Transmitter with a carrier suppression and dc offset reducing means

【発明の詳細な説明】 搬送波抑圧及びＤＣオフセット減少手段を有する送信機本発明の分野本発明は送信機に関し、特にこれに限定されないが送信機内の搬送波抑圧に関する。 本発明の背景デジタル信号用の典型的な送信機はデジタル／アナログ変換器に印加される出力を直交化してベースバンド信号を発生する手段からなる。 アナログ信号は低域通過濾波され、出力信号は周波数アップコンバーターに印加され、それに直交関係にされた局部発振器周波数信号が印加される。 アップコンバーターの出力は結合され、パワー増幅器に印加され、それに例えばアンテナである負荷が接続される。 局部発振器から混合器出力への搬送波周波数成分のフィードスルーを特定の最小レベル以下に減少するために良好にバランスされた混合器及び部品の注意深い物理的な配置がなされなければならない。 搬送波のフィードスルーはまた直交関係にされた混合器のいずれか又は両方の入力でｄｃオフセット電圧により引き起こされる。 このｄｃオフセット電圧は入力信号に固有のものであり、又はデジタル／アナログ変換器又は演算増幅器のようなアナログベースバンド信号の処理で用いられるどの部品によっても引き起こされうる。 信号路内のｄｃオフセットはそれらがまたシステム性能にしばしば決定的な所望の信号のｄｃ成分をまたブロックするので通常はｄｃブロックコンデンサにより除去され得ない。 混合器への入力でのｄｃオフセットをゼロにする知られている方法は通常混合器入力又は混合器の前の回路の他の適切な場所でｄｃ オフセット測定し、それからオフセット電圧はオフセットを減少しそれが適切な低い仕様に一致することを確かにする負のフィードバック回路を形成するよう必要な場合には増幅されて回路のより前の点に適切な位相でフィードバックされる。 米国特許第５０１２２０８号は局部発振器漏洩に対する補償を有する直交変調器を開示し、ここで異なる補償電圧がＩ及びＱ変調信号に加えられる。 変調器は出力電圧の一部分が変調された出力信号の振幅に比例する電圧を出力として供給する電力測定回路に印加されるフィードバックループからなる。 出現するいかなる直流電圧でも高域通過フィルタによりブロックされ、それによりフィードバック電圧の交流成分が残る。 このフィードバック電圧はＩ及びＱ変調信号とそれぞれ相関し、各相関からの出力はいかなる早く変化する振幅変動をも除去するためにそれぞれのフィルターでの期間にわたり積分され、得られた補償電圧はそのそれぞれの変調信号に加算又は減算として結合され、結果は最終変調器に印加される。 各補償電圧は各補償電圧に対応する変調信号とフィードバック信号との間の相関に基づきその他によらずに調節される。 この知られた技術により実際に電力増幅器を組み込んだ補正ループが作られる。 図１はアナログｄｃヌラー（ｎｕｌｌｅｒ）を有する基本周波数アップコンバータ又はリニア送信機のブロック図である。 送信機はブロック１０で示されるデジタル直交変調器及び関連するフィルタからなる。 ブロック１０からのＩ，Ｑ出力はそれぞれデジタル／アナログ変換器１２、１４に印加され、その出力はそれぞれの低域通過フィルタ１６、１８に印加される。 加算段２０、２２の非反転入力は低域通過フィルタ１６、１８にそれぞれ結合され、差分器の出力は直交混合器２８、３０にそれぞれ印加される。 局部発振器３２は出力搬送波周波数を発生し、これは９０°位相シフト手段３４に印加され、これは適切な位相を有する搬送波周波数を混合器２８、３０に印加する。 混合器の出力は加算ノード３５で結合され、駆動増幅器３６に印加され、これはｒｆ電力増幅器３８に結合される。 電力増幅器３ ８の出力は図１でアンテナ４０により示される信号伝搬手段に接続される。 図１ では混合器２８、３０への入力でのｄｃオフセットの測定はオフセット測定プロセスに適合するよう阻止又は変更のいずれかをなされた入力信号でなされる。 いったん測定がなされると、結果は用いられているシステムの要求に依存した期間に対して保持されなければならない。 特に保持期間は含まれるオフセットのドリフトの可能な速度及び保持メカニズムの完全性に依存する。 保持メカニズムはｄ ｃ電圧を保持するコンデンサ又は必要なアナログ／デジタル及びデジタル／アナログ変換器に結合したデジタルメモリーデバイスの形を取りうる。 図１でより特徴的にはスイッチ４２、４４により混合器２８、３０の入力２４、２６でｄｃオフセットがそれぞれ演算増幅器５０、５２及びコンデンサ４６、４８からなるそれぞれのネットワークに印加される。 これをなす効果はｄｃオフセットがゼロ又は最小値に減少するまでそれぞれのループの周りの信号を駆動することである。 それからスイッチ４２、４４は開き、各ブランチの入力信号は復帰される。 コンデンサ４６、４８に記憶されたｄｃの値は低域通過フィルタ１６、１８からの出力に現れるｄｃオフセットから記憶されたｄｃを引くことにより加算段２０、２ ２の反転入力に印加される。 ｄｃをゼロにするこの型は混合器の対の固有のフィードスルー性能により決定される搬送波フィードスルーを減少するのみである。 送信機の線形性の改善に対して回路の知られた型は周波数アップコンバータの周辺にフィードバックをかけ、フィードバックの知られた型はデカルトの（Ｃａ ｒｔｅｓｉａｎ）ループフィードバックと称されている。 デカルトのループフィードバックを有する基本的なリニア送信機は図２に示される。 簡潔に記載するために図１を参照して記載されている回路のこれらの部分は再び繰り返さず、同じ符号が対応する部品に適用される。 カプラー５４は電力増幅器３８ の出力でｒｆ信号の一部分に結合し、それを信号分割器５５に印加し、それは直交混合器５６、５８の入力に結合される。 局部発振器３２は位相制御段６２を介して位相シフター６０に結合され、それは混合器５６、５８に対して９０°の相対的な位相差を有する搬送波信号のバージョンを印加し、その周波数は結合された信号をゼロＩＦ信号にダウンコンバートする。 増幅器６４、６６で増幅された後に信号は作動増幅器６８、７０に印加され、これらはそれぞれ低域通過フィルタ１６、１８から混合器２８、３０への信号路に接続される。 増幅器６４、６６ からの出力の差は低域通過フィルタ１６、１８からのアナログ信号を予め歪ませ、この予め歪まされた信号は周波数アップコンバージョン混合器２８、３０に印加される。 搬送波抑圧及びｄｃオフセットの問題は図２に示され、それは両方の問題を除去する本発明の目的である。 本発明の要約本発明の第一の特徴により入力信号を送信周波数へ周波数アップコンバートする周波数アップコンバート手段と、周波数アップコンバート手段に結合されたパワー増幅手段と、パワー増幅手段の出力の振幅の一部分を得る手段を含むフィードバックループと、パワー増幅手段の出力の得られた部分を周波数ダウンコンバートする周波数ダウンコンバート手段と、周波数アップコンバート手段の入力でｄｃオフセットを決定する手段と、線形化ループフィードバック誤差信号からｄ ｃオフセットを減算し、周波数アップコンバート手段に得られた差信号を印加する手段とからなる送信機が提供される。 本発明の第二の特徴により少なくとも第一と第二の位相信号路からなり、第一と第二の路のそれぞれはそれぞれの入力信号を送信周波数に周波数アップコンバートする周波数アップコンバート手段と、それぞれの周波数アップコンバート手段の出力を結合する手段と、結合手段と結合されたパワー増幅手段と、パワー増幅手段の出力の一部分を得る手段を含むフィードバックループと、パワー増幅手段から得た信号を少なくとも第一と第二の位相フィードバック路に分割する信号分割手段とからなり、第一と第二の位相フィードバック路のそれぞれは送信周波数で得られた信号の部分を周波数ダウンコンバートする周波数ダウンコンバート手段と、それぞれの周波数アップコンバート手段の入力でｄｃオフセットを決定する手段と、それぞれのｄｃオフセットをそれぞれの線形化ループフィードバック誤差信号から減算し、それぞれの周波数アップコンバート手段へ得られた差分信号を印加する手段とからなる送信機が提供される。 本発明はどのような負のフィードバックループでもループの性能はフィードバック路の性能のみによることを実現することに基づく。 完全な送信機の搬送波フィードスルーはダウンコンバージョン混合器及び増幅器のそれになる。 ｄｃナリングはダウンコンバージョン混合器の搬送波フィードスルーの効果を除去する故にナリング動作の後に送信機の得られる搬送波フィードスルーは図２に示される送信機のそれよりはるかに良い。 本発明の実施例では線形化ループへの入力は例えば混合器のｒｆ側でフィードバックループを中断することにより周波数ダウンコンバート混合器出力で発生したｄｃオフセットを変えずにナリング処理でゼロに設定されなければならない。 オフセット測定ループは２つの方法のいずれか一つで動作されるよう構成される。 周波数アップコンバート手段の入力でのｄｃオフセットはフィードバックループが開く間に記憶され、フィードバックループが再び動作するようにされたときに記憶されたｄｃオフセット値は周波数アップコンバータの前のより初期の段での信号から減算される。 その代わりにフィードバックループが開いたときに電圧を記憶するデバイスを含む他のループが周波数アップコンバータへの入力と周波数アップコンバータの前のより初期の段の点との間で形成される。 他のループでの電圧はループ動作により最小化される。 他のループは周波数アップコンバータの入力に現れるｄｃが固定化される結果としてフィードバックループが再び閉じることにより中断される。 図の説明本発明を以下に図を参照して例により説明する。 図１はｄｃをゼロにするよう構成された知られている送信機のブロック図を示す。 図２はデカルトのループフィードバックを有する送信機のブロック回路図である。 図３は本発明により製造された送信機の一実施例のブロック図である。 図４は本発明により製造された送信機の第二の実施例のブロック図である。 図面には対応する特徴を表すために同じ符号が用いられている。 好適実施例の説明図３に示される実施例は本発明の基本原理が示され、直交信号よりもむしろ全信号で動作する。 デジタル変調器１０からの出力はデジタル／アナログ変換器（ ＤＡＣ）１２に印加される。 低域通過フィルタ１６は信号の所望の帯域を選択し、それは減算器１７の非反転入力Ａに印加される。 減算器１７の出力Ｂは混合器２８の第一の入力に印加される。 出力周波数を発生する局部発振器３２は位相制御段６２を介して混合器２８の第二の入力に結合される。 混合器２８の周波数アップコンバートされた出力はドライバ回路３６に印加され、それからの出力はスイッチ７６を介してｒｆパワー増幅器３８に結合される。 アンテナ４０はパワー増幅器３８の出力に結合される。 カプラー５４はアンテナに供給された信号の一部分を結合し、それを減衰器３ ９を介して周波数ダウンコンバート混合器５６の第一の入力に印加し、その第二の入力は位相制御段６２に結合される。 混合器５６の出力は減算器１７の非反転入力Ｃに印加される。 混合器２８の入力に現れるｄｃ電圧は減算器１７の出力Ｂと混合器２８の第一の入力との間の信号路内の結合点２４へのスイッチ４２の片側に結合することによりサンプルされる。 混合器２８の他の側はその入力と接地のような基準電圧点との間に接続されるコンデンサ４６を有する増幅器５０からなるｄｃ測定回路に接続される。 増幅器５０の出力はスイッチ４３により減算器１７の反転入力Ｄに結合される。 減算器１７は非反転入力Ａ，Ｃ、反転入力Ｄ、出力Ｂを有する増幅器からなる。 そのような配列でｄｃオフセットはループ誤差信号から減算される。 しかしながら図３に示されるように減算器１７は低域通過フィルタ１６の出力に接続された非反転入力と、第二の差分器２０の出力に結合された反転入力と、 混合器２８の第一の入力に結合された出力とを有する第一の差分器６８として設けられる。 第二の差分器２０は混合器５６の出力に結合された非反転入力と、増幅器５０の出力に結合された反転入力とを有する。 付加的に破線で示される増幅器６４は第一の差分器の反転入力に供給される増幅率を調整するために差分器２ ０の出力と結合される。 増幅器６４が設けられる場合にはそれは第二の差分器からなる。 スイッチ４２、４３、７６の動作はスイッチ４３、７６が開のときにスイッチ４２は閉であり、逆もまた真である。 示されてるようにスイッチ４３、７６が閉のときには送信機は通常の動作をし、信号はアンテナ４０に供給される。 コンデンサ４６に記憶されているｄｃオフセットは入力Ｄに印加され、Ａでの信号から減算される。 もう一つの場合では混合器２８、５６の入力Ｄ及びｒｆ側のフィードバックループに印加される電圧を中断するようにスイッチ４２は閉じられ、スイッチ４３、７６は開かれているときにｄ． ｃオフセット電圧は測定され、コンデンサ４６に記憶される。 スイッチ４２、４３、７６の動作が逆転するときは記憶されていたｄｃ電圧は段２０で混合器５６を介してフィードバックされた信号に現れるｄｃオフセットから引かれ、差信号は次に段６８の反転入力に印加され、そこでそれは低域通過フィルタ１６を通過した信号から引かれる。 デジタル記憶を用いる結合２４に現れるｄｃオフセットを測定する代替的な配置を以下に説明する。 スイッチ４２からの出力はアナログ／デジタル変換器（Ａ ＤＣ）８０に接続され、それはスイッチ４２が閉じられたときに結合２５に現れるｄｃオフセットのデジタルバージョンを供給する。 デジタルバージョンはストア８２に印加され、これはＲＡＭからなり、又は所定のｄｃオフセット値を記憶したＲＯＭからなり、デジタルバージョンはＲＯＭアドレスとなる。 ストア８２ がどのように構成されるかによらず、その出力はＤＡＣ８４に印加され、これは差分器２０に対するアナログｄｃオフセット電圧を供給する。 本発明の実施例の動作の原理は段階が局部発振器フィードスルー及び混合器５ ６の出力のｄｃオフセットに対して補正がなされない場合には主フィードバックループはこれらを補償し、ｒｆ増幅器３８の出力で望まれない搬送波信号を発生することによりそれらを実質的にゼロに減少する。 スイッチ７６を開き、スイッチ４２を閉じることによりｄｃオフセットは回路に戻され、それによりスイッチ７６を閉じたときに再入力されたｄｃオフセットはフィルタ１６からの出力信号から引かれる。 図３の変形例ではスイッチ４３は常時閉じられ、又は省略され、スイッチ４２ 、７６は逆相で作動される。 従ってスイッチ４２が閉じられ、スイッチ７６が開かれたときにループは結合２４でのｄｃオフセットがループ動作によりゼロ又は最小値に減少されるよう形成される。 スイッチ４２、７６を逆にすると、回路は実質的に上記のように振舞う。 図４に示される回路を参照するにデジタル変調器１０のＩ及びＱ 出力がそれぞれのＤＡＣ１２、１４に印加される。 対応するアナログ信号は低域通過フィルタ１６、１８でそれぞれ濾波されその出力は第一の差分器６８、７０ の非反転入力に印加される。 これらの段６８、７０からの差分出力は直交混合器２８、３０で周波数アップコンバートされる。 混合器２８、３０の出力は加算ノード３５で結合され、駆動増幅器３６に中継される。 駆動増幅器３６の出力はスイッチ７６を介してｒｆパワー増幅器３８に結合され、これは駆動増幅器３６の出力で信号を増幅し、それをアンテナ４０に供給する。 後で詳細に説明するように、スイッチは混合器２８、３０の入力でのｄｃオフセット電圧が測定されたときにフィードバックループを開くように設けられる。 送信信号の一部分は方向性結合器５４により結合され、減衰器３９により信号分割ノード５５に供給される。 ノード５５はそれぞれ直交関係にされた周波数ダウンコンバージョン混合器５ ６、５８に接続される。 混合器５６、５８の出力は第二の差分器２０、２２の非反転入力に印加される。 周波数アップコンバージョン混合器２８、３０への入力に現れる信号は結合点２４、２６で分岐しスイッチ４２、４４及び増幅器５０、５２と、コンデンサ４ ６、４８と、スイッチ４３、４５とからなるそれぞれの測定回路からなるそれぞれのｄｃオフセットサンプリング回路に供給される。 増幅器５０、５２の出力は第二の差分器２０、２２のそれぞれの反転入力に対して閉じられるときにスイッチ４３、４５を介して供給される。 第二の差分器２０、２２の出力は第一の差分器６８、７０の反転入力に結合される。 選択的に増幅器６４、６８は第二の差分器２０、２２の出力のそれぞれに結合される。 第一、第二の差分器６８、７０及び２０、２２は低域通過フィルタ１６、１８及び混合器２０、２２の出力に結合される非反転入力を有する増幅器として設けられ、反転入力はそれぞれのｄｃ測定回路の出力に結合される。 動作では搬送波抑圧及びｄｃオフセットをゼロにする方法はフィードバックループがスイッチ４３、４５、７６を開くことにより中断するときにｄｃオフセットをサンプリングすることに基づく。 同時にスイッチ４２、４４ は結合点２４、２６でのオフセット電圧が混合器５６、５８により発生されたｄ ｃオフセットを変えないようにサンプルされ得るように閉じられる。 その後に一方で４２、４４他方で４３、４５、７６のこれらのスイッチの動作は逆転し、送信機が作動するときにはコンデンサ４６、４８上に記憶されているｄｃオフセットの値は周波数ダウンコンバージョン混合器５６、５８のそれぞれの出力に現れるｄｃオフセットから引かれる。 混合器５６、５８の出力に現れるアナログ信号と一緒のどのような残余のｄｃオフセットからなる差分器２０、２２の出力も差分器６８、７０の入力に印加される。 換言すれば周波数アップコンバージョン混合器２８、３０の入力でのｄｃオフセットはｄｃナリングループにより除去され、これは周波数ダウンコンバージョン混合器５６、５８の出力に補正電圧を印加し、その補正電圧はゼロにする動作の後にコンデンサ４６、４８又はデジタル測定配置の場合には他の適切なメモリー装置により保持されうる。 このシステムが正しく働くようにループへのＩ及びＱ入力はゼロに設定されなければならず、フィードバックループはそれ自体例えばスイッチ７６を開くことにより及びそのようにしてループ周辺のフィードバックが例えばダウンコンバージョン混合器出力で発生されたｄｃオフセットを変更せずにゼロに減少されるようにゼロにするプロセス中に混合器のｒｆ側で開かれなければならない。 このプロセスはダウンコンバージョン混合器での搬送波フィードスルーによるいかなるｄｃオフセットもまたｄｃナリングループにより除去されることを確実にする。 結合点２４、２６で測定されたｄｃオフセットはＡＤＣ８０、８１、ストア８ ２、８３、ＤＡＣ８４、８５を用いてデジタル的に記憶されうる。 図４で差分器２０、６８、２２、７０からなる減算手段は図３を参照して記載されるように単一の段として設けられる。 図４の変形例ではスイッチ４３、４５は省略され、それによりスイッチ４２、 ４４が閉じられ、スイッチ７６が開かれたときにｄｃオフセット電圧が最小化され、又はゼロに減少されるループが形成される。 いったんスイッチ４２、４４、 ７６の動作が逆にされると回路は実質的に上記のように振舞う。 図４の実施例はベースバンド入力信号Ｉ，Ｑが９０°分離されている直交する信号に関して記載されているが送信機はフィードバックループの周波数ダウンコンバージョン路での混合器の数と等しいそれ自体のアップコンバージョン混合器に入来するそれぞれのベースバンド入力がいくつあっても良いように実施されうる。 そのような場合に各入力信号と各混合器への局部発振器入力信号との間の位相関係は１８０／ｎ°であり、ここでｎは入力信号の数である。 例えばｎ＝４であるなら入力信号の位相は０、４５、９０、１３５°である。 ｄｃナリングループは必要な場合には搬送波信号の制御の方法として用いられ得る。 この場合には搬送波信号の振幅と位相は制御されたｄｃ電圧をｒｆループのいずれか又は両方でｄｃヌラー入力段５０、５２へ加えることにより正確に制御される。 これは振幅と位相がｄｃヌラーのＩ及びＱ入力での２つのｄｃレベルのベクトル和に比例するアップコンバータからの搬送波信号を生ずる。 本発明はまた適応先行歪み回路及び極（ｐｏｌａｒ）ループ送信機の強度（又はエンベロープ）部分のような他のｒｆフィードバック回路に適用される。 本発明の説明から他の変形は当業者にとって明らかである。 そのような変形はリニア送信機及びその部品のシステムの設計、製造及び使用で既に知られている他の特徴を含み、それはここで既に説明された特徴の代わりに用いられ、又は付加される。 請求項は特徴の特定の組合せに対してこの明細書で作られているが、本発明の開示の範囲はまたいずれの請求項で現在請求されているのと同じ発明に関係するか又はしない及び本発明でなされたのと同じ技術的な問題のいずれか又は全てを緩和するか又はしない明示され又はされない、又はそのいかなる一般化のいずれかの新たな特徴又はその組合せを含むものである。 本出願又はそれから派生する更なる出願のいずれの手続き中に新たな請求項がそのような特徴及び／又はそのような特徴の組合せにより作られるものである。 産業での応用セルラー及びコードレス電話及びデジタル移動無線送信機及びトランシーバのようなデジタル応用に対するリニア増幅器。