって表される。

【０７４９】ステップ４６２２はエイリアシングレートＦ _ARを有するエネルギー伝達信号を受信するステップを含む。 図６２Ｃは、例示のエネルギー伝達信号６２０７
を図６２Ｂとほぼ同じタイムスケールで示す。 エネルギー伝達信号６２０７は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列６
２０９を含む。 エネルギー伝達パルス６２０９は前述したように決定または選択されるエイリアシングレートＦ
_ARで繰り返す。 一般に、ＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする時には、エイリアシングレートはＦＭ
信号内の周波数の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。

【０７５０】ＦＳＫ信号がＡＳＫ信号にダウン−コンバートされるこの例では、エイリアシングレートは第１の周波数６２０６と第２の周波数６２０８の調波、または通常、分数調波にほぼ等しい。 第１の周波数６２０６が８９９ＭＨｚで第２の周波数６２０８が９０１ＭＨｚであるこの例では、エイリアシングレートは８９９ＭＨｚ
または９０１ＭＨｚの調波または分数調波にほぼ等しくてよい。

【０７５１】ステップ４６２４はエイリアシングレートでＦＭ信号からエネルギーを伝達してＦＭ信号を非ＦＭ
信号Ｆ _(NON-FM)にダウン−コンバートするステップを含む。 図６２Ｄで、該当するＦＳＫ信号６２１８はエイリアシングレートＦ _ARでＦＳＫ信号８１６からエネルギーを伝達する効果を示す。 該当するＦＳＫ信号６２１８
は、図６２Ｂおよび６２Ｃとほぼ同じタイムスケールで示されている。

【０７５２】図６２Ｅは、変調変換処理によって生成されるＡＳＫ信号６２１２を示す。 ＡＳＫ信号６２１２は任意の負荷インピーダンスで示されている。 負荷インピーダンスの最適化については以下のセクション５で説明する。

【０７５３】ＡＳＫ信号６２１２は図６２Ｃのエネルギー伝達パルス６２０９と相関する部分６２１０Ａを含む。 ＡＳＫ信号６２１２はまたエネルギー伝達パルス６
２０９間の部分６２１０Ｂを含む。 部分６２１０Ａは、
ＦＳＫ８１６から、同時に出力負荷を駆動しながら蓄積デバイスに伝達されたエネルギーを表す。 部分６２１０
Ａはスイッチモジュールがエネルギー伝達パルス６２０
７によってクローズされる時に発生する。 部分６２１０
Ｂは、負荷を駆動し続ける、蓄積デバイス内に蓄積されたエネルギーを表す。 部分６２１０Ｂはエネルギー伝達パルス６２０７の後でスイッチモジュールがオープンされた時に発生する。

【０７５４】図６２Ｆで、ＡＳＫ信号６２１４はＡＳＫ
信号６２１２のフィルタリングされたバージョンを縮小タイムスケールで表す。 本発明は、フィルタリングされていない被復調ベースバンド信号６２１２、フィルタリングされた被復調ベースバンド信号６２１４、部分的にフィルタリングされた被復調ベースバンド信号、階段波出力信号などを出力することができる。 これらの実施形態の選択は一般に本発明の適用に依存する設計の選択である。 ＡＳＫ信号６２１２および６２１４は従来の復調技法で復調できる。

【０７５５】エネルギー伝達信号のエイリアシングレートは、好ましくは、必要に応じて振幅出力および極性に関してダウン−コンバートされた信号を最適化するように制御される。

【０７５６】本セクションで参照する図面は本発明による変調変換を示す。 例えば、図６２ＥのＡＳＫ信号６２
１２と図６２ＦのＡＳＫ信号６２１４は、ＦＳＫ信号８
１６が十分な再構築に必要なベースバンド情報を保持することでＡＳＫ信号に成功裏にダウン−コンバートされたことを示す。

【０７５７】３．２．２．２ 構造説明 エネルギー伝達システム１６０２の動作を、流れ図４６
１９と図６２Ａ〜６２Ｆのタイミング図を参照しながら、ＦＳＫ信号８１６をＡＳＫ信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。 ステップ４６２０
で、エネルギー伝達モジュール６３０４はＦＳＫ信号８
１６を受信する（図６２Ａ）。 ステップ４６２２で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号６２０７を受信する（図６２Ｃ）。 ステップ４６２４
で、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号６２０７のエイリアシングレートでＦＳＫ信号８
１８からエネルギーを伝達して、ＦＳＫ信号８１６を図６２ＥのＡＳＫ信号６２１２または図６２ＦのＡＳＫ信号６２１４にダウン−コンバートする。

【０７５８】３．２．３ その他の実施形態 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 これらの実施形態は本発明を限定するものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０７５９】エネルギー伝達モジュール６３０２の例示の実施形態については以下のセクション４および５で開示する。

【０７６０】３．３ 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施態様についてはセクション４および５で説明する。 これらの実施態様は例示的なものであって、限定的なものではない。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施態様（本セクションに記載する実施形態の等価形態、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０７６１】４． 実施例 上記の方法、構造、および／または実施形態に関係する例示の動作および／または構造実施形態について本セクション（およびそのサブセクション）で説明する。 本セクションではこれらの実施態様は限定的なものではなく、例示的なものとして記載されている。 本発明は本セクションに記載された特定の実施例に限定されるものではない。 代替実施態様（本セクションに記載する実施形態の均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０７６２】図６３は図１３の一般のエイリアシングシステム１３０２の例示の実施形態であるエネルギー伝達システム６３０２を示す。 エネルギー伝達システム６３
０２はエネルギー伝達モジュール６３０４を含み、エネルギー伝達モジュール６３０４はＥＭ信号１３０４とエネルギー伝達信号６３０６を受信する。 エネルギー伝達信号６３０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列を含む。
エネルギー伝達パルスはエイリアシングレートＦ _ARで繰り返す。

【０７６３】上記のセクションで図４６Ａの流れ図４６
０１、図４６Ｂの流れ図４６０７、図４６Ｃの流れ図４
６１３および図４６Ｄの流れ図４６１９に関して説明したように、エネルギー伝達モジュール６３０４はエネルギー伝達信号６３０６のエイリアシングレートでＥＭ信号１３０４からエネルギーを伝達する。 エネルギー伝達モジュール６３０４はＥＭ信号１３０４から伝達された無視できない量のエネルギーを含むダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを出力する。

【０７６４】図６４Ａは、エネルギー伝達システム６３
０２の実施例である例示のゲーテッド（gated）伝達システム６４０２を示す。 ゲーテッド伝達システム６４０
２は以下に説明するゲーテッド伝達モジュール６４０４
を含む。

【０７６５】図６４Ｂは、エネルギー伝達システム６３
０２の代替実施例である例示の反転ゲーテッド伝達システム６４０６を示す。 反転ゲーテッド伝達システム６４
０６は以下に説明する反転ゲーテッド伝達モジュール６
４０８を含む。

【０７６６】４．１ ゲーテッド伝達システムとしてのエネルギー伝達システム 図６４Ａはエネルギー伝達システム６３０２の例示の実施態様である例示のゲーテッド伝達システム６４０２を示す。 ゲーテッド伝達システム６４０２はＥＭ信号１３
０４とエネルギー伝達信号６３０６を受信する、ゲーテッド伝達モジュール６４０４を含む。 エネルギー伝達信号６３０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列を含む。 エネルギー伝達パルスはエイリアシングレートＦ _ARで繰り返す。

【０７６７】上記のセクションで図４６Ａの流れ図４６
０１、図４６Ｂの流れ図４６０７、図４６Ｃの流れ図４
６１３および図４６Ｄの流れ図４６１９に関して説明したように、ゲーテッド伝達モジュール６４０４はエネルギー伝達信号６３０６のエイリアシングレートでＥＭ信号１３０４からエネルギーを伝達する。 ゲーテッド伝達モジュール６４０４は、ＥＭ信号１３０４から伝達された無視できない量のエネルギーを含むダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを出力する。

【０７６８】４．１．１ スイッチモジュールおよび蓄積モジュールとしてのゲーテッド伝達システム 図６５はスイッチモジュール６５０２および蓄積モジュール６５０６を含むゲーテッド伝達モジュール６４０４
の例示の実施形態を示す。 好ましくは、スイッチモジュール６５０２および蓄積モジュール６５０６は、図４６
Ａの動作流れ図４６０１、図４６Ｂの動作流れ図４６０
７、図４６Ｃの動作流れ図４６１３および図４６Ｄの動作流れ図４６１９に示す任意の方法で、ＥＭ信号１３０
４からエネルギーを伝達してＥＭ信号１３０４をダウン−コンバートする。

【０７６９】例として、スイッチモジュール６５０２と蓄積モジュール６５０６の動作を、流れ図４６０７と図８３Ａ〜８３Ｆのタイミング図を参照しながら、ＥＭ信号１３０４を中間信号にダウン−コンバートする処理に関して以下に説明する。

【０７７０】ステップ４６０８で、スイッチモジュール６５０２はＥＭ信号１３０４を受信する（図８３Ａ）。
ステップ４６１０で、スイッチモジュール６５０２はエネルギー伝達信号６３０６を受信する（図８３Ｃ）。 ステップ４６１２で、スイッチモジュール６５０２と蓄積モジュール６５０６は協働してＥＭ信号１３０４からエネルギーを伝達してＥＭ信号１３０４を中間信号にダウン−コンバートする。 より詳細には、ステップ４６１２
中に、スイッチモジュール６５０２はエネルギー伝達パルスごとにクローズしてＥＭ信号１３０４を蓄積モジュール６５０６に結合する。 一実施形態では、スイッチモジュール６５０２はエネルギー伝達パルスの立上り区間でクローズする。 代替実施形態では、スイッチモジュール６５０２はエネルギー伝達パルスの立下り区間でクローズする。 ＥＭ信号１３０４が蓄積モジュール６５０６
に結合されている間、無視できない量のエネルギーがＥ
Ｍ信号１３０４から蓄積モジュール６５０６に伝達される。 図８３Ｂはエネルギーがそこから伝達された後のＥ
Ｍ信号１３０４を示す。 図８３Ｄは蓄積モジュール６５
０６に蓄積された伝達されたエネルギーを示す。 蓄積モジュール６５０６は、伝達されたエネルギーを被ダウン−コンバート信号１３０８Ｂとして出力する。 蓄積モジュール６５０６は、被ダウン−コンバート信号１３０８
Ｂを図８３Ｅに示す信号のようなフィルタリングされていない信号、またはフィルタリングされた被ダウン−コンバート信号として出力できる（図８３Ｆ）。

【０７７１】４．１．２ ブレーク−ビフォア−メーク・モジュールとしてのゲーテッド伝達システム 図６７Ａはブレーク−ビフォア−メーク・モジュール６
７０２および蓄積モジュール６７１６を含むゲーテッド伝達モジュール６４０４の例示の実施形態を示す。 好ましくは、ブレーク−ビフォア−メーク・モジュール６７
０２および蓄積モジュール６７１６はＥＭ信号１３０４
からエネルギーを伝達して、図４６Ａの動作流れ図４６
０１、図４６Ｂの動作流れ図４６０７、図４６Ｃの動作流れ図４６１３および図４６Ｄの動作流れ図４６１９に示す任意の方法でＥＭ信号１３０４をダウン−コンバートする。

【０７７２】図６７Ａで、ブレーク−ビフォア−メーク・モジュール６７０２は通常オープン状態のスイッチ６
７０４および通常クローズ状態のスイッチ６７０６を含む。 通常オープン状態のスイッチ６７０４はエネルギー伝達信号６３０６によって制御されている。 通常クローズ状態のスイッチ６７０６は分離信号６７１２によって制御されている。 一実施形態では、分離信号６７１２がエネルギー伝達信号６３０６から生成される。 あるいは、エネルギー伝達信号６３０６が分離信号６７１２から生成される。 あるいは、分離信号６７１２がエネルギー伝達信号６３０６とは無関係に生成される。 ブレーク−ビフォア−メーク・モジュール６７０２は入力６７０
８を出力６７１０からほぼ分離する。

【０７７３】図６７Ｂは通常オープン状態のスイッチ６
７０４を制御するエネルギー伝達信号６３０６の例示のタイミング図を示す。 図６７Ｃは通常クローズ状態のスイッチ６７０６を制御する分離信号６７１２の例示のタイミング図を示す。 ブレーク−ビフォア−メーク・モジュール６７０２の動作について図６７Ｂおよび６７Ｃの例示のタイミング図を参照しながら以下に説明する。

【０７７４】時間ｔ０以前は、通常オープン状態のスイッチ６７０４と通常クローズ状態のスイッチ６７０６は通常の状態にある。

【０７７５】時間ｔ０で、図６７Ｃの分離信号６７１２
は通常クローズ状態のスイッチ６７０６をオープンする。 次いで、時間ｔ０の直後に、通常オープン状態のスイッチ６７０４と通常クローズ状態のスイッチ６７０６
はオープンし、入力６７０８は出力６７１０から分離される。

【０７７６】時間ｔ１で、図６７Ｂのエネルギー伝達信号６３０６は通常オープン状態のスイッチ６７０４をパルスの無視できない持続時間中クローズする。 これによってＥＭ信号１３０４は蓄積モジュール６７１６に結合される。

【０７７７】時間ｔ２以前は、図６７Ｂのエネルギー伝達信号６３０６は通常オープン状態のスイッチ６７０４
をオープンする。 これによってＥＭ信号１３０４は蓄積モジュール６７１６から結合解除される。

【０７７８】時間ｔ２で、図６７Ｃの分離信号６７１２
は通常クローズ状態のスイッチ６７０６をクローズする。 これによって蓄積モジュール６７１６は出力６７１
０に結合される。

【０７７９】蓄積モジュール６７１６は図６５の蓄積モジュール６５０６と同様である。 ブレークビフォアメークゲーテッド伝達システム６７０１は、図６５のゲーテッド伝達システム６５０１に関して説明した方法と同様の方法でＥＭ信号１３０４をダウン−コンバートする。

【０７８０】４．１．３ スイッチモジュールの実施例 図６５のスイッチモジュール６５０２と図６７Ａのスイッチモジュール６７０４および６７０６は、好ましくはクローズ時に比較的低いインピーダンスを有し、オープン時に比較的高いインピーダンスを有する任意のタイプのスイッチデバイスである。 スイッチモジュール６５０
２、６７０４および６７０６は、通常オープンまたは通常クローズ状態のスイッチで実施できる。 スイッチモジュールは理想的なスイッチモジュールである必要はない。

【０７８１】図６６Ｂは、スイッチモジュール６６１０
としてスイッチモジュール６５０２、６７０４および６
７０６を示す。 スイッチモジュール６６１０は通常オープンまたは通常クローズ状態のアーキテクチャで実施できる。 スイッチモジュール６６１０（例えば、スイッチモジュール６５０２、６７０４および６７０６）は、機械的スイッチデバイスと電気的スイッチデバイス、光スイッチデバイスなど、またそれらの組合せを含む任意のタイプの適切なスイッチデバイスで実施できるが、これに限定されない。 そのようなデバイスは、トランジスタスイッチデバイス、ダイオードスイッチデバイス、リレースイッチデバイス、光スイッチデバイス、マイクロマシンスイッチデバイスなど、またはその組合せを含むが、これに限定されない。

【０７８２】一実施形態では、スイッチモジュール６６
１０は、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、双極トランジスタなどのトランジスタ、またはその他の任意の適切な回路交換デバイスとして実施できる。

【０７８３】図６６Ａでは、スイッチモジュール６６１
０はＦＥＴ６６０２として示されている。 ＦＥＴ６６０
２は、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＧａＡｓＦＥＴなどを含む任意のタイプのＦＥＴでよいが、これに限定されない。 ＦＥＴ６６０２はゲート６６０４、ソース６６０６
およびドレイン６６０８を含む。 ゲート６６０４はソース６６０６とドレイン６６０８との間の切替え動作を制御するエネルギー伝達信号６３０６を受信する。 一実施形態において、ソース６６０６とドレイン６６０８とは交換可能である。

【０７８４】図６６ＡのＦＥＴ６６０２としてのスイッチモジュール６６１０の図示は例示的なものにすぎないことを理解する必要がある。 本セクションの記載に基づいて当業者には明らかなように、切替え機能を有する任意のデバイスを使用して、スイッチモジュール６６１０
（すなわち、スイッチモジュール６５０２、６７０４および６７０６）を実施することができる。

【０７８５】図６６Ｃで、スイッチモジュール６６１０
は、エネルギー伝達信号６３０６が出力６６１３に結合されている時に２リードデバイスとして動作するダイオードスイッチ６６１２として示されている。

【０７８６】図６６Ｄで、スイッチモジュール６６１０
は、エネルギー伝達信号６３０６が出力６６１５に結合されている時に２リードデバイスとして動作するダイオードスイッチ６６１４として示されている。

【０７８７】４．１．４ 蓄積モジュールの実施例 蓄積モジュール６５０６および６７１６は、ＥＭ信号１
３０４から伝達された無視できない量のエネルギーを蓄積する。 例示の実施形態では、蓄積モジュール６５０６
および６７１６は図６８Ａのリアクタンス性蓄積モジュール６８０１として実施できる。 ただし、本発明はこの実施形態に限定されない。 リアクタンス性蓄積モジュールはＥＭ信号１３０４から伝達されたエネルギーを蓄積する１つまたは２つ以上のリアクタンス性電気的構成要素を使用する蓄積モジュールである。 リアクタンス性電気的構成要素は、コンデンサおよびインダクタを含むが、これに限定されない。

【０７８８】一実施形態では、蓄積モジュール６５０６
および６７１６は図６８Ｂに容量性蓄積モジュール６８
０２として示されている１つまたは２つ以上の容量性蓄積要素を含む。 図６８Ｃでは、容量性蓄積モジュール６
８０２は一般にコンデンサ６８０４として示されている１つまたは２つ以上のコンデンサとして示されている。

【０７８９】蓄積モジュール６５０６および６７１６の目標は、ＥＭ信号１３０４から伝達された無視できない量のエネルギーを蓄積することである。 元の、影響を受けていないＥＭ入力信号の振幅再現は必ずしも重要ではない。 エネルギー伝達環境では、蓄積モジュールは伝達される電力を処理して、無視できないアパーチャ期間中に無視できない量の電力を受け入れる能力を備えることが好ましい。

【０７９０】端子６８０６は容量性蓄積モジュール６８
０２の出力としての働きをする。 容量性蓄積モジュール６８０２は端子６８０６で蓄積されたエネルギーを提供する。 図６８Ｆは、以下に説明する反転ゲーテッド伝達システムで使用できる直列コンデンサ６８１２を含む容量性蓄積モジュール６８０２を示す。

【０７９１】代替実施形態では、蓄積モジュール６５０
６および６７１６は図６８Ｄに誘導性蓄積モジュール６
８０８として示されている１つまたは２つ以上の誘導性蓄積要素を含む。

【０７９２】代替実施形態では、蓄積モジュール６５０
６および６７１６は図６８Ｅに容量性／誘導性蓄積モジュール６８１０として示されている１つまたは２つ以上の容量性蓄積要素と１つまたは２つ以上の誘導性蓄積要素の組合せを含む。

【０７９３】図６８Ｇは図８３Ａ〜８３Ｆに示され、同図に関して説明されているＥＭ信号１３０４をダウン−
コンバートするために実施できる統合ゲーテッド伝達システム６８１８を示す。

【０７９４】４．１．５ 任意選択のエネルギー伝達信号モジュール 図６９はエネルギー伝達システム６３０２の例示の実施形態であるエネルギー伝達システム６９０１を示す。 エネルギー伝達システム６９０１は、エネルギー伝達信号６３０６を生成する機能を含む任意の種々の機能または機能の組合せを実行できる任意選択のエネルギー伝達信号モジュール６９０２を含むが、これに限定されない。

【０７９５】一実施形態では、任意選択のエネルギー伝達信号モジュール６９０２はその例がアパーチャ発生器６８２０として図６８Ｊに示されているアパーチャ発生器を含む。 アパーチャ発生器６８２０は入力信号６８２
４から無視できないアパーチャパルス６８２６を生成する。 入力信号６８２４は、正弦波、方形波、のこぎり波などを含む任意のタイプの周期信号でよいが、これに限定されない。 入力信号６８２４を生成するシステムについて以下に説明する。

【０７９６】パルス６８２６のアパーチャの幅は、アパーチャ発生器６８２０の分岐６８２２での遅延によって決定される。 一般に、所望のパルス幅が増加すると、アパーチャ発生器６８２０の許容差が減少する。 言い換えれば、所与のＥＭ入力周波数について無視できないアパーチャパルスを生成するためには、同じＥＭ入力周波数で動作するアンダー−サンプリング・システムで必要な反応時間ほど速い反応時間を必要としない。

【０７９７】アパーチャ発生器６８２０内に示されている例示のロジックおよび実施態様は例示的なものにすぎず、限定的なものではない。 使用される実際のロジックは多くの形態をとることができる。 例示のアパーチャ発生器６８２０は本セクションの他の実施例と極性を一致させるために示されている任意選択のインバータ６８２
８を含む。

【０７９８】アパーチャ発生器６８２０の例示の実施態様は図６８Ｋに示されている。 アパーチャ生成ロジックの追加の例は図６８Ｈおよび６８Ｉに示されている。 図６８Ｈは入力信号６８２４の立上り区間でパルス６８２
６を生成する立上り区間パルス発生器６８４０を示す。
図６８Ｉは入力信号６８２４の立下り区間でパルス６８
２６を生成する立下り区間パルス発生器６８５０を示す。

【０７９９】一実施形態では、入力信号６８２４は図６
９に示すように、エネルギー伝達信号モジュール６９０
２の外部で生成される。 あるいは、入力信号６８２４はエネルギー伝達信号モジュール６９０２によって内部的に生成される。 入力信号６８２４は図６８Ｌの発振器６
８３０に示すように、発振器によって生成できる。 発振器６８３０はエネルギー伝達信号モジュール６９０２の内部にあってもよいし、エネルギー伝達信号モジュール６９０２の外部にあってもよい。 発振器６８３０はエネルギー伝達システム６９０１の外部にあってもよい。 発振器６８３０の出力は任意の周期波形である。

【０８００】エネルギー伝達システム６９０１によって実行されるダウン−コンバージョンのタイプは、パルス６８２６の周波数によって決定されるエネルギー伝達信号６３０６のエイリアシングレートに依存する。 パルス６８２６の周波数は入力信号６８２４の周波数によって決定される。 例えば、入力信号６８２４の周波数がＥＭ
信号１３０４の調波または分数調波にほぼ等しい時には、ＥＭ信号１３０４はベースバンド信号に直接ダウン−コンバートされ（例えば、ＥＭ信号がＡＭ信号またはＰＭ信号の時に）、またはＦＭ信号から非ＦＭ信号に変換される。 入力信号６８２４の周波数が差周波数の調波または分数調波にほぼ等しい時には、ＥＭ信号１３０４
は中間信号にダウン−コンバートされる。

【０８０１】任意選択のエネルギー伝達信号モジュール６９０２は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せで実施できる。

【０８０２】４．２ 反転ゲーテッド伝達システムとしてのエネルギー伝達システム 図６４Ｂはエネルギー伝達システム６３０２の例示の実施態様である例示の反転ゲーテッド伝達システム６４０
６を示す。 反転ゲーテッド伝達システム６４０６は、Ｅ
Ｍ信号１３０４およびエネルギー伝達信号６３０６を受信する反転ゲーテッド伝達モジュール６４０８を含む。
エネルギー伝達信号６３０６は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列を含む。 エネルギー伝達パルスはエイリアシングレートＦ _ARで繰り返す。 反転ゲーテッド伝達モジュール６４０８は、上記のセクションで図４６Ａの流れ図４６
０１、図４６Ｂの流れ図４６０７、図４６Ｃの流れ図４
６１３および図４６Ｄの流れ図４６１９に関して説明したように、エネルギー伝達信号６３０６のエイリアシングレートでＥＭ信号１３０４からエネルギーを伝達する。 反転ゲーテッド伝達モジュール６４０８は、ＥＭ信号１３０４から伝達された無視できない量のエネルギーを含むダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを出力する。

【０８０３】４．２．１ スイッチモジュールおよび蓄積モジュールとしての反転ゲーテッド伝達システム 図７４はスイッチモジュール７４０４および蓄積モジュール７４０６を含む反転ゲーテッド伝達モジュール６４
０８の例示の実施形態を示す。 好ましくは、スイッチモジュール７４０４および蓄積モジュール７４０６は、図４６Ａの動作流れ図４６０１、図４６Ｂの動作流れ図４
６０７、図４６Ｃの動作流れ図４６１３および図４６Ｄ
の動作流れ図４６１９に示す任意の方法で、ＥＭ信号１
３０４からエネルギーを伝達してＥＭ信号１３０４をダウン−コンバートする。

【０８０４】スイッチモジュール７４０４は図６６Ａ〜
６６Ｄに関して上記のように実施できる。 蓄積モジュール７４０６は図６８Ａ〜６８Ｆに関して上記のように実施できる。

【０８０５】図示の実施形態では、蓄積モジュール７２
０６は１つまたは２つ以上のコンデンサ７４０８を含む。 コンデンサ７４０８は、スイッチモジュール７４０
４の状態に関わらず端子７４１０までＥＭ信号１３０４
の高周波成分を通過させるために選択される。 コンデンサ７４０８はＥＭ信号１３０４からの無視できない量のエネルギーを蓄積する。 その後、端子７４１０の信号はコンデンサ７４０８に蓄積されたエネルギーに関係する量だけオフセットされる。

【０８０６】反転ゲーテッド伝達システム７４０１の動作を図７５Ａ〜７５Ｆに示す。 図７５ＡはＥＭ信号１３
０４を示す。 図７５Ｂはエネルギー伝達が終わった後のＥＭ信号１３０４を示す。 図７５Ｃは無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列を含むエネルギー伝達信号６３０６を示す。

【０８０７】図７５Ｄは例示のダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを示す。 図７５Ｅはダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを縮小タイムスケールで示す。
蓄積モジュール７４０６は直列要素のため、ＥＭ信号１
３０４の高周波（例えばＲＦ）がダウン−コンバートされた信号上に存在する。 これは図７５Ｆに示すようにフィルタリングできる。

【０８０８】反転ゲーテッド伝達システム７４０１を使用して、被変調搬送波信号および非変調搬送波信号を含む任意のタイプのＥＭ信号をダウン−コンバートすることができる。

【０８０９】４．３ 改善されたダイナミックレンジのためのレール・ツー・レール動作 ４．３．１ 序論 図１１０Ａは、エイリアシング信号１１０１４（エネルギー伝達信号と呼ばれることもある）を使用して、ＥＭ
信号１１００２をダウン−コンバートされた信号１１０
１２にダウン−コンバートするエイリアシングモジュール１１０００を示す。 エイリアシングモジュール１１０
００は図６３のエネルギー伝達モジュール６３０４の一例である。 エイリアシングモジュール１１０００はＵＦ
Ｔモジュール１１００４および蓄積モジュール１１００
８を含む。 図１１０Ａに示すように、ＵＦＴモジュール１１００４はｎチャネルのＦＥＴ１１００６として実施され、蓄積モジュール１１００８はコンデンサ１１０１
０として実施される。 ただし、本発明はこの実施形態に限定されない。

【０８１０】ＦＥＴ１１００６はＥＭ信号１１００２およびエイリアシング信号１１０１４を受信する。 一実施形態では、エイリアシング信号１１０１４はエイリアシングレートで繰り返す、無視できないアパーチャを有するパルス列を含む。 エイリアシングレートはＥＭ信号１
１００２の調波または分数調波でよい。 ＦＥＴ１１００
６は、エイリアシング信号１１０１４のエイリアシングレートでＥＭ信号１１００２をサンプリングしてダウン−コンバートされた信号１１０１２を生成する。 一実施形態では、ＦＥＴのゲート−ソース間電圧（Ｖ _GS ）がしきい電圧（Ｖ _T ）を超えるとＦＥＴ１１００６が導通する（オンになる）ように、エイリアシング信号１１０１
４はＦＥＴ１１００６のゲートを制御する。 ＦＥＴ１１
００６が導通すると、ＦＥＴ１１００６のソースからドレインまでチャネルが作成されてＥＭ信号１１００２からコンデンサ１１０１０まで電荷が伝達される。 より詳細に言えば、図１１０Ｂに示すように、ＦＥＴ１１００
６のコンダクタンス（１／Ｒ）対Ｖ _GS比はＶ _Tで許容レベルに達する連続関数である。 連続的なサンプリング中にコンデンサ１１０１０によって蓄積される電荷はダウン−コンバートされた信号１１０１２を形成する。

【０８１１】上記のように、ｎチャネルＦＥＴ１１００
６はＶ _GSがしきい電圧Ｖ _Tを超えると導通する。 図１１
０Ａに示すように、ＦＥＴ１１００６のゲート電圧がエイリアシング信号１１０１４によって決定され、ソース電圧が入力ＥＭ信号１１００２によって決定される。 エイリアシング信号１１０１４は、好ましくは振幅が予測可能でありシステム設計者によって設定できる複数のパルスである。 ただし、ＥＭ信号１１００２は通常、結合装置（アンテナなど）によって通信媒体を介して受信される。 したがって、ＥＭ信号１１１０２の振幅は可変であり、送信信号の強度と通信媒体の減衰を含むいくつかの要因に依存する。 したがって、ＦＥＴ１１００６上のソース電圧は完全には予測不可能であり、Ｖ _GSとＦＥＴ
１１００６のコンダクタンスに影響を及ぼす。

【０８１２】例えば、図１１１Ａは、ＦＥＴ１１００６
のソースに現れるＥＭ信号１１００２の一例であるＥＭ
信号１１１０２を示す。 図示のように、ＥＭ信号１１１
０２は比較的高い振幅を備えた区間１１１０４を有する。 図１１１ＢはＦＥＴ１１００６のゲートを制御するエイリアシング信号１１０１４の一例としてエイリアシング信号１１１０６を示す。 図１１１Ｃは、それぞれ図１１１Ｂおよび１１１Ａに示すゲート電圧とソース電圧の差であるＶ _GS １１１０８を示す。 ＦＥＴ１１００６
は、ＦＥＴ１１００６がそれを超えると導通する図１１
１Ｃに示す固有のしきい電圧Ｖ _T １１１１２を有する。
エイリアシング信号１１１０６の各パルス中にＦＥＴ１
１００６が導通して電荷がＥＭ信号１１１０２からコンデンサ１１０１０に伝達されるように、Ｖ _GS ＞Ｖ _Tであることが好ましい。 図１１１Ｃに示すように、ＥＭ信号１１１０２の高振幅区間１１１０４によって、Ｖ _T １１
１１２を超えるＶ _GSパルス１１１１０が発生し、したがって、ＦＥＴ１１００６は所望のように完全には導通しない。 したがって、結果的に得られるＥＭ信号１１１０
２のサンプルは劣化することがあり、ダウン−コンバートされた信号１１０１２に悪影響を与える危険がある。

【０８１３】前述したように、ＦＥＴ１１００６のコンダクタンス対Ｖ _GS比は数学的に連続しており、厳密なカットオフではない。 言い換えれば、ＦＥＴ１１００６はパルス１１１１０がＶ _T １１１１２を下回っていてもパルス１１１１０によって制御されるとわずかに導通する。 ただし、Ｖ _T １１１１２より大きいＶ _GSパルス１１
１１１と比較するとＦＥＴ１１００６の挿入損は増加する。 振幅が大きい入力信号によって引き起こされる性能の低下は、クリッピングまたは圧縮と呼ばれる。 クリッピングによってダウン−コンバートされた信号１１０１
２は歪み、その結果、入力ＥＭ信号１１１０２の忠実なダウン−コンバージョンに悪影響が出る。 ダイナミックレンジはダウン−コンバートされた信号に歪みが混入することなく忠実にダウン−コンバートできる入力信号の範囲に関連する有利な点である。 ダウン−コンバージョン回路のダイナミックレンジが広ければ広いほど、ダウン−コンバートされた信号に歪みが混入することなく忠実にダウン−コンバートできる入力信号は大きくなる。

【０８１４】４．３．２ 改善されたダイナミックレンジのための相補形ＵＦＴ構造 図１１２は、エイリアシング信号１１２２０を使用してＥＭ信号１１２０８をダウン−コンバートしてダウン−
コンバートされた信号１１２１４を生成する本発明の実施形態によるエイリアシングモジュール１１２００を示す。 エイリアシングモジュール１１２００はエイリアシングモジュール１１０００と比較してより大きい振幅範囲で入力信号をダウン−コンバートする能力があり、したがって、エイリアシングモジュール１１２００はエイリアシングモジュール１１０００と比較すると改善されたダイナミックレンジを有する。 エイリアシングモジュール１１２００は相補形ＦＥＴデバイスで実施できる２
つのＵＦＴモジュールを含むため、ダイナミックレンジが改善される。 言い換えれば、一方のＦＥＴはｎチャネルで、他方のＦＥＴはｐチャネルであり、したがって、
入力信号が電源の制約を超えない限り少なくとも１つのＦＥＴが常にエイリアシング信号パルス中に導通していることになる。 エイリアシングモジュール１１２００
は、遅延１１２０２、ＵＦＴモジュール１１２０６、１
１２１６、ノード１１２１０、１１２１２、およびインバータ１１２２２を含む。 インバータ１１２２２は電圧源Ｖ ₊ １１２３２およびＶ _- １１２３４に結合されている。 ＵＦＴモジュール１１２０６はｎチャネルＦＥＴ１
１２０４を備え、ＵＦＴモジュール１１２１６はｐチャネルＦＥＴ１１２１８を備える。

【０８１５】前述したように、エイリアシングモジュール１１２００は２つの相補形ＦＥＴを操作してダイナミックレンジを拡張し歪み効果を低減する。 このために、
２つの相補形エイリアシング信号１１２２４、１１２２
６がエイリアシング信号１１２２０から生成されてそれぞれＦＥＴ１１２１８、１１２０４によるサンプリングを制御することが必要である。 このために、インバータ１１２２２はエイリアシング信号１１２２０を受信して反転し、ｐチャネルＦＥＴ１１２１８を制御するエイリアシング信号１１２２４を生成する。 遅延１１２０２はエイリアシング信号１１２２０を遅延させて、時間遅延量がインバータ１１２２２に関連する時間遅延量にほぼ等しいエイリアシング信号１１２２６を生成する。 したがって、エイリアシング信号１１２２４および１１２２
６は振幅がほぼ相補形である。

【０８１６】ノード１１２１０はＥＭ信号１１２０８を受信し、ＥＭ信号１１２２７、１１２２８をそれぞれ実質的にＥＭ信号１１２０８の複製であるｎチャネルＦＥ
Ｔ１１２０４およびｐチャネルＦＥＴ１１２１８のソースに結合する。 ｎチャネルＦＥＴ１１２０４はエイリアシング信号１１２２６の制御下でＥＭ信号１１２２７をサンプリングし、ＦＥＴ１１２０４のドレインでサンプル１１２３６を生成する。 同様に、ｐチャネルＦＥＴ１
１２１８はエイリアシング信号１１２２４の制御下でＥ
Ｍ信号１１２２８をサンプリングし、ＦＥＴ１１２１８
のドレインでサンプル１１２３８を生成する。 ノード１
１２１２は結果として得られた電荷サンプルをコンデンサ１１２３０によって蓄積されている電荷サンプル１１
２４０に結合する。 コンデンサ１１２３０によって蓄積されている電荷は連続するサンプル中にダウン−コンバートされた信号１１２１４を生成する。 ｎチャネルＦＥ
Ｔ１１２０４とｐチャネルＦＥＴ１１２１４は相補形デバイスのため、エイリアシングモジュール１１２００はエイリアシングモジュール１１０００と比較してダイナミックレンジが改善されている。 したがって、大きい入力ＥＭ信号１１２０８のために一方のデバイスがカットオフされても、他方のデバイスが導通し、入力信号が電源電圧Ｖ ₊ １１２３２とＶ _- １１２３４の間にある限り、
入力信号をサンプリングする。 これは当業者に知られているようにレールツーレール動作と呼ばれる。

【０８１７】例えば、図１１３Ａは、ｎチャネルＦＥＴ
１１２０４およびｐチャネルＦＥＴ１１２１８のソースに結合されたＥＭ信号１１２２７、１１２２８の一例であるＥＭ信号１１３０２をそれぞれ示す。 図示のように、ＥＭ信号１１３０２はパルス１１３０３、１１３０
５を含む比較的大きい振幅を有する区間１１３０４を有する。 図１１３ＢはｎチャネルＦＥＴ１１２０４のゲートを制御するエイリアシング信号１１２２６の一例としてエイリアシング信号１１３０６を示す。 ｐチャネルＦ
ＥＴについても同様に、図１１３ＤはｐチャネルＦＥＴ
１１２１８のゲートを制御するエイリアシング信号１１
２２４の一例としてエイリアシング信号１１３１４を示す。 エイリアシング信号１１３１４はエイリアシング信号１１３０６の振幅の補数である。

【０８１８】図１１３Ｃは、図１１３Ｂおよび１１３Ａ
に示すｎチャネルＦＥＴ１１２０４上のゲート電圧とソース電圧の差であるＶ _GS １１３０８をそれぞれ示す。 図１１３ＣはまたＦＥＴ１１２０４がそれを超えると導通するＦＥＴ１１２０４の固有のしきい電圧Ｖ _T １１３０
９を示す。 ｐチャネルＦＥＴについても同様に、図１１
３Ｅはそれぞれ図１１３Ｄおよび１１３Ａに示すｐチャネルＦＥＴ１１２１８上のゲート電圧とソース電圧の差であるＶ _GS １１３１６を示す。 図１１３ＥはまたＦＥＴ
１１２１８がそれを下回ると導通するＦＥＴ１１２１８
の固有のしきい電圧Ｖ _T １１３１７を示す。

【０８１９】前述したように、ｎチャネルＦＥＴ１１２
０４はＶ _GS １１３０８がＶ _T １１３０９を超えると導通し、ｐチャネルＦＥＴ１１２１８はＶ _GS １１３１６がＶ
_T １１３１７を下回ると導通する。 図１１３Ｃに示すように、ｎチャネルＦＥＴ１１２０４は図１１３Ａに示すＥＭ信号１１３０２の範囲で導通する。 ただし、Ｖ _T １
１３０９を超えない対応するＶ _GSパルス１１３１０（図１１３Ｃ）を結果的に生成するＥＭ信号パルス１１３０
５の場合は例外である。 ただし、同じＥＭ信号パルス１
１３０５によってｐチャネルＦＥＴのＶ _T １１３１７をはるかに下回るＶ _GSパルス１１３２０（図１１３Ｅ）が発生するため、ｐチャネルＦＥＴ１１２１８は十分に導通する。 したがって、ＥＭ信号１１３０２のサンプルはｐチャネルＦＥＴ１１２１８によって適切に収集され、
ダウン−コンバートされた信号１１２１４には歪みが発生しない。 同様に、ＥＭ信号パルス１１３０３からｐチャネルＦＥＴ１１２１８が完全に導通するには不適当なＶ _GSパルス１１３２２（図１１３Ｅ）が発生する。 ただし、同じＥＭ信号パルス１１３０３からＶ _T １１３０９
をはるかに超えるＶ _GSパルス１１３１１（図１１３Ｃ）
が発生するため、ｎチャネルＦＥＴ１１２０４は十分に導通する。

【０８２０】上記のように、エイリアシングモジュール１１２００は、相補形ＦＥＴ構造のためにエイリアシングモジュール１１０００と比較してダイナミックレンジが改善されている。 図１１３Ａ〜１１３Ｅに示すように、電源電圧Ｖ ₊ １１２３２とＶ _- １１２３４の間にある任意の入力信号によって、ＦＥＴ１１２０４またはＦＥ
Ｔ１１２１８の一方が導通するか、または両方のＦＥＴ
が導通する。 これは、ｎチャネルＦＥＴ１１２０４をカットオフするＶ _GSを生成する任意の入力信号がｐチャネルＦＥＴ１１２１８を導通させるためである。 同様に、
ｐチャネルＦＥＴ１１２１８をカットオフする任意の入力信号がｎチャネルＦＥＴ１１２０４を導通させ、したがって、ダウン−コンバートされた出力信号の歪みを防止する。

【０８２１】４．３．３ 偏移構成 図１１４はエイリアシングモジュール１１２００の代替実施形態であるエイリアシングモジュール１１４００を示す。 エイリアシングモジュール１１４００は正電源（Ｖ ₊ ）１１４０２、抵抗器１１４０４、１１４０６およびエイリアシングモジュール１１２００内の要素を含む。 Ｖ ₊ １１４０２および抵抗器１１４０４、１１４０
６はノード１１４０５で正のＤＣ電圧を生成する。 これによって、ノード１１４０５は正の電圧源を必要とする結合回路を駆動でき、エイリアシングモジュール１１４
００の単極供給動作が使用可能になる。 また正の電源電圧には入力ＥＭ信号１１２０８のＤＣレベルを上げる効果がある。 したがって、本セクションの記載に基づいて当業者には明らかなように、電源電圧Ｖ ₊ １１４０２と地電位の間にある任意の入力信号によってＦＥＴ１１２
０４または１１２１８は導通し、または両方のＦＥＴが導通する。

【０８２２】図１１５はエイリアシングモジュール１１
２００の代替偏移構成であるエイリアシングモジュール１１５００を示す。 エイリアシングモジュール１１５０
０は正の電源１１５０２、負の電源１１５０８、抵抗器１１５０４、１１５０６、およびエイリアシングモジュール１１２００内の要素を含む。 正の電源と負の電源を両方使用することで、ノード１１５０５はＶ ₊ １１５０
２とＶ _- １１５０８の間のどこでも偏移できる。 その結果、ノード１１５０５は正または負の電源電圧を必要とする結合回路を駆動することができる。 さらに、本セクションの記載に基づいて当業者には明らかなように、電源電圧Ｖ ₊ １１５０２とＶ _- １１５０８の間にある任意の入力信号によってＦＥＴ１１２０４またはＦＥＴ１１２
１８が導通し、または両方のＦＥＴが導通する。

【０８２３】４．３．４ シミュレーションの例 前述したように、相補形ＦＥＴ構造を有するエイリアシングモジュールは、単一の（または単極の）ＦＥＴ構成と比較してダイナミックレンジが改善されている。 これについて、相補形ＦＥＴ構造を有するエイリアシングモジュール１１６０２（図１１６）に関連する信号波形を単一の（または単極の）ＦＥＴ構造を有するエイリアシングモジュール１１７０２（図１１７）の信号波形と比較することでさらに説明する。

【０８２４】エイリアシングモジュール１１６０２（図１１６）は、エイリアシング信号１１６１２を使用してＥＭ信号１１６０８をダウン−コンバートしてダウン−
コンバートされた信号１１６１０を生成する。 エイリアシングモジュール１１６０２は相補形ＦＥＴ構造を有し、ｎチャネルＦＥＴ１１６０４、ｐチャネルＦＥＴ１
１６０６、インバータ１１６１４、およびエイリアシング信号発生器１１６０８を含む。 図示のように、エイリアシングモジュール１１６０２は電源回路１１６１６によってバイアスされている。 エイリアシングモジュール１１７０２（図１１７）は、エイリアシング信号１１７
０８を使用してＥＭ信号１１７０４をダウン−コンバートしてダウン−コンバートされた信号１１７０６を生成する。 エイリアシングモジュール１１７０２は、ｎチャネルＦＥＴ１１７１２およびエイリアシング信号発生器１１７１４を含む単一ＦＥＴ構造であり、電源回路１１
７１０を使用してバイアスされている。

【０８２５】図１１８〜１２０はエイリアシングモジュール１１６０２に対応する信号波形で、図１２１〜１２
３はエイリアシングモジュール１１７０２に対応する信号波形である。 図１１８、１２１はそれぞれダウン−コンバートされた信号１１６１０、１１７０６である。 図１１９、１２２はそれぞれサンプリングされたＥＭ信号１１６０８、１１７０４である。 図１２０、１２３はそれぞれエイリアシング信号１１６１２、１１７０８である。 モジュール１１６０２と１１７０２が適切に比較できるようにエイリアシング信号１１６１２はエイリアシング信号１１７０８と同一である。

【０８２６】ＥＭ信号１１６０８、１１７０４は、それぞれ図１１９、１２２に示すように、電源電圧±１．６
５ボルトに近づく比較的大きい入力信号である。 図１１
９で、信号１１６０８の区間１１９０２および１１９０
４は、エイリアシングモジュール１１６０２によるＥＭ
信号１１６０８からダウン−コンバートされた信号１１
６１０へのエネルギー伝達を示す。 より詳細に言えば、
区間１１９０２は−１．６５ｖの電源電圧付近でのエネルギー伝達を示し、区間１１９０４は＋１．６５ｖの電源電圧付近でのエネルギー伝達を示す。 電源レール付近でのエネルギー伝達の対称的な品質は、相補形ＦＥＴ１
１６０４、１１６０６の少なくとも１つが各エイリアシングパルス１１６１２中に適切にＥＭ信号をサンプリングしていることを示す。 その結果、最小の高周波雑音を有し、−１．０Ｖと１．０Ｖの間に中心がある（すなわち、無視できるＤＣ電圧成分を有する）ダウン−コンバートされた信号１１６１０が得られる。

【０８２７】図１２２と同様、区間１２２０２および１
２２０４は、エイリアシングモジュール１１７０２（単一ＦＥＴ構成）によるＥＭ信号１１７０４からダウン−
コンバートされた信号１１７０６へのエネルギー伝達を示す。 より詳細に言えば、区間１２２０２は−１．６５
Ｖ供給の電源電圧付近でのエネルギー伝達を示し、区間１２２０４は＋１．６５Ｖ供給の電源電圧付近でのエネルギー伝達を示す。 区間１２２０２、１２２０４を図１
１９の区間１１９０２、１１９０４と比較すると、区間１２２０２、１２２０４でのエネルギー伝達は電源レール付近で区間１１９０２、１１９０４の場合ほど対称ではないことが分かる。 これは、ＥＭ信号１１７０４が信号１１７０４の軌跡の一部で単一ＦＥＴ１１７１２の性能を部分的に弱めている証拠である。 その結果、ダウン−コンバートされた信号１１６１０と比較して高周波雑音が多く、かなりの負のＤＣ電圧成分を有するダウン−
コンバートされた信号１１７０６が得られる。

【０８２８】以上のことをまとめると、ダウン−コンバートされた信号１１７０６は、エイリアシングモジュール１１７０２内の単一ＦＥＴ１１７１２の性能を弱めている比較的大きいＥＭ信号によって引き起こされる歪みを反映する。 エイリアシングモジュール１１６０２によって生成されるダウン−コンバートされた信号１１６１
０は比較的歪みが少ない。 これは、エイリアシングモジュール１１６０２内の相補形ＦＥＴ構成が、ダウン−コンバートされた信号１１６１０内に歪みを生じることなく、振幅が大きい入力信号を処理する能力があるためである。 したがって、エイリアシングモジュール１１６０
２内の相補形ＦＥＴ構成はエイリアシングモジュール１
１７０２内の単一ＦＥＴ構成と比較するとダイナミックレンジが改善されている。

【０８２９】４．４ 最適化されたスイッチ構造 ４．４．１ ＣＭＯＳ内部のスプリッタ 図１２４ＡはＣＭＯＳ内に実施されるスプリッタ回路１
２４００の一実施形態を示す。 この実施形態は例示的なものであって、限定的なものではない。 一実施形態では、スプリッタ回路１２４００は局部発振器（ＬＯ）信号を約９０°位相はずれの２つの発振信号に分割するために使用される。 第１の発振信号はＩチャネル発振信号と呼ばれる。 第２の発振信号はＱチャネル発振信号と呼ばれる。 Ｑチャネル発振信号はＩチャネル発振信号の位相を約９０°遅らせる。 スプリッタ回路１２４００は、
第１のＩチャネルインバータ１２４０２、第２のＩチャネルインバータ１２４０４、第３のＩチャネルインバータ１２４０６、第１のＱチャネルインバータ１２４０
８、第２のＱチャネルインバータ１２４１０、Ｉチャネルフリップフロップ１２４１２、およびＱチャネルフリップフロップ１２４１４を含む。

【０８３０】図１２４Ｆ〜１２４Ｊはスプリッタ回路１
２４００の信号の関係を示すために使用される例示の波形である。 図１２４Ｆ〜１２４Ｊに示す信号波形はスプリッタ回路１２４００の構成要素による理想的な遅延時間を反映する。 図１２４ＦにはＬＯ信号１２４１６が示されている。 図１２４Ｇに示すように、第１、第２、第３のＩチャネルインバータ１２４０２、１２４０４、および１２４０６がＬＯ信号１２４１６を３回反転し、反転ＬＯ信号１２４１８を出力する。 図１２４Ｈに示すように、第１および第２のＱチャネルインバータ１２４０
８および１２４１０がＬＯ信号１２４１６を２回反転し、非反転ＬＯ信号１２４２０を出力する。 第１、第２、および第３のＩチャネルインバータ１２４０２、１
２４０４、および１２４０６は第１および第２のＱチャネルインバータ１２４０８および１２４１０による遅延にほぼ等しく、したがって、反転ＬＯ信号１２４１８と非反転ＬＯ信号１２４２０は約１８０°位相はずれの関係にある。 当業者には明らかなように、インバータの動作特性を調整して適切な遅延量を達成することができる。

【０８３１】Ｉチャネルフリップフロップ１２４１２は反転ＬＯ信号１２４１８を入力する。 Ｑチャネルフリップフロップ１２４１４は非反転ＬＯ信号１２４２０を入力する。 この実施形態では、Ｉチャネルフリップフロップ１２４１２およびＱチャネルフリップフロップ１２４
１４はエッジトリガ方式のフリップフロップである。 どちらかのフリップフロップが入力で立上り区間を受信すると、フリップフロップの出力は状態を変える。 したがって、Ｉチャネルフリップフロップ１２４１２およびＱ
チャネルフリップフロップ１２４１４はそれぞれ入力信号周波数の約半分である信号を出力する。 さらに、当業者には明らかなように、Ｉチャネルフリップフロップ１
２４１２への入力とＱチャネルフリップフロップ１２４
１４への入力は約１８０°位相はずれの関係にあり、その結果として生じる出力信号は約９０°位相はずれの関係にある信号である。 図１２４Ｉに示すように、Ｉチャネルフリップフロップ１２４１２はＩチャネル発振信号１２４２２を出力する。 図１２４Ｊに示すように、Ｑチャネルフリップフロップ１２４１４はＱチャネル発振信号１２４２４を出力する。 また図１２４Ｉと１２４Ｊを比較すると分かるように、Ｑチャネル発振信号１２４２
４は、Ｉチャネル発振信号１２４２２の位相を９０°遅らせる。

【０８３２】図１２４Ｂは図１２４のスプリッタ回路１
２４００の詳細な回路実施形態をより詳細に示す。 図１
２４Ａの回路ブロックと同様の図１２４Ｂの回路ブロックは対応する参照番号によって示されている。 図１２４
Ｃ〜１２４Ｄは図１２４Ｂのスプリッタ回路１２４００
に関係する例示の出力波形を示す。 図１２４ＣはＩチャネル発振信号１２４２２を示す。 図１２４ＤはＱチャネル発振信号１２４２４を示す。 図１２４Ｃと１２４Ｄを比較すると分かるように、図１２４ＤのＱチャネル発振信号１２４２４の波形は、図１２４ＣのＩチャネル発振信号１２４２２の波形を約９０°遅らせる。

【０８３３】図１２４Ａおよび１２４Ｂのスプリッタ回路１２４００は例示的なものにすぎないことを理解する必要がある。 本セクションの説明に基づいて当業者には明らかなように、スプリッタ回路１２４００は種々のタイプのロジックと半導体デバイスの組から構成できる。

【０８３４】４．４．２ Ｉ／Ｑ回路 図１２４ＥはＣＭＯＳ内の完全なＩ／Ｑ回路１２４２６
の例示の実施形態を示す。 Ｉ／Ｑ回路１２４２６はすでに詳述したスプリッタ回路１２４００を含む。 上記で参照されている適用を含めて、Ｉ／Ｑ回路の実施態様に関する詳細を本セクションに記載する。

【０８３５】４．５ ＩおよびＱの実施例 ４．５．１ 異なるサイズのスイッチ 一実施形態では、本セクションに記載するスイッチモジュールは単一のスイッチとして並列に動作する一連のスイッチとして実施できる。 一連のスイッチは例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、双極トランジスタ、またはその他の任意の適した回路切替えデバイスなどのトランジスタとすることができる。 一連のスイッチは１種類の切替えデバイス、または異なる切替えデバイスの組合せからなることができる。

【０８３６】例として、図１２５はスイッチモジュール１２５００を示す。 図１２５では、スイッチモジュールが一連のＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎとして示されている。
ＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎは、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、
ＧａＡｓＦＥＴなどを含む任意のタイプのＦＥＴであるが、これに限定されない。 ＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎの各々は、図２８ＡのＦＥＴ２８０２と同様、ゲート１２５
０４ａ〜ｎ、ソース１２５０６ａ〜ｎ、およびドレイン１２５０８ａ〜ｎを含む。 一連のＦＥＴ１２５０２ａ〜
ｎは並列に動作する。 ゲート１２５０４ａ〜ｎは結合され、ソース１２５０６ａ〜ｎは結合され、ドレイン１２
５０８ａ〜ｎは結合されている。 ゲート１２５０４ａ〜
ｎの各々は対応するソース１２５０６ａ〜ｎおよびドレイン１２５０８ａ〜ｎ間の切替え動作を制御する制御信号１６０４、８２１０を受信する。 一般に、ＦＥＴ１２
５０２ａ〜ｎの各々の対応するソース１２５０６ａ〜ｎ
およびドレイン１２５０８ａ〜ｎは交換可能である。 Ｆ
ＥＴの数に制限はない。 何らかの制限は特定の適用に依存するであろう。 「ａ〜ｎ」の指定は決して限定的なものではない。

【０８３７】一実施形態では、ＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎ
は類似の特性を有する。 別の実施形態では、１つまたは２つ以上のＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎは他のＦＥＴとは異なる特性を有する。 例えば、ＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎは異なるサイズでもよい。 ＣＭＯＳの場合、一般にスイッチのサイズが大きいほど（ソースとドレイン領域の間のゲートの下の領域が広いほど）、スイッチで電源が入るのに時間がかかる。 電源投入時間が長いということは一部は大型スイッチに存在するゲート対チャネルキャパシタンスの大きさが原因である。 小型ＣＭＯＳスイッチはより短時間で電源投入されるが、チャネル抵抗が大きい。 大型ＣＭＯＳスイッチは小型ＣＭＯＳスイッチと比較してチャネル抵抗が小さい。 サイズが異なるスイッチで電源投入特性が異なることで、スイッチモジュール構造全体の設計は融通性が富んだものになる。 小型スイッチを大型スイッチと組み合わせることで、スイッチ構造全体のチャネルコンダクタンスを調整して所与の要件を満たすことができる。

【０８３８】一実施形態では、ＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎ
は相対サイズが異なるＣＭＯＳスイッチである。 ＦＥＴ
１２５０２ａはＦＥＴ１２５０２ｂ〜ｎに対してサイズが小さいスイッチであってもよい。 ＦＥＴ１２５０２ｂ
はＦＥＴ１２５０２ａよりもサイズが大きいがＦＥＴ１
２５０２ｃ〜ｎよりもサイズが小さいスイッチであってもよい。 ＦＥＴ１２５０２ｃ〜ｎのサイズは互いに異なっていてもよい。 例えば、漸進的に大きくなるスイッチのサイズを使用することができる。 ＦＥＴ１２５０２ａ
〜ｎのサイズを互いにばらつかせることで、スイッチモジュールの電源投入特性曲線をそれに対応して変えることができる。 例えば、スイッチモジュールの電源投入特性は、理想的なスイッチの特性により近づくように調整できる。 あるいは、スイッチモジュールを調整して導電曲線の形を変えることもできる。

【０８３９】１つまたは２つ以上のＦＥＴ１２５０２ａ
〜ｎが比較的サイズが小さいようにＦＥＴ１２５０２ａ
〜ｎを構成することで、電源投入特性の高速化によってスイッチモジュール全体の電源投入特性曲線を改善することができる。 小型のスイッチはゲート対チャネルキャパシタンスが小さいため、大型スイッチよりも速く電源投入される。

【０８４０】１つまたは２つ以上のＦＥＴ１２５０２ａ
〜ｎが比較的サイズが大きいようにＦＥＴ１２５０２ａ
〜ｎを構成することで、チャネル抵抗の小ささによってスイッチモジュール全体の電源投入特性を改善することができる。 大型のスイッチはチャネル抵抗が小さいため、小型スイッチと組み合わせた場合でも、全体のスイッチ構造により低いチャネル抵抗を提供することができる。 これによって全体のスイッチ構造の負荷駆動範囲は拡大する。 それにより、全体のスイッチ構造内の相互のスイッチサイズを調整できる能力が、全体のスイッチ構造の動作がより理想に近くなり、用途に固有の要件を達成し、または固有の目的を達成するために兼ね合いをとることを可能にする。 これは本セクションの教示から当業者には明らかであろう。

【０８４１】図１２５の一連のＦＥＴ１２５０２ａ〜ｎ
としてのスイッチモジュールの図は例示的なものにすぎないことに留意されたい。 本セクションの教示から当業者には明らかなように、切替え機能を有する任意のデバイスを使用してスイッチモジュール（例えば、スイッチモジュール２８０２、２７０２、２４０２および２４０
６）を実施することができる。

【０８４２】４．５．２ 全体のスイッチ領域の削減 回路性能は全体のスイッチ領域を削減することで改善できる。 前述したように、小型スイッチ（すなわち、ソースとドレイン領域の間のゲートの下の領域が小さいスイッチ）は大型スイッチと比較してゲート対チャネルキャパシタンスが小さい。 ゲート対チャネルキャパシタンスが小さいことで、回路はスパイク雑音の影響を受けにくい。 図１２６Ａは全体のスイッチ領域が大きいスイッチモジュールの実施形態を示す。 図１２６Ａのスイッチモジュールは２０個のＦＥＴ１２６０２〜１２６４０を含む。 図示のように、ＦＥＴ１２６０２〜１２６４０は同じサイズである（「Ｗｄ」および「ｌｎｇ」パラメータが等しい）。 入力ソース１２６４６は入力ＥＭ信号を生成する。 パルス発生器１２６４８はＦＥＴ１２６０２〜
１２６４０のエネルギー伝達信号を生成する。 コンデンサＣ１はＦＥＴ１２６０２〜１２６４０によってサンプリングされている入力信号の蓄積要素である。 図１２６
Ｂ〜１２６Ｑは図１２６Ａのスイッチモジュールに関連する例示の波形を示す。 図１２６Ｂはサンプリングされて１０ＭＨｚ中間周波数信号にダウン−コンバートされる受信した１．０１ＧＨｚのＥＭ信号を示す。 図１２６
Ｃは２０個のＦＥＴ１２６０２〜１２６４０の各々のゲートに加えられる２００ＭＨｚのエイリアシングレートを有するエネルギー伝達信号を示す。 エネルギー伝達信号は期間がゼロ時間から遠ざかる無視できないアパーチャを有するエネルギー伝達パルス列を含む。 エネルギー伝達パルスはエイリアシングレートで繰り返す。 図１２
６Ｄは、図１２６Ａのポイント１２６４２での、エイリアシングレートでのエネルギー伝達効果を示す該当する受信ＥＭ信号を示す。 図１２６Ｅは、図１２６Ａのポイント１２６４４でダウン−コンバート処理によって生成されたダウン−コンバートされた信号を示す。

【０８４３】図１２６Ｆは受信した１．０１ＧＨｚのＥ
Ｍ信号の周波数スペクトラムを示す。 図１２６Ｇは受信エネルギー伝達信号の周波数スペクトラムを示す。 図１
２６Ｈは図１２６Ａのポイント１２６４２での該当する受信ＥＭ信号の周波数スペクトラムを示す。 図１２６Ｉ
は図１２６Ａのポイント１２６４４でのダウン−コンバートされた信号の周波数スペクトラムを示す。

【０８４４】図１２６Ｊ〜１２６Ｍは図１２６Ａのポイント１２６４２でのそれぞれ受信した１．０１ＧＨｚのＥＭ信号、受信エネルギー伝達信号、影響を受けた受信ＥＭ信号と、図１２６Ａのポイント１２６４４でのダウン−コンバートされた信号について、１．００ＧＨｚを中心とするより狭い周波数範囲に的を絞った周波数スペクトラムの詳細をさらに示す。 図１２６Ｌに示すように、該当する受信ＥＭ信号には図１２６Ａのポイント１
２６４２に約１．０ＧＨｚのスパイク雑音が存在する。
このスパイク雑音は回路によって放射されることがあり、近傍の受信機に１．０ＧＨｚで干渉を引き起こすことがある。

【０８４５】図１２６Ｎ〜１２６Ｑは図１２６Ａのポイント１２６４２で受信され、１．０１ＧＨｚのＥＭ信号、受信エネルギー伝達信号、影響を受けた受信ＥＭ信号、および図１２６Ａのポイント１２６４４でのダウン−コンバートされた信号のそれぞれについて、１０．０
ＭＨｚを中心とする狭い周波数範囲に的を絞った周波数スペクトラムを示す。 特に、図１２６Ｑは約５ｍＶの信号が約１０ＭＨｚでダウン−コンバートされたことを示す。

【０８４６】図１２７Ａは図１２６Ａの２０個のＦＥＴ
１２６０２〜１２６４０ではなく今度は１４個のＦＥＴ
１２７０２〜１２７２８を示すスイッチモジュールの代替実施形態を示す。 さらに、ＦＥＴは種々のサイズである（ＦＥＴによって一部の「Ｗｄ」および「ｌｎｇ」パラメータが異なる）。

【０８４７】図１２７Ａのスイッチモジュールに関係する例示の波形である図１２７Ｂ〜１２７Ｑは、図１２６
Ｂ〜１２６Ｑの同様に指定された図形に対応する。 図１
２７Ｌに示すように、低レベルのスパイク雑音が図１２
６Ｌと同じ周波数ではなく１．０ＧＨｚで存在する。 これは低レベルの回路放射と相関する。 さらに、図１２７
Ｑに示すように、１．０ＧＨｚでの低レベルスパイク雑音は変換効率の損失なしに達成された。 これは図１２７
Ｑに約１０ＭＨｚでダウン−コンバートされた約５ｍＶ
の信号によって表されている。 この電圧は図１２６Ａの回路によってダウン−コンバートされたレベルにほぼ等しい。 本セクションの教示から当業者には明らかなように、実際、スイッチの数を減らすことで全体のスイッチ領域も削減でき、またスイッチごとにスイッチ領域を削減することで回路の寄生キャパシタンスを低下させることができる。 特に、これによって、全体のゲート対チャネルキャパシタンスが低下し、振幅のスパイク雑音が低下し、不要な回路放射が低減される。

【０８４８】図１２６Ａ〜１２６Ｑおよび１２７Ａ〜１
２７ＱのＦＥＴなどの上記のスイッチの図は例示的なものにすぎないことに留意されたい。 本セクションの記載に基づいて当業者には明らかなように、切替えキャパシタンスを有する任意のデバイスを使用してスイッチモジュールを実施することができる。

【０８４９】４．５．３ 電荷注入の解消 本セクションに記載したスイッチモジュールが並列の一連のスイッチからなる実施形態では、場合によって電荷注入の効果を最小限にすることが望ましい。 電荷注入を最小限にすることは、そこから発生する不要な回路放射を低減するために一般に望ましい。 一実施形態では、不要な電荷注入効果は相補形ｎチャネルＭＯＳＦＥＴおよびｐチャネルＭＯＳＦＥＴを使用して低減できる。 ＮチャネルＭＯＳＦＥＴおよびｐチャネルＭＯＳＦＥＴは共に電荷注入の影響を受ける。 ただし、極性が逆の信号がそれぞれのゲートに加えられてスイッチをオン／オフし、その結果得られる電荷注入は逆の極性を有する。 したがって、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴおよびｐチャネルＭ
ＯＳＦＥＴを組にして対応する電荷注入を解消することができる。 したがって、一実施形態では、スイッチモジュールは、それぞれの部材が電荷注入の不要な効果を最小限にするサイズであるｎチャネルＭＯＳＦＥＴとｐチャネルＭＯＳＦＥＴから構成できる。

【０８５０】図１２９Ａは、図１２６Ａの２０個のＦＥ
Ｔ１２６０２〜１２６４０ではなく、１４個のｎチャネルＦＥＴ１２９０２〜１２９２８と１２個のｐチャネルＦＥＴ１２９３０〜１２９５２を示すスイッチモジュールの代替実施形態を示す。 ｎチャネルおよびｐチャネルＦＥＴは相補形構成に配置されている。 さらに、ＦＥＴ
は種々のサイズである（ＦＥＴによって一部の「Ｗｄ」
および「ｌｎｇ」パラメータが異なる）。

【０８５１】図１２９Ａのスイッチモジュールに関係する例示の波形である図１２９Ｂ〜１２９Ｑは、図１２６
Ｂ〜１２６Ｑの同様に指定された図形に対応する。 図１
２９Ｌに示すように、低レベルのスパイク雑音が図１２
６Ｌと同じ周波数ではなく１．０ＧＨｚで存在する。 これは低レベルの回路放射と相関する。 さらに、図１２９
Ｑに示すように、１．０ＧＨｚでの低レベルスパイク雑音は変換効率の損失なしに達成された。 これは図１２９
Ｑに約１０ＭＨｚでダウン−コンバートされた約５ｍＶ
の信号によって表されている。 この電圧は図１２６Ａの回路によってダウン−コンバートされたレベルにほぼ等しい。 本セクションの教示から当業者には明らかなように、実際、相補形構成にスイッチを配置することで電荷注入を支援し、またスイッチごとにスイッチ領域を調整することで電荷注入効果を低減できる。 特に、これによって、振幅のスパイク雑音が低下し、不要な回路放射が低減される。

【０８５２】上の説明中の図１２９Ａ〜１２９ＱでのＦ
ＥＴの使用は例示的なものにすぎないことに留意されたい。 本セクションの記載から当業者には明らかなように、種々のトランジスタ技術でトランジスタの組を使用して電荷注入を管理することができる。

【０８５３】４．５．４ オーバラップしたキャパシタンス ＭＯＳＦＥＴなどの半導体回路を組み立てる作業に関係する処理には制約がある。 場合によっては、これらの処理の制約の結果として、望むように理想的に機能しない回路に行きつくことがある。 例えば、理想的でない形で組み立てられたＭＯＳＦＥＴは寄生キャパシタンスに弱い場合があり、周辺回路から雑音が放射されることがある。 可能な限り理想的な構造レイアウトを備えた回路を組み立てることで、非理想的な回路動作は最小限にされる。

【０８５４】図１２８Ａはｎ＋領域が理想的な形状をした例示のｎチャネルエンハンスメントモードＭＯＳＦＥ
Ｔ１２８００を示す。 ＭＯＳＦＥＴ１２８００はゲート１２８０２、チャネル領域１２８０４、ソースコンタクト部１２８０６、ソース領域１２８０８、ドレインコンタクト部１２８１０、ドレイン領域１２８１２、および絶縁体１２８１４を含む。 ソース領域１２８０８およびドレイン領域１２８１２はチャネル領域１２８０４のｐ
型材料によって分離されている。 ソース領域１２８０８
およびドレイン領域１２８１２はｎ＋材料として示されている。 ｎ＋材料は通常、イオン注入／拡散処理によってチャネル領域１２８０４のｐ型材料内に注入される。
イオン注入／拡散処理は当業者にはよく知られている。
絶縁体１２８１４はｐ型材料をまたぐゲート１２８０２
を絶縁する。 絶縁体１２８１４は一般に金属酸化膜絶縁体を含む。 ＭＯＳＦＥＴ１２８００のソース領域１２８
０８とドレイン領域１２８１２の間のチャネル電流はゲート１２８０２の電圧によって制御されている。

【０８５５】ＭＯＳＦＥＴ１２８００の動作について以下に説明する。 ゲート１２８０２に正電圧が加えられると、チャネル領域１２８０４のｐ型材料内の電子が絶縁体１２８１４の下の表面に引き寄せられて、チャネルと呼ばれるソースとドレイン間のｎ型材料の接続用の表面付近の領域が形成される。 ゲートコンタクト部１２８０
６とソース領域１２８０８の間の電圧がより大きくなるかより正の値になると、その間の領域の抵抗は減少する。

【０８５６】図１２８Ａで、ソース領域１２８０８およびドレイン領域１２８１２は、イオン注入処理によって理想的な矩形領域に形成されたｎ＋領域を有するものとして示されている。 図１２８Ｂはｎ＋領域が非理想的な形状をした例示のｎチャネルエンハンスメントモードＭ
ＯＳＦＥＴ１２８１６の断面図を示す。 ソース領域１２
８２０およびドレイン領域１２８２２は、イオン注入プロセスによって不規則な形をした領域に形成されるものとして示されている。 イオン注入／拡散プロセスの不確実性のために、実際には、ソース領域１２８２０およびドレイン領域１２８２２は、図１２８Ａのような矩形領域を形成していない。 図１２８Ｂは例示の不規則な領域を形成するソース領域１２８２０およびドレイン領域１
２８２２を示す。 これらの処理の不確実性のために、ゲート１２８０８の下に拡大し、ソース領域１２８２０およびドレイン領域１２８２２のｎ＋領域はチャネル領域１２８１８のｐ型領域内の所望の範囲よりもさらに拡散することもある。 ソース領域１２８２０およびドレイン領域１２８２２のゲート１２８０２の下での拡大はソースオーバラップ１２８２４およびドレインオーバラップ１２８２６として示されている。 ソースオーバラップ１
２８２４およびドレインオーバラップ１２８２６の詳細を図１２８Ｃに示す。 図１２８ＣはＭＯＳＦＥＴ１２８
１６の例示のレイアウト構成の上面図を示す。 ソースオーバラップ１２８２４およびドレインオーバラップ１２
８２６はソース領域１２８２０とゲート１２８０２の間、およびドレイン領域１２８２２とゲート１２８０２
の間の不要な寄生キャパシタンスを引き起こすことがある。 これらの不要な寄生キャパシタンスは、回路機能を妨げることもある。 例えば、結果として生じる寄生キャパシタンスは回路から放射されるスパイク雑音を生成し、不要な電磁干渉を引き起こすことがある。

【０８５７】図１２８Ｃに示すように、例示のＭＯＳＦ
ＥＴ１２８１６はゲートパッド１２８２８を含むことができる。 ゲート１２８０２はゲートエクステンション１
２８３０とゲートパッドエクステンション１２８３２を含むことができる。 ゲートエクステンション１２８３０
は金属注入処理の許容値の制限のために必要なゲート１
２８０２の未使用の部分である。 ゲートパッドエクステンション１２８３２はゲート１２８０２をゲートパッド１２８２８に結合するために使用するゲート１２８０２
の部分である。 ゲートパッド１２８２８に必要なコンタクト部は、ゲートパッドエクステンション１２８３２が残りのコンタクト部をソース領域１２８２０とドレイン領域１２８２２の間の領域から分離するために非ゼロ長であることを必要とする。 これによって、ゲート１２８
０２はソース領域１２８２０とドレイン領域１２８２２
の間のチャネルに短絡することを防止している（図１２
８Ｂの絶縁体１２８１４はこの領域では極めて薄い）。
ゲートエクステンション１２８３０と基板（ＦＥＴ１２
８１６は基板上に組み立てられている）との間と、ゲートパッドエクステンション１２８３２と基板との間に不要な寄生キャパシタンスが形成されることがある。 ゲートエクステンション１２８３０と、ゲートパッドエクステンション１２８３２のそれぞれの領域を削減することで、そこから派生する寄生キャパシタンスを低減できる。 それに応じて、実施形態はイオン注入／拡散処理の不確実性の問題に対処している。 結果として生じる寄生キャパシタンスを低減するために、ゲートエクステンション１２８３０と、ゲートパッドエクステンション１２
８３２の領域を削減する方法は当業者には明らかであろう。

【０８５８】ｎチャネルエンハンスメントモードＭＯＳ
ＦＥＴの図は例示的なものにすぎないことに留意すべきである。 本セクションの記載に基づいて当業者には明らかなように、本発明はデプリションモードＭＯＳＦＥＴ
およびその他のトランジスタタイプにも適用できる。

【０８５９】４．６ その他の実施態様 上記の実施態様は例示的なものにすぎない。 これらの実施態様は本発明を限定するものではない。 本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０８６０】５． エイリアシングレートでのエネルギー伝達の任意選択の最適化 上記のセクションに記載した方法およびシステムは任意選択で以下に説明する１つまたは２つ以上の最適化方法で最適化することができる。

【０８６１】５．１ エネルギー伝達信号のエイリアシングレート（Ｆ _AR ）を２倍にする処理 一実施形態では、図６９の任意選択のエネルギー伝達信号モジュール６９０２は、発振源の周波数の２倍でエイリアシングパルスを生成するパルス生成モジュールを含む。 入力信号６８２８は任意の適切な発信源でよい。

【０８６２】図７１はエネルギー伝達信号６３０６として使用できる２倍器出力信号７１０４（図７２Ｂ）を生成する回路７１０２を示す。 回路７１０２は図７２Ａの入力発振信号７１０６の立上りおよび立下り区間でパルスを生成する。 回路７１０２はパルス発生器およびエイリアシングレート（Ｆ _AR ）２倍器として実施できる。 ２
倍器の出力信号７１０４はエネルギー伝達信号６３０６
として使用できる。

【０８６３】図７１の例では、エイリアシングレートは以下の式（９）に示す入力発振信号Ｆ _OSC ７１０６の周波数の２倍である。

【０８６４】Ｆ _AR ＝２・Ｆ _OSC式（９） エイリアシングパルスのアパーチャ幅は図７１の第１のインバータ７１０８での遅延によって決定される。 この遅延が増加するにつれて、アパーチャは増加する。 他の箇所で記述する例との極性の一致を維持するための第２
のインバータ７１１２が示されている。 代替実施形態ではインバータ７１１２は省略される。 好ましくは、パルスはゼロ時間から遠ざかる無視できないパルス幅を有する。 ２倍器出力信号７１０４をさらに適宜調整して、無視できないアパーチャパルスでスイッチモジュールを駆動することができる。 回路７１０２は集積回路で、離散的に、等効の論理回路で、または任意の有効な組立て技術で実施することができる。

【０８６５】５．２ 差動実施態様 本発明は種々の差動構成で実施できる。 差動構成は同相分雑音を低減するのに有用である。 これはセルラー式電話機、ＣＢ無線、電気製品などの意図的なまたは意図的でない放射装置によって同相分妨害が引き起こされることがある受信システムで極めて有用である。 差動構成はスイッチモジュール内のスイッチの電荷注入または本発明が使用されるシステムの設計およびレイアウトによる任意の同相分雑音を低減する場合にも有用である。 本発明の両方の入力リード線で等しい大きさと位相で引き起こされる任意のスプリアス信号は大幅に低減または打ち消される。 以下の構成の一部を含む差動構成の一部もダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂの電圧を増加し、および／または電力を増加するのに有用である。

【０８６６】差動システムは差動フロントエンド（入力）と差動バックエンド（出力）と併用される時に最も有効である。 差動システムは、例えば、以下の構成でも使用できる。

【０８６７】ａ）単一入力フロントエンドおよび差動バックエンド、および ｂ）差動フロントエンドと単一出力バックエンド。

【０８６８】これらのシステムの例を以下に挙げる。 第１の例はエネルギーが差動方式で入力から出力で伝達される特定の方法を示す。

【０８６９】差動エネルギー伝達モジュールの例を以下に示すが、この例は例示的なものであって、限定的なものではない。 代替実施形態本セクションに記載する実施形態の（均等物、発展形態、変形形態、変更形態などを含む）は本セクションに含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 本発明はそのような代替実施形態を含むように意図され構成されている。

【０８７０】５．２．１ エネルギー伝達を差動方式で示す例 図７６Ａはエネルギー伝達モジュール６３０４に含めることができる差動システム７６０２を示す。 差動システム７６０２は図７４に関して説明する反転ゲーテッド伝達設計と同様の反転ゲーテッド伝達設計を含む。 差動システム７６０２は入力７６０４および７６０６と出力７
６０８および７６１０を含む。 差動システム７６０２
は、蓄積モジュール７６１４およびスイッチモジュール７６１６を含む反転ゲーテッド伝達モジュール７６１２
を含む。 差動システム７６０２はまた、蓄積モジュール７６２０と、反転ゲーテッド伝達モジュール７６１２と共用するスイッチモジュール７６１６を含む第２の反転ゲーテッド伝達モジュール７６１８を含む。

【０８７１】入力７６０４および７６０６の１つまたは両方がＥＭ信号源に結合されている。 例えば、入力はＥ
Ｍ信号源に結合でき、ＥＭ信号源で入力７６０４および７６０６の入力電圧は互いに振幅がほぼ等しいが１８０
度位相はずれの関係にある。 あるいは、二重化入力が利用できない時には、入力７６０４および７６０６の１つを接地することができる。

【０８７２】スイッチモジュール７６１６がクローズしている動作時には、蓄積モジュール７６１４および７６
２０が直列に並び、それらが同様の容量値を有する場合には、大きさが等しく極性が逆の電荷を蓄積する。 スイッチモジュール７６１６がオープンの時には、出力７８
０８の電圧は入力７６０４に関係し、出力７６１０の電圧は入力７６０６の電圧に関係する。

【０８７３】出力７６０８および７６１０の信号の部分は、スイッチモジュール７６１６がクローズ状態であった時に蓄積モジュール７６１４および７６２０内にそれぞれ蓄積されたエネルギーの結果として生じる信号を含む。 蓄積した電荷から得られる出力７６０８および７６
１０の信号部分は一般に互いに振幅が等しいが互いに１
８０度位相はずれの状態にある。

【０８７４】出力７６０８および７６１０の信号部分はまたスイッチモジュール７６１６の切替え動作に起因するリプル電圧または雑音を含む。 ただし、スイッチモジュールは２つの出力７６０８および７６１０の間に配置されているため、スイッチモジュールによって引き起こされる雑音は互いにほぼ等しく同相の出力として現れる。 その結果、リプル電圧は出力７６０８または７６１
０の一方で信号を反転して、他方の出力に加えることで大幅に打ち消すことができる。 さらに、等しい振幅と等しい位相を有する任意の雑音が他の任意の雑音源によって入力端子７６０４および７６０６に加えられても、同様に打ち消される傾向にある。

【０８７５】５．２．１．１ 差動入力−差動出力 図７６Ｂは、入力７６０４および７６０６が、図中で双極子アンテナ７６２４および７６２６として示されている等しく逆相のＥＭ信号源に結合されている差動システム７６０２を示す。 この実施形態では、出力７６０８または７６１０の一方が反転して他方の出力に加えられる時に、スイッチモジュール７６１６に起因する同相分雑音と入力端子７６０４および７６０６に存在するその他の同相分雑音は大幅に打ち消される傾向にある。

【０８７６】５．２．１．２ 単一入力−差動出力 図７６Ｃは、入力７６０４が単極子アンテナ７６２８などのＥＭ信号源に結合され、入力７６０６が接地されている差動システム７６０２を示す。 この構成では、他のパラメータが等しいとして、出力７６０８および７６１
０の電圧は図７６Ｂに示す実施態様の出力電圧の約半分である。

【０８７７】図７６Ｅは差動出力受信／ダウン−コンバータシステム７６３６への例示の単一入力を示す。 システム７６３６は図７６Ｃのように入力７６０６が接地されている差動システム７６０２を含む。 入力７６０４は任意選択の入力インピーダンス整合７６４２を介してＥ
Ｍ信号源７６３８に結合されている。 ＥＭ信号源のインピーダンスはセクション５で後述するインピーダンス整合システム７６４２で整合できる。

【０８７８】出力７６０８および７６１０は、好ましくは出力７６０８または７６１０の一方を反転して他方の出力７６０８または７６１０に加えるフィルタなどの差動回路７６４４に結合されている。 これによって、スイッチモジュール７６１６によって生成される同相分雑音が大幅に打ち消される。 差動回路７６４４は好ましくは蓄積モジュール７６１４および７６２０を通過するＥＭ
信号１３０４の高周波成分をフィルタリングする。 その結果得られるフィルタリングされた信号はダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂとして出力される。

【０８７９】５．２．１．３ 差動入力−単一出力 図７６Ｄは、差動システム７６０２の入力７６０４および７６０６が、等しく逆相のＥＭ信号双極子アンテナ７
６３０および７６３２に結合されている差動入力−単一出力システム７６２９を示す。 システム７６２９では、
同相分雑音電圧は上記のシステムのように打ち消されない。 出力は端子７６０８から負荷７６４８に結合されている。

【０８８０】５．２．２ 特定の代替実施形態 特定の実施形態では、本発明は、共通のエネルギー伝達信号によって制御される、１つの蓄積モジュールが複数のゲーテッド伝達モジュールの出力の間に結合される複数のゲーテッド伝達モジュールを使用して実施される。
例として、図９９は第１および第２のゲーテッド伝達モジュール９９０４および９９０６を含む、蓄積モジュール９９０８がその間に結合された差動システム９９０２
を示す。 差動システム９９０２の動作は本セクションの記載に基づいて当業者には明らかであろう。

【０８８１】セクション５．５．１とそのサブセクションで上述されている第１の実施態様では、ゲーテッド伝達差動システム９９０２は単一入力、差動入力、単一出力、差動出力、およびそれらの組合せで実施できる。 例として、図１００は例示の単一入力−差動出力システム１０００２を示す。

【０８８２】入力を種々の同相効分効果から保護するために同相分排除が望ましく、出力を保護するために同相分排除は必要ない場合、差動入力−単一出力実施態様が利用できる。 図１０２は平衡／不平衡（ｂａｌｕｎ）回路１０２０４を使用して差動入力を生成する例示の差動−シングルエンドシステム１０２０２を示す。 その他の構成も考えられる。 第１の出力１０２０６は負荷１０２
０８に結合されている。 第２の出力１０２１０は接地ポイント１０２１２に結合されている。

【０８８３】通常、ｂａｌｕｎを使用せずに単一出力が差動システムから取り出される平衡−不平衡システムでは（すなわち、出力信号の１つが接地されている）、約６ｄｂの損失が観察される。 ただし、図１０２の構成では、接地ポイント１０２１２は回路のＤＣ電圧基準としてのみ意味がある。 システム１０２０２は、完全差動と同じ形で、すなわち、スイッチモジュールで使用されるＦＥＴスイッチ上のＲｄｓ（ｏｎ）などの回路構成要素の寄生要素にのみ変換効率が影響される形で、入力から電荷を伝達する。 言い換えれば、電荷の伝達はシングル−エンド実施態様と同じ形で依然として継続し、アパーチャが活動状態の時に入力回路に必要なシングル−エンド地電位を提供し、なおかつ特定の同相分排除機能および／または差動入力とシングルエンド出力システムの間のインタフェースに対して入力が差動方式で動作できるように構成されている。

【０８８４】５．２．３ 反転および非反転差動設計のための最適化および構成の特定実施例 ゲーテッド伝達システムおよび反転ゲーテッド伝達システムは、例えば、インピーダンス整合、タンクおよび共振構造、バイパス回路網などの本セクションを通じて開示された種々の最適化態様および構成のいずれを用いても実施できる。 例えば、図１００の差動システム１００
０２は、共通のコンデンサを共用する入力インピーダンス整合システム１０００４とタンク回路１０００６を備えたゲーテッド伝達モジュールを使用する。 同様に、図１０１の差動システム１０１０２は、共通のコンデンサを共用する入力インピーダンス整合システム１０１０４
とタンク回路１０１０６を備えた反転ゲーテッド伝達モジュールを使用する。

【０８８５】５．３ ダウン−コンバートされた信号の平滑化 ダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂは適宜フィルタリングによって平滑化できる。 図７６Ｅにフィルタとして実施される差動回路７６４４は一例にすぎない。 フィルタリングは、当業者にはよく知られているように、
ハードウェア、ファームウェアおよびソフトウェアの実施態様によって任意の記載された実施形態で達成できる。

【０８８６】５．４ インピーダンス整合 エネルギー伝達モジュールは、一般に、（１）スイッチモジュールの負荷サイクルと（２）所望の周波数での蓄積モジュールのインピーダンス（例えば、ＥＭ入力、および中間周波数／ベースバンド周波数で）によって画定された入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有する。

【０８８７】好ましい実施形態としてダウン−コンバートされているＥＭ信号の周期の約１／２の幅のアパーチャについてまず考察する。 このアパーチャ幅（例えば、
「クローズ時間」）を減らすことができる。 アパーチャ幅が減るにつれて、エネルギー伝達モジュールの入力および出力での特性インピーダンスは増加する。 あるいは、アパーチャ幅がダウン−コンバートされているＥＭ
信号の周期の１／２の幅から増加するにつれて、エネルギー伝達モジュールのインピーダンスは減少する。

【０８８８】エネルギー伝達モジュールの特性入力インピーダンスを決定するステップの１つはその値を測定することである。 一実施形態では、エネルギー伝達モジュールの特性入力インピーダンスは３００オームである。
インピーダンス整合回路を使用して、例えば電源インピーダンスが５０オームである入力ＥＭ信号を、エネルギー伝達モジュールの３００オームのインピーダンスに効率的に結合することができる。 これらのインピーダンスの整合は、必要なインピーダンスを直接提供する方法や下記のインピーダンス整合回路を用いる方法などの種々の方法で達成できる。

【０８８９】図７０のＲＦ信号を入力として使用する特定の実施形態を参照すると、インピーダンス７０１２が例えば約５０オームの比較的小さいインピーダンスであるとして、および入力インピーダンス７０１６が約３０
０オームであるとして、入力インピーダンス整合モジュール７００６の初期構成は図７３に示すように構成された誘導子７３０６およびコンデンサ７３０８を含むことができる。 誘導子７３０６およびコンデンサ７３０８の構成は低インピーダンスから高インピーダンスへ移る時に可能な構成である。 誘導子７３０６およびコンデンサ７３０８はＬ型整合を構成し、値の計算は当業者にはよく知られている。

【０８９０】出力特性インピーダンスをインピーダンス整合処理して所望の出力周波数を考慮することができる。 エネルギー伝達モジュールの特性出力インピーダンスを決定するステップの１つはその値を測定することである。 入力ＥＭ周波数で蓄積モジュールの極めて低いインピーダンスの平衡をとる場合、蓄積モジュールは好ましくは駆動される予定の負荷に等しいかそれよりも大きい所望の出力周波数でインピーダンスを有する必要がある（例えば、一実施形態では、所望の１ＭＨｚの出力周波数での蓄積モジュールのインピーダンスは２ｋオームで、駆動すべき所望の負荷は５０オームである）。 インピーダンス整合の別の利点は、同じ構成要素で不要な信号のフィルタリングも達成できるという点である。

【０８９１】一実施形態では、エネルギー伝達モジュールの特性出力インピーダンスは２ｋオームである。 インピーダンス整合回路を使用して、例えば２ｋオームの出力インピーダンスを有するダウン−コンバートされた信号を例えば５０オームの負荷に効率的に結合できる。 これらのインピーダンスの整合は、必要な負荷インピーダンスを直接提供する方法または下記のインピーダンス整合回路を用いる方法を含む種々の方法で達成できる。

【０８９２】高インピーダンスから低インピーダンスへの整合に際しては、コンデンサ７３１４および誘導子７
３１６を図７３に示すように構成できる。 コンデンサ７
３１４および誘導子７３１６はＬ型整合を構成し、値の計算は当業者にはよく知られている。

【０８９３】入力インピーダンス整合モジュール７００
６と出力インピーダンス整合モジュール７００８の構成は、本発明によれば、インピーダンス整合の初期開始ポイントと考えられる。 場合によっては、最適化をしないで初期設計が適切なことがある。 その他の場合は、初期化設計を他の種々の設計基準および留意事項に従って最適化することができる。

【０８９４】その他の任意選択の最適化構造および／または構成要素が使用されるにつれてエネルギー伝達モジュールの特性インピーダンスに与える影響を整合に際して元の固有の基準と同様に考慮する必要がある。

【０８９５】５．５ タンクおよび共振構造 共振タンクおよびその他の共振構造を使用して、本発明のエネルギー伝達特性をさらに最適化することができる。 例えば、スイッチがオープンの時、すなわち、このアーキテクチャがそうしなければ最大の可能な効率が制限されたと結論するであろう期間に、入力周波数を中心にして共振する共振構造を使用して入力信号からエネルギーを蓄積することができる。 共振タンクおよびその他の共振構造は、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ、誘電共振器、ダイプレクサ、コンデンサ、誘導子などを含むが、これに限定されない。

【０８９６】図９４Ａに例示の実施形態を示す。 図８８
および図９７に２つの追加の実施形態を示す。 代替実施態様は本セクションに含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 代替実施態様は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。 これらの実施態様は、直列および並列（タンク）共振回路の諸特性を利用する。

【０８９７】図９４Ａは差動実施態様での並列タンク回路を示す。 第１の並列の共振またはタンク回路はコンデンサ９４３８および誘導子９４２０（タンク１）からなる。 第２のタンク回路はコンデンサ９４３４および誘導子９４３６（タンク２）からなる。

【０８９８】当業者には明らかなように、並列タンク回路は、共振周波数より下の周波数に対する低インピーダンスと、共振周波数より上の周波数に対する低インピーダンスと、共振付近の周波数に対する高インピーダンスとを提供する。

【０８９９】図９４Ａの例では、第１および第２のタンク回路は約９２０ＭＨｚで共振する、共振周波数付近ではこれらの回路のインピーダンスは比較的高い。 したがって、図９４Ａの回路構成では、両方のタンク回路が９
５０ＭＨｚの入力周波数への比較的高いインピーダンスとして現れるが、同時に、５０ＭＨｚの所望の出力範囲では比較的低いインピーダンスとして現れる。

【０９００】エネルギー伝達信号９４４２はスイッチ９
４１４を制御する。 エネルギー伝達信号９４４２がスイッチ９４１４を制御してオープンまたはクローズさせると、高周波信号成分はタンク１またはタンク２を通過できなくなる。 ただし、システムによって生成される低信号成分（この実施形態では５０ＭＨｚ）は多少の減衰を伴ってタンク１またはタンク２を通過できる。 タンク１
およびタンク２の効果は、同じノードから入力および出力信号をさらに分離して、それにより、より安定した入力および出力インピーダンスを生成することである。 コンデンサ９４１８および９４４０はエネルギー伝達パルス間に５０ＭＨｚの出力信号エネルギーを蓄積する働きをする。

【０９０１】図示のように、誘導子９４１０を蓄積コンデンサ９４１２と直列に配置することでさらにエネルギー伝達の最適化が提供される。 図示の例では、この回路構成の直列の共振周波数は約１ＧＨｚである。 この回路はシステムのエネルギー伝達特性を増加させる。 誘導子９４１０のインピーダンスと蓄積コンデンサ９４１２のインピーダンスの率は好ましくは比較的小さく保たれ、
利用可能なエネルギーの大半が動作時に蓄積コンデンサ９４１２に伝達される。 例示の出力信号ＡおよびＢは図９４Ｂおよび９４Ｃにそれぞれ示されている。

【０９０２】図９４Ａで、回路構成要素９４０４および９４０６は入力インピーダンス整合を形成する。 回路構成要素９４３２および９４３０は５０オームの抵抗器９
４２８上で出力インピーダンス整合を形成する。 回路構成要素９４２２および９４２４は５０オームの抵抗器９
４２６上で第２の出力インピーダンス整合を形成する。
コンデンサ９４０８および９４１２はこの実施形態の蓄積コンデンサとしての働きをする。 電圧源９４４６および抵抗器９４０２は、回路への入力として使用される５
０オームの出力インピーダンスを有する９５０ＭＨｚの信号を生成する。 回路要素９４１６は、エネルギー伝達信号９４４２を生成するために使用される１５０ＭＨｚ
の発振器およびパルス発生器を含む。

【０９０３】図８８はシングルエンドツーシングルエンドシステム８８１２内の分流（shunt）タンク回路８８
１０を示す。 同様に、図９７はシステム９７１２内の分流タンク回路９７１０を示す。 タンク回路８８１０および９７１０は駆動源インピーダンスを低下させ、その結果、過渡応答が改善される。 タンク回路８８１０および９７１０は入力信号からのエネルギーを蓄積し、低駆動源インピーダンスを提供して、クローズされたスイッチのアパーチャ全体にそのエネルギーを伝達することができる。 スイッチアパーチャの過渡的な性質は、入力周波数を含む他に、入力周波数を上回る大きな周波数成分を有すると考えられる（すなわち、入力周波数よりも高い周波数はアパーチャを効果的に通過できる）。 共振回路または構造、例えば、共振タンク８８１０または９７１
０は、スイッチの過渡的な周波数応答の端から端までエネルギーを伝達する能力があることで、これを利用できる（すなわち、共振タンク内のコンデンサはアパーチャの過渡期間中は低駆動源インピーダンスとして現れる）。

【０９０４】上記の例示のタンクおよび共振構造は例示的なものであって、限定的なものではない。 代替実施形態も利用できる。 ここで明らかなように、すでに説明した種々の共振タンクおよび構造を組み合せることができ、または独立して使用できる。

【０９０５】５．６ 電荷および電力伝達の概念 電荷伝達の概念について図１０９Ａ〜１０９Ｆを参照しながら以下に説明する。 図１０９Ａは、スイッチＳとキャパシタンスＣを有するコンデンサ１０９０６を含む回路１０９０２を示す。 スイッチＳはアパーチャＴを有するパルス１０９１０を含む制御信号１０９０８によって制御される。

【０９０６】図１０９Ｂで、式１０はコンデンサ１０９
０６などのキャパシタンスＣを有するコンデンサ上の電荷ｑがコンデンサの両端の電圧Ｖに正比例することを示す。 ここで ｑ＝電荷（単位：クーロン） Ｃ＝キャパシタンス（単位：ファラド） Ｖ＝電圧（単位：ボルト） Ａ＝入力信号の振幅 電圧Ｖが式１１によって表される場合、式１０は式１２
として書き替えることができる。 時間ｔにわたる電荷Δ
ｑで表される電荷は式１３ではΔｑ（ｔ）として示され、式１４に書き替えられる。 式１５の和対積の三角法の恒等式を用いて、式１４は式１６として書き替えられ、式１７としてさらに書き替えられる。

【０９０７】式１１の正弦項はアパーチャＴのみの関数であることに留意する必要がある。 したがって、Δｑ
（ｔ）はＴがπの奇数倍（すなわち、π、３π、５
π、． ． ． ）の時に最大になる。 したがって、コンデンサ１０９０６はアパーチャＴがπまたは１８０度の入力正弦波を表す期間の値を有する時に最大の電荷の変化を受ける。 逆に、Ｔが２π、４π、６π、． ． ． 、に等しい時には最小の電荷が伝送される。

【０９０８】式１８、１９、および２０は式１０を積分することでｑ（ｔ）の解を得て、時間に関するコンデンサ１０９０６上の電荷を入力正弦波ｓｉｎ（ｔ）と同じ軸でグラフ化することができる。 これを図１０９Ｃのグラフに示す。 アパーチャＴはその値が減少するかインパルスに傾くので、コンデンサＣ上の電荷またはｑ（ｔ）
とｓｉｎ（ｔ）の間の位相はゼロに近づく。 これは図１
０９Ｄに示されている。 同図は、最大インパルス電荷伝達が入力電圧の最大値付近で発生することを示す。 このグラフが示すように、Ｔの値が減少するにつれて、はるかに小さい電荷が伝達される。

【０９０９】電力／電荷の関係を図１０９Ｅの式２１〜
２６に示す。 同図で、電力は電荷に正比例し、伝達された電荷は挿入損に反比例することが示されている。

【０９１０】挿入損の概念を図１０９Ｆに示す。 一般に、損失が大きい受動デバイスの雑音指数は数字的にデバイスの挿入損に等しい。 あるいは、任意のデバイスの雑音指数はその挿入損よりも小さいことはない。 挿入損は式２７または２８で表すことができる。

【０９１１】上の説明から、アパーチャＴが増加するにつれて、より大量の電荷が入力からコンデンサ１０９０
６に伝達され、その結果、入力から出力への電力伝達が増加する。 相対的な変調された振幅および位相の情報は伝達される電力内に保持されているので、出力で入力電圧を正確に再現する必要はない。

【０９１２】５．７ 無視できないアパーチャ幅／期間の最適化および調整 ５．７．１ 入力および出力インピーダンスの変更 本発明の一実施形態では、図６３のエネルギー伝達信号６３０６はＥＭ信号１３０４から見た入力インピーダンスを変更し、負荷を駆動する出力インピーダンスを変更するために使用される。 この実施形態の一例を図６８Ｇ
および図８２Ａに示すゲーテッド伝達モジュール６４０
４を使用して以下に説明する。 下記の方法はエネルギー伝達モジュール６３０４のすべての実施形態に適用できるので、ゲーテッド伝達システム６４０４に限定されない。

【０９１３】図８２Ａで、スイッチ８２０６がクローズ状態の時に、回路８２０２に加えられるインピーダンスは、負荷８２１２のインピーダンスと並列に蓄積キャパシタンス８２０２として示された蓄積モジュールのインピーダンスとほぼ同じである。 スイッチ８２０６がオープンの場合、ポイント８２１４でのインピーダンスは無限大に近づく。 したがって、スイッチ８２０６がオープンしている時間のスイッチ８２０６がクローズしている時間に対する比を変更することで、ポイント８２１４での平均インピーダンスを、負荷８２１２と並列に蓄積キャパシタンス８２０８として示された蓄積モジュールのインピーダンスから、スイッチ８２０６がオープン時の獲得可能な最大インピーダンスに変更することができる。 スイッチ８２０６はエネルギー伝達信号８２１０によって制御されているので、ポイント８２１４でのインピーダンスはエイリアシングレートと関連してエネルギー伝達信号のアパーチャ幅を制御することで変更できる。

【０９１４】図６３のエネルギー伝達信号６３０６を変更する例示の方法について図７１を参照しながら以下に説明する。 同図では、回路７１０２が入力発振信号７１
０６を受信し、２倍器出力信号７１０４として示すパルス列を出力する。 回路７１０２を使用して、エネルギー伝達信号６３０６を生成することができる。 例示の波形７１０４は図７２Ｂに示されている。

【０９１５】インバータ７１０８によって伝搬される信号の遅延を変更することで、２倍器出力信号７１０４内のパルス列の幅を変更することができる。 インバータ７
１０８によって伝搬される信号の遅延を増加させると、
パルス幅が増加する。 インバータ７１０８によって伝搬される信号はインバータ７１０８の出力にＲ／Ｃ低域通過ネットワークを導入することで遅延させることができる。 インバータ７１０８によって伝搬される信号の遅延を変更するその他の方法は当業者には明らかであろう。

【０９１６】５．７．２ リアルタイムアパーチャ制御 一実施形態では、アパーチャ幅／期間はリアルタイムで調整される。 例えば、図９８Ｂ〜９８Ｆのタイミング図を参照すると、クロック信号９８１４（図９８Ｂ）を使用して、可変アパーチャ９８２０を有するエネルギー伝達パルス９８１８を含むエネルギー伝達信号９８１６
（図９８Ｆ）が生成される。 一実施形態では、クロック信号９８１４は反転クロック信号９８２２（図９８Ｄ）
に示すように、反転されている。 またクロック信号９８
１４は遅延クロック信号９８２４（図９８Ｅ）に示すように、遅延している。 反転クロック信号９８１４と遅延クロック信号９８２４は次いで論理積演算され、遅延クロック信号９８２４と反転クロック信号９８２２が両方共活動状態の時に活動状態になるエネルギー伝達信号９
８１６、すなわちアクティブエネルギー伝達パルス９８
１８が生成される。 遅延クロック信号９８２４に分割された遅延の量はアパーチャ９８２０の期間の幅をほぼ決定する。 遅延をリアルタイムで変更することで、アパーチャはリアルタイムで調整される。

【０９１７】代替実施形態では、反転クロック信号９８
２２は元のクロック信号９８１４に対して遅延され、次いで元のクロック信号９８１４と論理積演算される。 あるいは、元のクロック信号９８１４が遅延され、反転されて、その結果が元のクロック信号９８１４と論理積演算される。

【０９１８】図９８Ａはアパーチャをリアルタイムで調整するために使用できるリアルタイムアパーチャ制御システム９８０２を示す。 例示のリアルタイムアパーチャ制御システム９８０２はＲＣ回路９８０４を含み、ＲＣ
回路９８０４は電圧可変コンデンサ９８１２および抵抗器９８２６を含む。 リアルタイムアパーチャ制御システム９８０２はまたインバータ９８０６およびＡＮＤゲート９８０８を含む。 ＡＮＤゲート９８０８は任意選択でＡＮＤゲート９８０８を使用可能／使用不能にするイネーブル入力９８１０を含む。 リアルタイムアパーチャ制御システム９８０２は任意選択で増幅器９８２８を含む。

【０９１９】リアルタイムアパーチャ制御回路の動作について図９８Ｂ〜９８Ｆのタイミング図を参照しながら以下に説明する。 リアルタイムアパーチャ制御システム９８０２はインバータ９８０６とＲＣ回路９８０４の両方に提供される入力クロック信号９８１４を受信する。
インバータ９８０６は反転クロック信号９８２２を出力し、それをＡＮＤゲート９８０８に提示する。 ＲＣ回路９８０４はクロック信号９８１４を遅延させ、遅延クロック信号９８２４を出力する。 この遅延量はまず可変コンデンサ９８１２の電圧のキャパシタンスによって決定される。 一般に、キャパシタンスが減少すると、遅延量は減少する。

【０９２０】遅延クロック信号９８２４は任意選択でオプションの増幅器９８２８によって増幅されてからＡＮ
Ｄゲート９８０８に提示される。 増幅は、例えば、ＲＣ
回路９８０４のＲＣ定数が信号をＡＮＤゲート９８０８
のしきい値より下に減衰する場合に望ましい。

【０９２１】ＡＮＤゲート９８０８は、遅延クロック信号９８２４、反転クロック信号９８２２、および任意選択のイネーブル信号９８１０を論理積演算してエネルギー伝達信号９８１６を生成する。 アパーチャ９８２０は電圧可変コンデンサ９８１２への電圧を変更することでリアルタイムに調整される。

【０９２２】一実施形態では、アパーチャ９８２０は電力伝達を最適化するように制御される。 例えば、一実施形態では、アパーチャ９８２０は電力伝達を最大限にするように制御される。 あるいは、アパーチャ９８２０は可変利得制御（例えば、自動利得制御ＡＧＣ）用に制御される。 この実施形態では、電力伝達はアパーチャ９８
２０を低減することで低減される。

【０９２３】本開示からすでに明らかなように、提示された多くのアパーチャ回路およびその他のアパーチャ回路は、上記の方法で（例えば、図６８Ｈ〜６８Ｋの回路）変更できる。 アパーチャの変更または選択は回路内の固定値を残すように所望のレベルで実行でき、または全く異なる動作帯域にあるＲＦ信号、例えば、９００Ｍ
Ｈｚおよび１．８ＧＨｚのＲＦ信号をより高い効率で受信するといった種々の設計目標を補うかまたは対象とするために動的に調整できる。

【０９２４】５．８ バイパス回路網の追加 本発明の一実施形態では、エネルギー伝達モジュールの効率を改善するためにバイパス回路網が追加される。 そのようなバイパス回路網は総合的なアパーチャ拡張手段と考えられる。 バイパス回路網がスイッチモジュールの過渡現象に対して低インピーダンスとして現れ（すなわち、周波数が受信ＥＭ信号より大きくなるように）、また入力ＥＭ信号への中〜高インピーダンスへとして現れる（例えば、ＲＦ周波数で１００オームを超える）ように、バイパス回路網のための構成要素が選択される。

【０９２５】入力信号がスイッチモジュールの反対側に接続される時間は、簡単な実現形式ではコンデンサまたは直列共振誘導子−コンデンサである回路網によって引き起こされる波形整形のために長くなる。 入力周波数より上で直列共振を示す回路網が通常の実施態様であろう。 この波形整形によって、エネルギー伝達信号のアパーチャのみを考察した場合には比較的周波数が低くなるはずの入力信号の変換効率が最適に改善される。

【０９２６】例えば、図９５を参照すると、スイッチモジュール９５０４をバイパスすることでバイパス回路網９５０２（この場合はコンデンサ９５１２として示されている）が示されている。 この実施形態では、バイパス回路網は、例えば、エネルギー伝達信号９５０６上の所与の入力周波数について最適以下のアパーチャ幅が選択された時のエネルギー伝達モジュールの効率を増大する。 バイパス回路網９５０２は図９５に示すものとは異なる構成であってもよい。 そのような代替実施形態が図９０に示されている。 同様に、図９６はコンデンサ９６
０４を含む別の例示のバイパス回路網９６０２を示す。

【０９２７】以下の説明で最小限にされたアパーチャの効果とバイパス回路網によってもたらされる利益を示す。 図１０３の５５０ｐｓの幅のアパーチャを有する初期回路についてまず説明すると、図１０７Ａに示す５０
オームの負荷に加えられる回路出力は２．８ｍＶｐｐであることが分かる。 図１０４に示すように、アパーチャ幅を２７０ｐｓに変更すると、図１０７Ｂに示すように、５０オームの負荷に加えられる回路出力は２．５ｍ
Ｖｐｐに減少する。 この損失を補償するため、バイパス回路網を追加することができる。 特定の実施態様を図１
０５に示す。 この回路網の追加によって、図１０８Ａに示すように、５０オームの負荷に加えられる回路出力は３．２ｍＶｐｐになる。 図１０５のバイパス回路網を備えた回路では、バイパス回路網と狭められたアパーチャによって引き起こされるインピーダンスの変化を補償するために周辺回路内の３つの値も調整されていた。 図１
０６は、バイパス回路網を追加せずに回路に加えられたこれらの変更によって、バイパス回路網を追加した図１
０５の実施形態によって示される効率の改善が得られることを示す。 図１０８Ｂは、５０オームの負荷に１．８
８ｍＶｐｐのみを加えることができる図１０６の回路を使用した結果を示す。

【０９２８】５．９ 帰還を使用してエネルギー伝達信号を変更する処理 図６９はダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを帰還６９０６として使用して、エネルギー伝達モジュール６３０４の種々の特性を制御してダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂを修正するシステム６９０１の一実施形態を示す。

【０９２９】一般に、ダウン−コンバートされた信号１
３０８Ｂの振幅はＥＭ信号１３０４およびエネルギー伝達信号６３０６の周波数と位相との差の関数として変動する。 一実施形態では、ダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂは帰還６９０９として使用され、ＥＭ信号１
３０４とエネルギー伝達信号６３０６の周波数と位相の関係が制御される。 これは図８５Ａに示す例示のロジックを使用して達成できる。 図８５Ａに示す例示の回路はエネルギー伝達信号モジュール６９０２内に含めることができる。 代替実施形態は本セクションに含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。 この実施形態では例として状態マシンを使用している。

【０９３０】図８５Ａの例では、状態マシン８５０４がアナログ／ディジタル変換器、Ａ／Ｄ８５０２を読み取って、ディジタル／アナログ変換器ＤＡＣ８５０６を制御する。 一実施形態では、状態マシン８５０４はＡ／Ｄ
８５０２を読み取った結果を記憶して呼び出すＰｒｅｖ
ｉｏｕｓとＣｕｒｒｅｎｔの２つの記憶場所を含む。 一実施形態では、状態マシン８５０４は少なくとも１つのメモリフラグを使用する。

【０９３１】ＤＡＣ８５０６は電圧制御発振器ＶＣＯ８
５０８への入力を制御する。 ＶＣＯ８５０８は、一実施形態では、図６８Ｊに示すパルス発生器とほぼ同様のパルス発生器８５１０への入力周波数を制御する。 パルス発生器８５１０はエネルギー伝達信号６３０６を生成する。

【０９３２】一実施形態では、状態マシン８５０４は図８５Ｂの状態マシン流れ図８５１９に従って動作する。
この動作の結果はエネルギー伝達信号６３０６とＥＭ信号１３０４の周波数と位相の関係を変更してダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂの振幅を最適なレベルにほぼ維持することである。

【０９３３】ダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂ
の振幅はエネルギー伝達信号６３０６の振幅と共に変化するようにすることができる。 スイッチモジュール６５
０２がゲート６６０４がエネルギー伝達信号６３０６を受信する図６６Ａに示すＦＥＴである一実施形態では、
エネルギー伝達信号６３０６の振幅はダウン−コンバートされた信号１３０８Ｂの振幅に影響するＦＥＴ上の「オン」の抵抗を判定できる。 図８５Ｃに示すエネルギー伝達信号モジュール６９０２は、自動利得制御機能を使用可能にするアナログ回路でよい。 代替実施形態は本セクションに含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０９３４】５．１０ その他の実施態様 上記の実施形態は例示的なものにすぎない。 本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。 これらの本セクションに記載された実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替実施形態は、本セクションに含まれる教示から当業者には明らかであろう。 そのような代替実施形態は本発明の範囲と精神を逸脱するものではない。

【０９３５】６． エネルギー伝達ダウン−コンバータの例 例示の実施態様について、以下に例として説明する。 本発明はこれらの例に限定されるものではない。

【０９３６】図８６は１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号にダウン−コンバートする例示の回路を示す図である。

【０９３７】図８７は図８６の例示のシミュレーション波形を示す。 波形８６０２はスイッチの閉成によって引き起こされる歪みを示す回路への入力である。 波形８６
０４は蓄積ユニットでのフィルタリングされていない出力である。 波形８６０６は異なるタイムスケールでのダウン−コンバータのインピーダンス整合出力である。

【０９３８】図８８は１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号にダウン−コンバートする例示の回路を示す図である。

【０９３９】図８９は図８８の例示のシミュレーション波形を示す。 波形８８０２はスイッチの閉成によって引き起こされる歪みを示す回路への入力である。 波形８８
０４は蓄積ユニットでのフィルタリングされていない出力である。 波形８８０６はインピーダンス整合回路を通したダウン−コンバータの出力である。

【０９４０】図９０は１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号にダウン−コンバートする例示の回路を示す図である。 この回路は変換効率を改善するバイパス回路を有する。

【０９４１】図９１は図９０の例示のシミュレーション波形を示す。 波形９００２はスイッチの閉成によって引き起こされる歪みを示す回路への入力である。 波形９０
０４は蓄積ユニットでのフィルタリングされていない出力である。 波形９００６はインピーダンス整合回路を通したダウン−コンバータの出力である。

【０９４２】図９２は、５００ｋボーのボーレートで９
１３ＭＨｚと９１７ＭＨｚを切り替えるＦＳＫ信号源に接続された図８６の例示の回路を示す図である。 図９３
は元のＦＳＫ波形９２０２と負荷整合回路の出力でのダウン−コンバートされた波形９２０４を示す。

【０９４３】ＩＶ． 追加の実施形態 本発明の追加の態様／実施形態について本セクションで考察する。

【０９４４】本発明の一実施形態では、各々が知られている周期を有する第１の一連の信号を知られている第１
の反復レートで送信機から送信するステップと、第１の一連の信号内の各信号を受信機によって一回および知られている期間サンプリングするステップであって、第１
の一連の信号のサンプリングは第１の反復レートと知られている量だけ異なる第２の反復レートで行われるステップと、ステップＢでサンプリングされ、送信信号の知られている周期よりも長い周期を有する信号レベルを示す出力信号を受信機によって生成するステップとを備えた送信機と受信機間で情報を送信する方法が提供される。

【０９４５】本発明の別の実施形態では、知られている周期の第１の一連の信号を知られている第１の反復レートで送信する送信手段と、第１の一連の信号を受信する受信手段であって、受信手段は第１の一連の信号内の各信号の信号レベルを知られている期間、知られている第２の反復レートでサンプリングするサンプリング手段を含み、第２の反復レートは受信手段によって確立された量だけ第１の反復レートと異なる受信手段とを備えた通信システムが提供される。 受信手段は、サンプリングされた信号レベルを示し、最初の一連の信号の１つの信号よりも長い周期を有する最初の受信機出力信号を生成する第１の回路手段を含む。 送信手段は、第１の反復レートで発振器出力を生成する発振器と、発振器出力信号を受信し、発振器出力信号を選択的に通過させる切替え手段と、発振器出力信号を受信して、波形発生手段によって確立された時間ドメインおよび周波数ドメインを有する波形発生器出力信号を生成する波形発生手段とを含む。

【０９４６】本セクションに記載された本発明の実施形態はコヒーレント信号を使用して従来の無線周波数方式よりもシステム性能を拡張し、同時にコストと複雑性とを低減するシングルユーザまたはマルチユーザ通信システムを含む。 この設計によって無線周波数をベースバンド成分に直接変換して処理することができ、送信機と受信機のタイミング発振器との間で知られている、または制御されたスルーレートに関係しない信号の高レベルの排除が可能になる。 システムは信頼性をさらに向上させ、所与の領域内で高いユーザ使用率を可能にする広帯域技法を利用するように設計できる。 採用された技法によって、システムは別個の１対の送信機と受信機または送受信機として構成することができる。

【０９４７】本発明の基本的な目的は、狭帯域と広帯域システムの両方に適用可能な新しい通信技法を提供することである。 その最も堅牢な形では、広帯域通信のすべての利点はシステムの固有の部分であり、本発明は従来の広帯域設計に見られる複雑で高価な回路を必要としない。 通信システムはコヒーレント信号を使用して情報を送受信し、最も簡単な形では送信機と受信機を含む。 受信機は、送信信号への知られている時間的な関係で無線周波数入力をオン／オフする回路を含む。 これは送信機のタイミング発振器と受信機のタイミング発振器が、異なってはいるが知られている周波数で動作して発振器間で知られているスルーレートを作成できるようにすることで達成される。 スルーレートがタイミング発振器周波数と比較して小さい場合、送信された波形は時間的に安定した形で現れ、すなわち、受信機の切り替えられた入力に対してコヒーレントである（知られているスルーレートで移動する）。 送信された波形は受信機に対して安定した形で現れる唯一の波形であり、したがって、受信機の入力を平均して不要な信号の所望のレベルのフィルタリンを達成することができる。 この方法によって、システムは複雑なフィルタと複雑な符号化および復号化方式なしに極めて選択的に構成でき、アンテナまたはケーブルからの無線周波数エネルギーを最小の数の標準構成要素でベースバンド周波数に直接変換でき、その結果、
コストと複雑性が低減される。 送信された波形は定搬送波（狭帯域）、被制御パルス（広帯域および超広帯域）
または例えば減衰正弦波および／または任意の周期的波形の組合せであり、したがって、システムはほぼ任意の帯域幅要件を満足するように設計できる。 ＡＭおよびパルス幅変調などの簡単な標準変調および復調技法がシステムに容易に適用できる。

【０９４８】情報転送レート、工程利得、および用途などのシステム要件に応じて、本発明の多数の好ましい実施形態が存在する。 以下、本セクションに記載する実施形態は振幅およびパルス幅変調システムであるこれは当分野の技術の最も簡単な実施態様の１つであり、後続のシステムと共通の多数の構成要素を有する。 振幅変調送信機は、送信機タイミング発振器、周波数逓倍器、波形発生器、および任意選択の増幅器を含む。 送信機タイミング発振器の周波数は誘導子およびコンデンサ、セラミック共振器、ＳＡＷ共振器、または水晶発振器を含むいくつかの共振回路によって決定される。 出力波形は正弦波であるが、方形波発振器でも同一のシステム性能を達成することができる。

【０９４９】周波数逓倍器構成要素は送信機タイミング発振器出力信号に０または１またはその他の定数Ｋ１およびＫ２を乗じて波形発生器への発振器出力をオン／オフする。 この実施形態では、入力された情報はパルス幅変調形式のディジタルデータまたはアナログデータである。 周波数逓倍器を使って、入力情報が所定の値を超える時に送信機タイミング発振器出力を波形発生器に入力することができる。 この状態で送信機は出力波形を生成する。 入力情報が所定の値より下の時には、波形発生器への入力はなく、したがって、送信機出力波形は存在しない。 波形発生器の出力は周波数ドメイン内のシステムの帯域幅を決定し、したがって、ユーザ数、工程利得の対干渉イミュニティおよび総合的な信頼性、任意の周波数での放射のレベル、およびアンテナまたはケーブル要件を決定する。 この例の波形発生器は、周波数ドメイン内で超広帯域周波数を生成する１周期パルス出力を生成する。 任意選択の電力増幅器段は波形発生器の出力を所望の電力レベルに増幅する。

【０９５０】図面を参照すると、図１３０および１３１
の数字１３０００に本発明による振幅およびパルス幅被変調送信機が示されている。 送信機タイミング発振器１
３００２は２５ＭＨｚの周波数で動作する水晶制御発振器である。 周波数逓倍器１３００４は、発振器１３００
２の波形発生器１３００６への出力のゲート処理を制御する２入力ＮＡＮＤゲート１３１０２を含む。 波形発生器１３００６は図１３４の周波数スペクトラム１３４０
２を生成する図１３２Ｄおよび１３３の１３２０８に示すパルス出力を生成する。 増幅器１３００８は任意選択である。 送信機１３０００の出力は、当技術分野で知られているように、状況に応じて種々の設計で適切なアンテナまたはケーブル１３０１０に加えられる。

【０９５１】図１３２Ａ〜１３２Ｄおよび１３３〜１３
４は送信機１３０００内の種々の信号を示す。 図１３２
Ａの送信機１３０００の出力は、いずれか１つの入力としてＮＡＮＤゲート１３１０２に提供される正弦波または方形波信号１３２０２である。 ゲート１３１０２は、
図示の実施形態では図１３２Ｂのディジタル形式の情報信号１３２０４を受信する。 周波数逓倍器１３００４の出力１３２０６は元の信号１３２０２に応じて正弦波または方形波である。 波形発生器１３００６は単一周期のインパルス信号１３２０８を提供する。 単一周期のインパルス１３２１０は静電レベル１３２１２付近で電圧が変化し、４０ナノ秒間隔で生成される。 図示の例では、
送信機１３０００の周波数は２５ＭＨｚで、それに応じて、１．０ＧＨｚの１周期のパルスはゲート１３１０２
が「オン」で送信発振器１３００２の出力を通過させる全時間間隔中に４０ナノ秒ごとに送出される。

【０９５２】図１３５は、振幅またはパルス幅変調情報を復元する好ましい実施形態の受信機のブロック図である。 同図は受信機タイミング発振器１３５１０、波形発生器１３５０８、ＲＦスイッチ固定または可変積分器１
３５０６、復号回路１３５１４、２つの任意選択の増幅器／フィルタ段１３５０４および１３５１２、アンテナまたはケーブル入力１３５０２、ならびに情報出力１３
５１６からなる。 受信機タイミング発振器１３５１０の周波数は誘導子およびコンデンサ、セラミック共振器、
ＳＡＷ共振器、または水晶発振器を含むいくつかの共振回路によって決定される。 送信機の場合と同様、図示の発振器１３５１０は水晶発振器である。 出力波形は方形波であるが、正弦波発振器でも同一のシステム性能を達成することができる。 方形波タイミング発振器出力１３
６０２が図１３６Ａに示されている。 受信機タイミング発振器１３５１０は送信機タイミング発振器１３００２
に関して知られている範囲のスルーレートを作成する周波数の範囲内で動作するように設計される。 この実施形態では、送信機タイミング発振器１３００２の周波数は２５ＭＨｚで、受信機タイミング発振器１３５１０は、
＋３００から＋１２００Ｈｚまでのスルーレートを生成する２５．０００３ＭＨｚ〜２５．００１２ＭＨｚの範囲内の周波数を出力する。

【０９５３】受信機タイミング発振器１３５１０は、発振信号をＲＦスイッチ１３５０６がオンおよびオフになる時間の量を制御する適当な出力信号に波形整形する波形発生器１３５０８に接続されている。 ＲＦスイッチ１
３５０６がオンになっている時間は１周期の１／２（好ましくは１周期の１／１０）未満である必要があり、単一パルスの場合には送信された波形のパルス幅を超えてはならず、これに違反するとシステムの信号利得が減少する。 この例を表Ａ１に示す。 以上から、波形発生器１
３５０８の出力は受信機タイミング発振器１３５１０の周期ごとに１回発生する適当な幅のパルスである。 波形発生器の出力１３６０４を図１３６Ｂに示す。

【０９５４】 送信された波形 利得限界のスイッチオン時間 好ましいスイッチオン時間 単一の１ナノ秒パルス １ナノ秒 １００ピコ秒 １ギガヘルツ１、２、３、． ． ． 周期出力 ５００ピコ秒 ５０ピコ秒 １０ギガヘルツ１、２、３、． ． ． 周期出力 ５０ピコ秒 ５ピコ秒 表Ａ１

【０９５５】ＲＦスイッチ／積分器１３５０６は、波形発生器出力１３６０４が所定の値を下回る時に、図１３
６Ｃに示すＲＦ信号１３６０６をサンプリングする。 波形発生器出力１３６０４が所定の値を超える場合、ＲＦ
スイッチ１３５０６は高インピーダンスノードになり、
積分器は波形発生器１３５０８の出力の次の周期まで最後のＲＦ信号のサンプル１３６０６を保持することができる。 １３５０６の積分器部は積分器を迅速に充電し（ファストアタック）、積分器を制御されたレートで放電する（スローディケイ）ように設計されている。 この実施形態は不要信号の排除を提供し、システムのベースバンド周波数応答を決定する際の１つの要因になる。 スイッチ制御の意味は実際のハードウェア実施態様に応じて任意である。

【０９５６】本発明の一実施形態では、受信機１３５０
０のゲーティングまたはサンプリングレートは、送信機１３００の２５ＭＨｚの伝送レートよりも３００Ｈｚ高い。 あるいは、サンプリングレートは送信レートよりも小さくてもよい。 送信機１３０００と受信機１３５００
の反復レートの差、すなわち、「スルーレート」は３０
０Ｈｚであり、その結果、受信機１３５００内で時間的に「安定している」ように見える送信されたパルスからのサンプリングパルスのドリフトが制御される。 図１３
２Ａ〜１３２Ｄおよび１３６Ａ〜１３６Ｇを参照すると、説明を分かりやすくするために４つのＲＦ入力パルス１３６０６からの４つのサンプルから構成される出力信号１３６０８の簡単な場合についての例（図１３６
Ｄ）が示されている。 図から明らかなように、送信機情報信号１３２０４（図１３２Ｂ）が所定のしきい値を超える時にＲＦパルス１３６０６をサンプリングすることで信号１３６０８は信号１３６０６の複製になるが異なるタイムベースに対応する。 この例の場合、新しいタイムベースは実時間信号の４倍の周期を有する。 任意選択の増幅器／フィルタ１３５１２を使用すると、図１３６
Ｅの信号１３６１０として現れる信号１３６０８がさらに整形される。

【０９５７】復号回路１３５１４は送信信号に含まれる情報を取り出す。 復号回路１３５１４は信号１３６０８
または１３６１０を整流して図１３６Ｇの信号１３６１
２を提供する整流器を含む。 回路１３５１４の可変しきい値発生回路は、上限値（送信機出力オン）または下限値（送信機出力オフ）を決定するのに使用され、図１３
６Ｇに示す信号１３６１０のＤＣしきい値信号レベル１
３６１４を提供する。 図１３６Ｆの最終出力信号１３６
１６は、信号１３６１２が信号１３６１４よりも高電圧の時に、情報出力信号がハイになるように信号１３６１
２および１３６１４を組み合わせる回路１３５１４内の出力電圧比較器によって生成される。 それに応じて、信号１３６１６は、例えば、今度は元の信号１３６０６の周期の１：４の比で拡大した周期の時間に基づくディジタル「１」を表す。 この図では周波数は４：１に縮小しているが、５０，０００：１を超える縮小を行うことが望ましいことが多い、好ましい実施形態では、１００，
０００：１以上の縮小率が達成される。 その結果、４：
１の変換のみが第１ステージとして使用された場合に使用しなければならない高価な中間回路を必要とせず、Ｒ
Ｆ入力周波数から低周波ベースバンド信号への直接の変換が可能になる。 表Ａ２にタイムベースの変換に関する情報を示し、さらに例を掲げる。

【０９５８】 単位 ｓ＝１ ｐｓ＝１・１０ ¹² ｎｓ＝１・１０ ^-9 μｓ＝１・１０ ^-6 ＭＨｚ＝１・１０ ⁶ ｋＨｚ＝１・１０ ³受信機タイミング発振器の周波数＝２５．０００３ＭＨｚ 送信機タイミング発振器の周波数＝２５ＭＨｚ 周期＝１／送信機タイミング発振器の周波数 周期＝４０ｎｓ スルーレート＝１／（受信機タイミング発振器の周波数−送信機タイミング発 振器の周波数） スルーレート＝０．００３ｓ タイムベース乗数＝（スルーレート／周期）秒／ナノ秒 タイムベース乗数＝８．３３３・１０ ⁴例１： １ナノ秒は８３．３３マイクロ秒に変換される。 タイムベース＝（１ｎｓ）・タイムベース乗数 タイムベース＝８３．３３３μｓ 例２： ２ギガヘルツは２４キロヘルツに変換される。 ２ギガヘルツ＝５００ピコ秒周 期 タイムベース＝（５００ｐｓ）・タイムベース乗数 タイムベース＝４１．６６７μｓ 周波数＝１／タイムベース 周波数＝２４ｋＨｚ 表Ａ２

【０９５９】図示の好ましい実施形態では、「Ｆ」の信号１３６１６は８３．３３μｓの周期と１２ｋＨｚの周波数を有し、３００Ｈｚのスルーレートで３．３ｍｓごとに１回生成される。 言い換えれば、システムは１ギガヘルツの送信信号を８３．３３マイクロ秒の信号に変換する。

【０９６０】それに応じて、情報入力ゲート１３１０２
に「オン」の信号が存在している間に送信される一連のＲＦパルス１３２１０を使用して受信機１３５００で一連のパルスをサンプリングすることで情報入力信号１３
２０４が再現される。 システムは信号再現に備えて適切な数のＲＦ入力１３６０６を提供するように設計されている。

【０９６１】任意選択の増幅器／フィルタ段、すなわち、段１３５０４および１３５１２を含めて復調回路１
３５１４のための追加の受信機感度、帯域幅制御または信号調整を改善することができる。 適当なタイムベース乗数を選択することで、積分器１３５０６の出力信号を、ＲＦ増幅器ではなく動作増幅器によって増幅し、フィルタリングすることができる。 その結果、設計工程が簡単化される。 「Ｅ」の信号１３６１０は増幅器／フィルタ１３５１２（図１３７）が使用されていることを示す。 感度増強および／または追加のフィルタリングが必要な時には受信機の第１段として示されている任意選択のＲＦ増幅器１３５０４を含める必要がある。 受信機の例を図１３７〜１３９に示す。

【０９６２】図１４０〜１４３は異なるパルス出力信号１４００２および１４２０２と１４１０２および１４３
０２にあるそれぞれの周波数ドメインを示す。 図１４０
および１４１から明らかなように、半周期信号１４００
２は図１３３の１周期パルスと図１４２の１０周期パルスよりも干渉の影響を受けにくいスペクトラムを生成する。 種々の出力信号がシステムの対干渉耐性、所与の領域のユーザ数、ケーブルおよびアンテナ要件を決定する。 図１３３および１３４はパルス出力信号の例を示す。

【０９６３】図１４４および１４５は差動受信機の設計例を示す。 この差動受信機の動作原理は、差動技法が同相分排除によって信号対雑音比を改善するという点を除き、図１３５の非差動受信機と同様である。 差動受信機の両方の入力で同相で加えられた任意の信号は図１４４
および１４５に示す差動増幅器によって減衰され、逆に受信機入力間で位相差を生成する任意の信号は増幅される。

【０９６４】図１４６および１４７は、図示の実施形態で使用される超広帯域信号と対照した狭帯域／定搬送波信号の時間および周波数ドメインを示す。

【０９６５】Ｖ． 結論 以上、本明細書で本発明の方法、システム、および構成要素の例示の実施形態について以下に説明してきた。 他でも述べたように、これらの例示の実施形態は例示のためにすぎず、限定的なものではない。 その他の実施形態も可能であり、本発明の範囲内である。 そのようなその他の実施形態は、本発明の方法、システム、および構成要素のハードウェア、ソフトウェア、およびソフトウェア／ハードウェア実施態様を含むが、これに限定されない。 そのようなその他の実施形態は、本明細書に含まれる教示に基づいて当業者には明らかであろう。 したがって、本発明の範囲は上記の例示の実施形態によって限定されてはならず、首記の特許請求の範囲およびその等効物によってのみ定義されるべきである。

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ダイナミックレンジを改良した相補的ＦＥＴを使用して信号を効果的にダウン−コンバートすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】例示の変調装置の構造ブロック図である。

【図２】例示のアナログ変調ベースバンド信号を示す図である。

【図３】例示のディジタル変調ベースバンド信号を示す図である。

【図４】例示の搬送波信号を示す図である。

【図５Ａ】振幅変調に関係する例示の信号図である。

【図５Ｂ】振幅変調に関係する例示の信号図である。

【図５Ｃ】振幅変調に関係する例示の信号図である。

【図６Ａ】振幅シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図６Ｂ】振幅シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図６Ｃ】振幅シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図７Ａ】周波数変調に関係する例示の信号図である。

【図７Ｂ】周波数変調に関係する例示の信号図である。

【図７Ｃ】周波数変調に関係する例示の信号図である。

【図８Ａ】周波数シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図８Ｂ】周波数シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図８Ｃ】周波数シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図９Ａ】位相変調に関係する例示の信号図である。

【図９Ｂ】位相変調に関係する例示の信号図である。

【図９Ｃ】位相変調に関係する例示の信号図である。

【図１０Ａ】位相シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図１０Ｂ】位相シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図１０Ｃ】位相シフトキーイング変調に関係する例示の信号図である。

【図１１】従来の受信機の構造ブロック図である。

【図１２Ａ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１２Ｂ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１２Ｃ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１２Ｄ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１３】本発明の一実施形態によるエイリアシングシステムの構造ブロック図である。

【図１４Ａ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１４Ｂ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１４Ｃ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートするの流れ図である。

【図１４Ｄ】本発明の実施形態によるＥＭ信号をアンダー−サンプリングすることでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図１５Ａ】本発明の実施形態による図１４Ａ〜１４Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図１５Ｂ】本発明の実施形態による図１４Ａ〜１４Ｄ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図１５Ｃ】本発明の実施形態による図１４Ａ〜１４Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図１５Ｄ】本発明の実施形態による図１４Ａ〜１４Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図１５Ｅ】本発明の実施形態による図１４Ａ〜１４Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図１６】本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの構造ブロック図である。

【図１７】本発明の一実施形態によるエイリアシングレートを決定する例示の処理の流れ図である。

【図１８Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１８Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１８Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１８Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１８Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１９Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１９Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１９Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１９Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図１９Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２０Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２０Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２０Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２０Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２０Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２１Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２１Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２１Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２１Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２１Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＦＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２２Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２２Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２２Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２２Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２２Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２３Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２３Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２３Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２３Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２３Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を中間周波数信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図２４Ａ】本発明の一実施形態によるメークビフォアブレークアンダー−サンプリングの構造ブロック図である。

【図２４Ｂ】本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリング信号の例示のタイミング図である。

【図２４Ｃ】本発明の一実施形態による分離信号の例示のタイミング図である。

【図２５Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２５Ｈ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでの例示のエイリアシング信号を示す図である。

【図２６Ａ】本発明の一実施形態による例示のサンプル・アンド・ホールド・システムの構造ブロック図である。

【図２６Ｂ】本発明の一実施形態による例示の反転サンプル・アンド・ホールド・システムの構造ブロック図である。

【図２７】本発明の一実施形態によるサンプリングおよび保持モジュールの構造ブロック図である。

【図２８Ａ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２８Ｂ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２８Ｃ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２８Ｄ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ａ】本発明の実施形態による保持モジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｂ】本発明の実施形態による保持モジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｃ】本発明の実施形態による保持モジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｄ】本発明の実施形態による保持モジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｅ】本発明の実施形態による保持モジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｆ】本発明の実施形態による保持モジュールの例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｇ】本発明の実施形態による統合アンダー−サンプリング・システムを示す図である。

【図２９Ｈ】本発明の実施形態によるパルス発生器の例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｉ】本発明の実施形態によるパルス発生器の例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｊ】本発明の実施形態によるパルス発生器の例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｋ】本発明の実施形態によるパルス発生器の例示の実施態様を示す図である。

【図２９Ｌ】例示の発振器を示す図である。

【図３０】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング信号最適化装置を有するアンダー−サンプリング・
システムの構造ブロック図である。

【図３１】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング信号最適化装置の構造ブロック図である。

【図３２Ａ】本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリング信号モジュールの構造ブロック図である。

【図３２Ｂ】本発明の一実施形態によるアンダー−サンプリングモジュールのに関連する状態マシンの動作の流れ図である。

【図３２Ｃ】本発明の実施形態による自動利得制御を有するアナログ回路を含む例示のアンダー−サンプリングモジュールを示す図である。

【図３３Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３３Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３３Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３３Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＥＭ信号をベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３４Ａ】本発明の実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールに関連する例示の信号図である。

【図３４Ｂ】本発明の実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールに関連する例示の信号図である。

【図３４Ｃ】本発明の実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールに関連する例示の信号図である。

【図３４Ｄ】本発明の実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールに関連する例示の信号図である。

【図３４Ｅ】本発明の実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールに関連する例示の信号図である。

【図３４Ｆ】本発明の実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールに関連する例示の信号図である。

【図３５Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３５Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３５Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３５Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３５Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３６Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３６Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３６Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３６Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３６Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３７Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３７Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３７Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３７Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３７Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３８Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３８Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３８Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３８Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３８Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図３９Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図３９Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図３９Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図３９Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングによってＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４０Ａ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４０Ｂ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４０Ｃ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４０Ｄ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４０Ｅ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４１Ａ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＡＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４１Ｂ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＡＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４１Ｃ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＡＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４１Ｄ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＡＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４１Ｅ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＡＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図４２】本発明の一実施形態による反転サンプリングおよび保持モジュールの構造ブロック図である。

【図４３Ａ】図３１の回路内の例示の波形を示す図である。

【図４３Ｂ】図３１の回路内の例示の波形を示す図である。

【図４４Ａ】本発明の実施形態による差動システムの構造ブロック図である。

【図４４Ｂ】本発明の実施形態による差動入力と差動出力とを有する差動システムの構造ブロック図である。

【図４４Ｃ】本発明の実施形態による単一入力と差動出力とを有する差動システムの構造ブロック図である。

【図４４Ｄ】本発明の実施形態による単一出力を有する差動入力を示す図である。

【図４４Ｅ】本発明の実施形態による例示の差動入力−
単一出力システムを示す図である。

【図４５Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングおよびエネルギー伝達を含むエイリアシングの概念図である。

【図４５Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリングおよびエネルギー伝達を含むエイリアシングの概念図である。

【図４６Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図４６Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図４６Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図４６Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでＥＭ信号からエネルギーを伝達することでＥＭ信号をダウン−コンバートする流れ図である。

【図４７Ａ】本発明の実施形態による図４６Ａ〜４６Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図４７Ｂ】本発明の実施形態による図４６Ａ〜４６Ｄ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図４７Ｃ】本発明の実施形態による図４６Ａ〜４６Ｄ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図４７Ｄ】本発明の実施形態による図４６Ａ〜４６Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図４７Ｅ】本発明の実施形態による図４６Ａ〜４６Ｃ
の流れ図に関連する例示の信号図である。

【図４８】本発明の一実施形態によるエイリアシング信号に関連するエイリアシングレートを決定する例示の処理を示す図である。

【図４９Ａ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｂ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｃ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｄ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｅ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｆ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｇ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図４９Ｈ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達信号を示す図である。

【図５０Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５０Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５０Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５０Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５０Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５０Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５０Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５１Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＡＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５２Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５３Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＦＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５４Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでアナログＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ａ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ｂ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ｃ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ｄ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ｅ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ｆ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５５Ｇ】本発明の実施形態によるエイリアシングレートでエネルギーを伝達することでディジタルＰＭ信号を中間周波数にダウン−コンバートする処理に関連する例示の信号図である。

【図５６Ａ】本発明の実施形態によるダイレクトダウン−コンバージョンに関連する例示の信号図である。

【図５６Ｂ】本発明の実施形態によるダイレクトダウン−コンバージョンに関連する例示の信号図である。

【図５６Ｃ】本発明の実施形態によるダイレクトダウン−コンバージョンに関連する例示の信号図である。

【図５６Ｄ】本発明の実施形態によるダイレクトダウン−コンバージョンに関連する例示の信号図である。

【図５７Ａ】本発明の実施形態によるアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５７Ｂ】本発明の実施形態によるアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５７Ｃ】本発明の実施形態によるアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５７Ｄ】本発明の実施形態によるアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５７Ｅ】本発明の実施形態によるアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５７Ｆ】本発明の実施形態によるアナログＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５８Ａ】本発明の実施形態によるディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５８Ｂ】本発明の実施形態によるディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５８Ｃ】本発明の実施形態によるディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５８Ｄ】本発明の実施形態によるディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５８Ｅ】本発明の実施形態によるディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５８Ｆ】本発明の実施形態によるディジタルＡＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５９Ａ】本発明の実施形態によるアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５９Ｂ】本発明の実施形態によるアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５９Ｃ】本発明の実施形態によるアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５９Ｄ】本発明の実施形態によるアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５９Ｅ】本発明の実施形態によるアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図５９Ｆ】本発明の実施形態によるアナログＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６０Ａ】本発明の実施形態によるディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６０Ｂ】本発明の実施形態によるディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６０Ｃ】本発明の実施形態によるディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６０Ｄ】本発明の実施形態によるディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６０Ｅ】本発明の実施形態によるディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６０Ｆ】本発明の実施形態によるディジタルＰＭ信号を被復調ベースバンド信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６１Ａ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＰＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６１Ｂ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＰＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６１Ｃ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＰＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６１Ｄ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＰＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６１Ｅ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＰＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６１Ｆ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＰＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６２Ａ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＡＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６２Ｂ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＡＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６２Ｃ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＡＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６２Ｄ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＡＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６２Ｅ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＡＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６２Ｆ】本発明の実施形態によるＦＭ信号をＡＭ信号に直接ダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図６３】本発明の一実施形態によるエネルギー伝達システムのブロック図である。

【図６４Ａ】本発明の一実施形態による例示のゲーテッド伝達システムを示す図である。

【図６４Ｂ】本発明の一実施形態による例示の反転ゲーテッド伝達システムを示す図である。

【図６５】本発明の一実施形態によるゲーテッド伝達モジュールの一実施例を示す図である。

【図６６Ａ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの一実施例を示す図である。

【図６６Ｂ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの一実施例を示す図である。

【図６６Ｃ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの一実施例を示す図である。

【図６６Ｄ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの一実施例を示す図である。

【図６７Ａ】本発明の一実施形態によるブレーク−ビフォア−メーク・モジュールを含むゲーテッド伝達モジュールの一実施例を示す図である。

【図６７Ｂ】本発明の一実施形態によるエネルギー伝達信号の例示のタイミング図である。

【図６７Ｃ】本発明の一実施形態による分離信号の例示のタイミング図である。

【図６８Ａ】本発明の実施形態による例示の蓄積モジュールを示す図である。

【図６８Ｂ】本発明の実施形態による例示の蓄積モジュールを示す図である。

【図６８Ｃ】本発明の実施形態による例示の蓄積モジュールを示す図である。

【図６８Ｄ】本発明の実施形態による例示の蓄積モジュールを示す図である。

【図６８Ｅ】本発明の実施形態による例示の蓄積モジュールを示す図である。

【図６８Ｆ】本発明の実施形態による例示の蓄積モジュールを示す図である。

【図６８Ｇ】本発明の一実施形態による統合ゲーテッド伝達システムを示す図である。

【図６８Ｈ】例示のアパーチャ発生器を示す図である。

【図６８Ｉ】例示のアパーチャ発生器を示す図である。

【図６８Ｊ】例示のアパーチャ発生器を示す図である。

【図６８Ｋ】例示のアパーチャ発生器を示す図である。

【図６８Ｌ】本発明の一実施形態による発振器を示す図である。

【図６９】本発明の一実施形態による任意選択のエネルギー伝達信号モジュールを有するエネルギー伝達システムを示す図である。

【図７０】本発明の一実施形態による入力および出力インピーダンス整合を有するエイリアシングモジュールを示す図である。

【図７１】例示のパルス発生器を示す図である。

【図７２Ａ】図７１のパルス発生器に関係する例示の波形を示す図である。

【図７２Ｂ】図７１のパルス発生器に関係する例示の波形を示す図である。

【図７３】本発明の一実施形態によるスイッチモジュールとリアクタンス性蓄積モジュールとを有する例示のエネルギー伝達モジュールを示す図である。

【図７４】本発明の一実施形態によるスイッチモジュールと蓄積モジュールとを有する例示の反転ゲーテッド伝達モジュールを示す図である。

【図７５Ａ】本発明の実施形態による反転ゲーテッド伝達モジュールに関連する例示の信号図である。

【図７５Ｂ】本発明の実施形態による反転ゲーテッド伝達モジュールに関連する例示の信号図である。

【図７５Ｃ】本発明の実施形態による反転ゲーテッド伝達モジュールに関連する例示の信号図である。

【図７５Ｄ】本発明の実施形態による反転ゲーテッド伝達モジュールに関連する例示の信号図である。

【図７５Ｅ】本発明の実施形態による反転ゲーテッド伝達モジュールに関連する例示の信号図である。

【図７５Ｆ】本発明の実施形態による反転ゲーテッド伝達モジュールに関連する例示の信号図である。

【図７６Ａ】本発明の実施形態による差動構成で構成されたエネルギー伝達モジュールを示す図である。

【図７６Ｂ】本発明の実施形態による差動構成で構成されたエネルギー伝達モジュールを示す図である。

【図７６Ｃ】本発明の実施形態による差動構成で構成されたエネルギー伝達モジュールを示す図である。

【図７６Ｄ】本発明の実施形態による差動構成で構成されたエネルギー伝達モジュールを示す図である。

【図７６Ｅ】本発明の実施形態による差動構成で構成されたエネルギー伝達モジュールを示す図である。

【図７７Ａ】本発明の実施形態による例示のインピーダンス整合回路を示す図である。

【図７７Ｂ】本発明の実施形態による例示のインピーダンス整合回路を示す図である。

【図７７Ｃ】本発明の実施形態による例示のインピーダンス整合回路を示す図である。

【図７８Ａ】本発明の実施形態による例示のアンダー−
サンプリング・システムを示す図である。

【図７８Ｂ】本発明の実施形態による例示のアンダー−
サンプリング・システムを示す図である。

【図７９Ａ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図７９Ｂ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図７９Ｃ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図７９Ｄ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図７９Ｅ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図７９Ｆ】本発明の実施形態によるアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８０Ａ】本発明の実施形態による負荷が比較的低いインピーダンスである時のアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８０Ｂ】本発明の実施形態による負荷が比較的低いインピーダンスである時のアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８０Ｃ】本発明の実施形態による負荷が比較的低いインピーダンスである時のアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８０Ｄ】本発明の実施形態による負荷が比較的低いインピーダンスである時のアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８０Ｅ】本発明の実施形態による負荷が比較的低いインピーダンスである時のアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８０Ｆ】本発明の実施形態による負荷が比較的低いインピーダンスである時のアンダー−サンプリング・システムの例示のタイミング図である。

【図８１Ａ】本発明の一実施形態による保持キャパシタンスが大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・
システムの例示のタイミング図である。

【図８１Ｂ】本発明の一実施形態による保持キャパシタンスが大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・
システムの例示のタイミング図である。

【図８１Ｃ】本発明の一実施形態による保持キャパシタンスが大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・
システムの例示のタイミング図である。

【図８１Ｄ】本発明の一実施形態による保持キャパシタンスが大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・
システムの例示のタイミング図である。

【図８１Ｅ】本発明の一実施形態による保持キャパシタンスが大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・
システムの例示のタイミング図である。

【図８１Ｆ】本発明の一実施形態による保持キャパシタンスが大きい値を有する時のアンダー−サンプリング・
システムの例示のタイミング図である。

【図８２Ａ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達システムを示す図である。

【図８２Ｂ】本発明の実施形態による例示のエネルギー伝達システムを示す図である。

【図８３Ａ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例示のタイミング図である。

【図８３Ｂ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例示のタイミング図である。

【図８３Ｃ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例示のタイミング図である。

【図８３Ｄ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例示のタイミング図である。

【図８３Ｅ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例示のタイミング図である。

【図８３Ｆ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例示のタイミング図である。

【図８４Ａ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図８４Ｂ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図８４Ｃ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図８４Ｄ】本発明の実施形態によるＦＳＫ信号をＰＳ
Ｋ信号にダウン−コンバートする処理を示す図である。

【図８５Ａ】本発明の一実施形態による例示のエネルギー伝達信号モジュールを示す図である。

【図８５Ｂ】本発明の一実施形態による状態マシン動作の流れ図である。

【図８５Ｃ】例示のエネルギー伝達信号モジュールである。

【図８６】本発明の一実施形態による１０１．１ＭＨｚ
のクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号にダウン−コンバートする回路の図である。

【図８７】本発明の実施形態による図８６の回路のシミュレーション波形を示す図である。

【図８８】本発明の一実施形態による１０１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号にダウン−コンバートする回路の図である。

【図８９】本発明の実施形態による図８８の回路のシミュレーション波形を示す図である。

【図９０】本発明の一実施形態による１０１．１ＭＨｚ
クロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号にダウン−コンバートする回路の図である。

【図９１】本発明の実施形態による図９０の回路のシミュレーション波形を示す図である。

【図９２】本発明の一実施形態による５００ｋボーのボーレートで９１３ＭＨｚと９１７ＭＨｚを切り替えるＦ
ＳＫ信号源に接続された図８６の回路を示す図である。

【図９３】本発明の一実施形態による元のＦＳＫ波形９
２０２と負荷整合回路の出力でのダウン−コンバートされた波形９２０４を示す図である。

【図９４Ａ】本発明の一実施形態による例示のエネルギー伝達システムを示す図である。

【図９４Ｂ】図９４Ａの例示のシステムの例示のタイミング図である。

【図９４Ｃ】図９４Ａの例示のシステムの例示のタイミング図である。

【図９５】本発明の一実施形態による例示のバイパス回路網を示す図である。

【図９６】本発明の一実施形態による例示のバイパス回路網を示す図である。

【図９７】本発明の一実施形態を示す図である。

【図９８Ａ】本発明の一実施形態による例示のリアルタイムアパーチャ制御回路を示す図である。

【図９８Ｂ】本発明の一実施形態によるリアルタイムアパーチャ制御の例示のクロック信号のタイミング図である。

【図９８Ｃ】本発明の一実施形態によるリアルタイムアパーチャ制御の例示の任意選択のイネーブル信号のタイミング図である。

【図９８Ｄ】本発明の一実施形態によるリアルタイムアパーチャ制御の反転クロック信号のタイミング図である。

【図９８Ｅ】本発明の一実施形態によるリアルタイムアパーチャ制御の例示の遅延クロック信号のタイミング図である。

【図９８Ｆ】本発明の一実施形態によるリアルタイムで制御されるアパーチャを有するパルスを含む例示のエネルギー伝達信号のタイミング図である。

【図９９】本発明の一実施形態による非反転ゲーテッド伝達ユニットを使用する差動システムのブロック図である。

【図１００】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０１】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０２】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０３】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０４】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０５】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０６】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０７Ａ】図１０３の例示の実施形態のタイミング図である。

【図１０７Ｂ】図１０４の例示の実施形態のタイミング図である。

【図１０８Ａ】図１０５の例示の実施形態のタイミング図である。

【図１０８Ｂ】図１０６の例示の実施形態のタイミング図である。

【図１０９Ａ】本発明の例示の一実施形態を示す図である。

【図１０９Ｂ】本発明による電荷伝達を決定する式を示す図である。

【図１０９Ｃ】本発明によるコンデンサの充電とアパーチャの関係を示す図である。

【図１０９Ｄ】本発明によるコンデンサの充電とアパーチャの関係を示す図である。

【図１０９Ｅ】本発明による電力と電荷の関係式を示す図である。

【図１０９Ｆ】本発明による挿入損の式を示す図である。

【図１１０Ａ】単一ＦＥＴ構成のエイリアシングモジュール１１０００を示す図である。

【図１１０Ｂ】ＦＥＴコンダクタンス対Ｖ _GS比を示す図である。

【図１１１Ａ】エイリアシングモジュール１１０００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１１Ｂ】エイリアシングモジュール１１０００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１１Ｃ】エイリアシングモジュール１１０００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１２】相補形ＦＥＴ構成を有するエイリアシングモジュール１１２００を示す図である。

【図１１３Ａ】エイリアシングモジュール１１２００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１３Ｂ】エイリアシングモジュール１１２００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１３Ｃ】エイリアシングモジュール１１２００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１３Ｄ】エイリアシングモジュール１１２００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１３Ｅ】エイリアシングモジュール１１２００に関連する信号波形を示す図である。

【図１１４】エイリアシングモジュール１１４００を示す図である。

【図１１５】エイリアシングモジュール１１５００を示す図である。

【図１１６】エイリアシングモジュール１１６０２を示す図である。

【図１１７】エイリアシングモジュール１１７０２を示す図である。

【図１１８】エイリアシングモジュール１１６０２に関連する信号波形を示す図である。

【図１１９】エイリアシングモジュール１１６０２に関連する信号波形を示す図である。

【図１２０】エイリアシングモジュール１１６０２に関連する信号波形を示す図である。

【図１２１】エイリアシングモジュール１１７０２に関連する信号波形を示す図である。

【図１２２】エイリアシングモジュール１１７０２に関連する信号波形を示す図である。

【図１２３】エイリアシングモジュール１１７０２に関連する信号波形を示す図である。

【図１２４Ａ】本発明の一実施形態によるスプリッタのブロック図である。

【図１２４Ｂ】本発明の一実施形態によるスプリッタの詳細図である。

【図１２４Ｃ】図１２４Ａおよび１２４Ｂのスプリッタに関係する信号波形を示す図である。

【図１２４Ｄ】図１２４Ａおよび１２４Ｂのスプリッタに関係する信号波形を示す図である。

【図１２４Ｅ】本発明の一実施形態によるスプリッタを有するＩ／Ｑ回路のブロック図である。

【図１２４Ｆ】図１２４Ａの図に関係する例示の波形を示す図である。

【図１２４Ｇ】図１２４Ａの図に関係する例示の波形を示す図である。

【図１２４Ｈ】図１２４Ａの図に関係する例示の波形を示す図である。

【図１２４Ｉ】図１２４Ａの図に関係する例示の波形を示す図である。

【図１２４Ｊ】図１２４Ａの図に関係する例示の波形を示す図である。

【図１２５】本発明の一実施形態によるスイッチモジュールのブロック図である。

【図１２６Ａ】図１２５のブロック図の実施例を示す図である。

【図１２６Ｂ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｃ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｄ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｅ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｆ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｇ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｈ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｉ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｊ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｋ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｌ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｍ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｎ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｏ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｐ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２６Ｑ】図１２６Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ａ】図１２５のブロック図の別の実施例を示す図である。

【図１２７Ｂ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｃ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｄ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｅ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｆ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｇ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｈ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｉ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｊ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｋ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｌ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｍ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｎ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｏ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｐ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２７Ｑ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２８Ａ】本発明の例示のＭＯＳＦＥＴ実施形態を示す図である。

【図１２８Ｂ】本発明の例示のＭＯＳＦＥＴ実施形態を示す図である。

【図１２８Ｃ】本発明の例示のＭＯＳＦＥＴ実施形態を示す図である。

【図１２９Ａ】図１２５のブロック図の別の実施例を示す図である。

【図１２９Ｂ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｃ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｄ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｅ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｆ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｇ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｈ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｉ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｊ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｋ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｌ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｍ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｎ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｏ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｐ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１２９Ｑ】図１２７Ａに関係する例示の波形を示す図である。

【図１３０】本発明の実施形態による振幅および位相幅変調送信機を示す図である。

【図１３１】本発明の実施形態による振幅および位相幅変調送信機を示す図である。

【図１３２】図１３２Ａ〜１３２Ｄは本発明の実施形態による振幅および位相幅変調送信機に関連する例示の信号図である。

【図１３３】本発明の実施形態による振幅および位相幅変調送信機に関連する例示の信号図である。

【図１３４】本発明の実施形態による振幅および位相幅変調送信機に関連する例示の信号図である。

【図１３５】振幅またはパルス幅変調情報を復元する受信機ブロック図の一実施形態を示す図である。

【図１３６】図１３６Ａ〜１３６Ｇは本発明の実施形態による波形発生器に関連する例示の信号図である。

【図１３７】図１３５の受信機内で使用される回路を示す例示の図である。

【図１３８】図１３５の受信機内で使用される回路を示す例示の図である。

【図１３９】図１３５の受信機内で使用される回路を示す例示の図である。

【図１４０】代替送信機出力波形の時間および周波数ドメインを示す図である。

【図１４１】代替送信機出力波形の時間および周波数ドメインを示す図である。

【図１４２】代替送信機出力波形の時間および周波数ドメインを示す図である。

【図１４３】代替送信機出力波形の時間および周波数ドメインを示す図である。

【図１４４】本発明の実施形態による差動受信機を示す図である。

【図１４５】本発明の実施形態による差動受信機を示す図である。

【図１４６】本発明の一実施形態による狭帯域／定搬送波信号の時間および周波数ドメインを示す図である。

【図１４７】本発明の一実施形態による狭帯域／定搬送波信号の時間および周波数ドメインを示す図である。

フロントページの続き (72)発明者 バルトマン マイケル ジェイ. アメリカ合衆国 32246 フロリダ州 ジ ャクソンビル アズテック ドライブ ウ エスト 2244 (72)発明者 クック ロバート ダブリュ. アメリカ合衆国 32259 フロリダ州 ス イッツランド ロバーツ ロード 1432 (72)発明者 ルーク リチャード シー. アメリカ合衆国 32223 フロリダ州 ジ ャクソンビル リッキー ドライブ 3170 (72)発明者 モーゼス チャーリー ディー． ジュニア アメリカ合衆国 32217 フロリダ州 ジ ャクソンビル ナランジャ ドライブ 4314 (72)発明者 ローリンズ グレゴリー エス. アメリカ合衆国 32746 フロリダ州 レ イク メリー レスリー レーン 299 (72)発明者 ローリンズ マイケル ダブリュ. アメリカ合衆国 32746 フロリダ州 レ イク メリー ブライトビュー ドライブ 665 Ｆターム(参考） 5K020 DD11 FF02 FF13 MM12