具有自适应载波泄漏抑制的正交调制器

本发明大体涉及正交调制器，具体地说是涉及抑制正交调制器 中的载波泄漏。

图1是常规正交调制器102的框图，其包括两个双相调制器 104、106，一个移相器108，和一个组合器110。正交调制器102的工 作大体如下。

调制器104用同相(I)基带信号112调制第一载波信号116，从 而产生调制的同相信号120。移相器108接收第一载波信号116并 由此产生第二载波信号124，其中第二载波信号124与第一载波信 号116正交(即，第二载波信号124与第一载波信号116的相位相差 90度)。

调制器106用正交(Q)信号14调制第二载波信号124从而产 生调制的正交信号122，其中调制正交信号122与调制同相信号120 正交。调制的同相信号120和调制的正交信号122由组合器110同 相组合从而产生射频(RF)输出信号118。

同相信号112和正交信号114通常频率范围大约在0Hz到 2MHz。第一载波信号116通常约900MHz。提供这些频率仅是用于 说明目的，它们可以是其它值，正如将要知道的，射频输出信号118 的发送频率大致等于第一载波信号116的频率。

调制器104、106中的缺陷会导致不希望的混合成分的产生，如 出现频率等于最初由调制器104、106混合的信号112、114、116、124 中的一些或所有频率的信号。这些不希望有的混合成分通过组合器 110与调制的同相信号120和调制正交信号122组合以产生RF输 出信号118。换句话说，RF输出信号118包括不希望有的信号成分， 这些成分的频率等于同相信号112的频率，正交信号114的频率、第 一和/或第二载波信号116、124的频率，和/或这些频率的组合。

频率等于同相信号112和正交信号114频率的不希望有的成分 易从RF输出信号118中滤波并消除掉，因为其频率(约0Hz到 2MHz)与RF输出信号118的发送频率(约900MHz)差别很大。

可是，频率等于第一和第二载波信号116、124频率的信号成分 难以从RF输出信号中除去，因为其频率与RF输出信号118的发 送频率十分接近。由于其源自第一和第二载波信号116、124，这些不 希望有的信号成分叫做载波泄漏信号，或简称载波泄漏。

对于正交调制器，加到正交基带频道或轨道(即，加到正交基带 信号)上的直流(DC)补偿可消除载波泄漏的正交成分。类似地，加到 同相基带频道的DC补偿可消除载波泄漏的同相成分。于是，通过 给正交和/或同相基带频道加适当的DC补偿可基本上消除载波泄 漏是可能的。

此外，载波泄漏可通过适当地选取分量值被大体消除，从而平 衡包括在正交调制器中的二相调制器。

然而，由于载波泄漏随许多因素变化，如温度、频率、负载阻抗和 载波功率，所以给正交和/或同相基带频道加DC补偿以及选择分量 值来平衡二相调制器并不是彻底的解决办法。因此，当工作温度为 M度时所选的用来平衡二相调制器并从而消除载波泄漏的分量值 将可能不足以消除工作温度变化到N时的载波泄漏。

相似地，当载波频率为X MHz时所计算的用来消除载波泄漏 的DC补偿可能将不足以消除载波频率变到Y MHz时的载波泄 漏。对载波频率可能经常变化时的直接调制(基带信号调制载波频 率等于发送频率的载波信号)尤其如此。

因此，需要的是即使在载波泄漏由于诸如温度、频率、负载阻抗 和载波功率的因素而变化时也可在其中抑制载波泄漏的正交解调 器。

本发明的目的在于提供一种载波泄漏抑制电路，其用于自适应 地抑制信号处理器(如正交解调制器或单边带上频变频器或下频变 频器)中的载波泄漏，该信号处理装置用同相信号和正交基带信号 调制载波信号以产生射频(RF)输出信号。

载波泄漏抑制电路是通过在调制载波信号前分配给同相基带信 号第一标志、给正交基带信号第二标志工作的，这样在调制后，RF 输出信号包括携带第一标志的同相载波泄漏成分和具有第二标志的 正交载波泄漏成分。

载波泄漏抑制电路通过分别使RF输出信号与第一和第二标志 相关在RF输出信号中分离并测量同相和正交载波泄漏分量。然 后，产生随同相和正交载波泄漏分量测量结果而变化的同相补偿 和正交补偿。

将同相基带信号与同相补偿复合，将正交基带信号与正交补偿 复合从而抑制载波泄漏。

本发明的其它特点和长处及本发明各种实施例的结构和工作将 在下文参考附图进行详细描述。图中，相似的参考数字代表同等的 或功能相似的元件。

本发明将参考附图作一描述，其中：

图1是常规正交调制器的框图；

图2是描述根据本发明最佳实施例所述的载波泄漏抑制电路 高电平工作时的流程图。

图3是包括根据本发明最佳实施例所述的载波泄漏抑制电路 的信号处理装置的框图。

图4是描述图3的载波泄漏抑制电路最佳工作情况的流程图。

本发明涉及自适应抑制(或消除)正交调制器中的载波泄漏的载 波泄漏抑制电路。或者，本发明涉及具有这种载波抑制电路的正交 调制器。

由于本发明的载波泄漏抑制电路是自适应的，所以即使当温 度、负载阻抗、载波功率、工作频率等变化时其也能抑制载波泄漏。换 句话说，载波泄漏抑制电路对通常影响载波泄漏的因素(如温度、负 载阻抗、载波功率和工作频率)不敏感。载波泄漏抑制电路还可消除 由于放大器漂移或其它因素引起的基带信号中不希望有的直流 (DC)偏离。

由于载波泄漏抑制电路自适应地消除载波泄漏，当原拟采用其 它的交流(AC)耦合时，采用基带信号DC耦合也是可行的。此外，具 有本发明载波泄漏抑制电路的正交调制器也非常适宜于直接调制应 用。因此，直接调制可用于在其它情况下不会予以考虑的应用中。

下文参考正交调制器描述本发明的载波泄漏抑制电路。然而， 载波泄漏抑制电路可与其它通信装置一起使用以自适应抑制其中产 生的载波泄漏。这样的通信装置包括(但不限于)单边带增频变频器 和减频变频器，双边带增频变频器和减频变频器，及二相调制器。和 这些装置一起使用的载波泄漏抑制电路在下面进一步讨论。

如上所述，在本发明的最佳实施例中载波泄漏抑制电路采用各 种扩频通信技术来实现其功能。这些扩频通信技术为人所熟知，在 许多公从可得到的文献中有论述，如Don J.Torrieri的《军用通信 系统原理》(Principles of Military Communication Sys- tems，Artech House公司，Dedham，Massachusetts第三次印刷， 1982)，本文通过引用将其完全包括。

现在将参考图2(其给出描述载波泄漏抑制电路高电平工作情 况的流程图)概括地讨论本发明的载波泄漏抑制电路抑制正交调制 器中载波泄漏的工作方式。为便于说明，将参考示于图1的正交调 制器102描述载波泄漏抑制电路的高电平工作情况，但应当注意图 1中未给出载波泄漏抑制电路。

在步骤204，载波泄漏抑制电路赋予同相基带信号112第一标 志，赋予正交基带信号114第二标志。第一和第二标志采用扩频技 术分配给同相信号112和正交信号114，并用来识别载波泄漏的同 相分量和正交分量，如下面将要描述的。

在步骤206，产生了RF输出信号118后，载波泄漏抑制电路通 过寻找RF输出信号中的第一和第二标志分离并测量载波泄漏的 同相分量(即频率等于同相信号112的频率的载波泄漏分量信号) 和载波泄漏正交分量(即频率与正交信号114相等的载波泄漏分量 信号)。同相信号112和正交信号114的中心频率大致相同。

在步骤208，载波泄漏抑制电路根据步骤206中载波泄漏同相 分量的测量结果产生同相DC补偿。而且，载波泄漏抑制电路根据步 骤206中载波泄漏正交分量的测量结果产生正交DC补偿。实际上， 步骤208中载波泄漏抑制电路用同相载波泄漏分量和正交载波泄漏 分量的测量结果分别调整已有的同相和正交DC补偿。

在步骤210，载波泄漏抑制电路将同相DC补偿加到同相基带 信号112上从而至少部分消除同相载波泄漏分量。相似地，载波泄漏 抑制电路将正交DE补偿加到正交基带信号114上以至少消除部分正 交载波泄漏分量。

另外在步骤210，(进行完有关同相和正交DC补偿的相加后)将 新的标志赋予同相基带信号112和正交基带信号114，然后重复从 步骤206开始的一系列步骤。实际上，在完成图2所示步骤的多次 反复后，便大体上完全消除了载波泄漏。

应当注意载波泄漏抑制电路根据同相载波泄漏分量和正交载波 泄漏分量的变化调整同相DC补偿和正交DC补偿，而不管引起这 种变化的原因。因此，即使当温度、负载阻抗、载波功率、工作频率等 变化时，载波泄漏抑制电路也可抑制载波泄漏。换句话说，载波泄漏 电路对通常影响载波泄漏的因素如温度、负载阻抗、载波功率和工作 频率不敏感。    

现在将更加详细地讨论载波泄漏抑制电路。

图3所示是包括正交调制器304和根据本发明最佳实施例所述 的载波泄漏抑制电路306的信号处理装置302的框图。正交调制器 304包括两个二相调制器312、316，移相器314和组合器318。正交 调制器304的这些元件分别与图1所示正交调制器102的二相调 制器104、106，移相器108和组合器118相似。因而，不再进一步讨 论二相调制器312、316，移相器314及组合器318的结构和工作情 况(不再描述这些众所周知的元件)，这些元件可使用任何一些易获 得的电路元件如二极管、吉尔伯特(Gilbert)单元、模拟乘法器等实 现，并且可分立地或单片地实现。

现在将参考图4以及图3继续讨论本发明，其中图4说明描述 根据本发明最佳实施例所述的载波抑制电路306的工作情况的流程 图。

载波泄漏抑制电路306包括伪噪声(PN)发生器340，其码长N 足以保证DC偏离可忽略。PN发生器340的结构和工作对有关技 术领域中的技术人员是很清楚的，其包括移位寄存器370和异或门 372。

同相标志信号354通过在比特位置3采样移位寄存器370产 生，正交标志信号352通过在比特位置N—1采样移位寄存器370 产生。采样移位寄存器370的比特位置的选择是任意的，可以是任 何将产生非相关伪噪声序列样值(即如果两样本相乘产生的将是噪 声而不是有DC成分的信号)的位置。

同相和正交标志354、352代表扩频标志。本文中，术语“扩频标 志”是指加到基带信号(如同相和正交基带信号342、344)上的低电 平直接序列扩频信号。直接序列扩频信号为相关技术领域中的技术 人员所熟知。

如下文所要讨论的，为分离载波泄漏中同相分量和正交分量， 同样和正交标志信号354、352分别被加到同相和正交基带信号 342、344上。为避免干扰正交调制器304执行调制功能，PN发生器 340以相对基带信号342、344较低的功率电平产生同相标志信号 354和正交标志信号352。

最好是同相标志信号354和正交标志信号352都比基带信号 342、344的功率电平低约40dB。但是应注意，同相和正交标志信号 354、352必须保持高到足以被相关器328、330检测到的功率电平 (在下面讨论)。

同相标志信号354在组合器338中与同相DC补偿信号368(在 下面更详细地讨论)相加，然后复合信号在位于正交调制器304中 的组合器308与同相基带信号342相加。开始，同相DC补偿368被 清零，以便在图4流程图的初始迭代中，只有同相标志信号354在组 合器308中被加到同相基带信号342上。

相似地，正交标志信号352在组合器336与正交DC补偿366 (下文更详细地讨论)相加，然后该复合信号在正交调制器304中的 组合器310与正交基带信号344相加。开始时，正交DC补偿366被 清零，以便在图4流程图的初始迭代中，只有正交标志信号352在组 合器310与正交基带信号344相加。

到目前为止所描述的载波泄漏抑制电路306的工作相应于图4 的步骤404，其中同相和正交标志354、352已经产生并被赋予同相 和正交基带信号342、344。然后同相和正交基带信号342、344被正 交调制器304的其它部分处理以产生射频(RF)输出信号350，如上 文关于图1的正交调制器102所述。

接下来载波泄漏抑制电路306通过执行图4的步骤406—414 处理RF输出信号350，如所要描述的那样。

在步骤406，定向耦合器320采样RF输出信号350。定向耦合 器320的输出是RF输出信号样本356。定向耦合器众所周知，于是 定向耦合器320另外的细节对相关领域的技术人员将是显而易见 的。

在步骤408，二极管检波器322测量RF输出信号样本356的幅 度。相当于在步骤408二极管检波器322检测RF输出信号样本的 功率(或功率谱)从而产生样本功率信号358。二极管检波器众所周 知，因此二极管检波器322的其它细节对相关领域的技术人员是 显而易见的。

二极管检波器322检测到的大部分功率对应于希望被调制器 304发送的信号。二极管检波器322检测到的部分功率对应于载波 泄漏。正如下面所要讨论的，载波泄漏抑制电路306分离并测量样本 功率信号358中载波泄漏功率，然后用该功率测量值调节分别与同 相和正交基带信号342、344相加的同相和正交DC补偿从而抑制载 波泄漏。

此外，在步骤408中，电容器324除去样本功率信号358中的 DC成分从而产生代表样本功率信号358时变分量的AC(交流)样 本功率信号360。然后放大器326放大AC样本功率信号360。电容 器和放大器众所周知，因而电容器324和放大器326的其它细节对 相关领域的技术人员是显而易见的。

应当注意，电容器324和放大器326是实施细节，因而是可选择 的。它们并非必须存在于载波泄漏抑制电路306中以实现本发明的 目标和优点。

在步骤410，载波泄漏抑制电路306分离放大的AC样本功率信 号360中的载波泄漏功率。这是通过使放大的AC样本功率信号 360与步骤404中赋予同相和正交基带信号318、320的同相和正 交标志352、354相关实现的。

这种相关用于选择与同相信号342和正交信号344相应的载波 泄漏分量，因为这种载波泄漏分量带有同相和正交标志352、354。 AC样本功率信号中不与同相信号342或正交信号344相应的功 率被去相关，因而被忽略(因为其将表现为噪声)。

最好是通过在乘法器330中使放大的AC样本功率信号360 与步骤404中赋予同相基带信号342的同相标志信号354相乘完成 步骤410。相似地，放大的AC样本功率信号360在乘法器328中与 步骤404赋予正交基带信号344的正交标志信号352相乘。根据众 所周知的扩频理论这些乘法操作导致去扩展放大的AC样本功率信 号360。进行扩展频谱去扩展操作的乘法器众所周知，因而乘法器 328、330的其它细节对相关领域的技术人员是显而易见的。

步骤410操作的结果是乘法器328产生与载波泄漏的正交分量 相应的DC输出信号360；乘法器330产生与载波泄漏的同相分量 相应的DC输出信号364。即，DC输出信号362、364的输出幅度分 别与载波泄漏的正交和同相分量的幅度成比例。

在步骤412，积分器332以众所周知的方式对与载波泄漏正交 分量相应的整个DC输出信号362积分以调节正交DC366(正交DC 补偿366最初是在图4流程图第一次迭代中产生的，然后在以后的 每次迭代中调整)。相似的，积分器334以众所周知的方式对相应于 载波泄漏同相分量的DC输出信号364积分以调节同相DC补偿 368(该同相DC补偿368最初在图4流程图的第一次迭代中产生， 然后在以后的每次迭代中调节)。

在步骤414同相DC补偿368被加到同相基带信号342上以至 少抑制一部分载波泄漏同相分量。相似地，正交DC补偿366被加到 正交基带信号344上以至少抑制部分载波泄漏的正交分量。实际 上，进行图4所示步骤的多次迭代后，就大体上完全消除了载波泄 漏。

此外，在步骤414中，新的同相和正交标志被赋予同相和正交 基带信号342、344以便为图4流程图的下次迭代(包括步骤406、 408、410、412和414)作准备。

最好通过将正交DC补偿366在组合器336中与新的正交标 志352相加，然后在组合器310将和数与正交基带信号344相加。相 似地，在组合器338将同相DC补偿368与新的同相标志354相加， 然后将其和在组合器308与同相基带信号342相加。组合器众所周 知，因而组合器308、310、336和338的其它细节对相关领域的技术 人员是显而易见的。

完成了步骤414后，开始步骤406、408、410、412和414的下一 轮迭代。

载波泄漏抑制电路306是时间上连续的，而不是时间上分离 的，所以载波抑制电路306连续执行图4的步骤。因而，应该知道以 上所进行的讨论(其中载波泄漏抑制电路306被描述为反复执行图 4的步骤)仅是出于说明的目的。有鉴于此，应该注意修整周期( chip period)并不对应于图4步骤的一次重复。相反，一次重复(也 是用于例释)代表许多修整周期(如，依赖具体实现，一次重复可能 代表成百、成千、或更多的修整周期)。

如从以上讨论所了解的，载波泄漏抑制电路306利用负反馈抑 制载波泄漏(载波泄漏抑制电路306的电路结构代表一负反馈环)。 根据负反馈的性质，乘法器328、330的输出被逼近到零，以便积 分器332、324呈现与正交和同相基带信号344、342相加时进一步迫 使乘法器328、330的输出趋于零的输出电压。

一旦载波泄漏抑制电路306的负反馈环收敛(即，一旦乘法器 328、330的输出大体逼近零伏)，RF输出信号350包括所需信号，很 小(如果有)的载波泄漏，和众所周知的伪噪声标志352、354的 (SINX)/X谱。如上面所提到的，标志352、354具有非常低的功率 电平，以使其不破坏所需信号。

注意，载波泄漏的正交和同相分量是同时并独立地被消除的。 即，因为正交标志352和同相标志354是通过采样移位寄存器370 不同的比特位置产生，并且正交DC补偿366和同相DC补偿368 是独立地产生的。因此，载波泄漏的正交和同相分量的消除是最佳 的。因为载波泄漏抑制电路306按同相通道或正交通道的具体条件 自适应调节。

载波泄漏抑制电路306可使用任何所熟知的电路元件如分立 的运算放大器、逻辑门、触发器、模拟开关、和/或专用集成电路 (ASIC)来实现。具体地说，PN发生器可用CMOS(互补金属氧化 硅)逻辑电路实现。完成放大、滤波、求和及积分功能的元件可用运算 放大器实现。模拟乘法器或运算放大器及FET(场效应晶体管)开关 可用于产现去扩展功能。

最好PN发生器340的修整速率(chipping rate)在约100Hz 到20Hz之间。更高的修整速度可使收敛得更快，但更快的变量跟 踪却可能使电路设计复杂，并需要比所能获得的更宽的带宽。由于 为了简化最好不采用奈奎斯特滤波，所以伪噪声信号的带宽实质上 与修整速度相关。

前面已根据正交调制器对载波泄漏抑制电路306进行了描述。 然而，如上面所提到的，载波泄漏抑制电路306可与其它通信装置 一起使用以自适应地抑制其中产生的载波泄漏。这样的通信装置 包括(但不限于)单边带上变频器和下变频器，双边带上变频器和下 变频器，以及二相调制器。

正交调制器在结构上与单边带上变频器/下变频器相似。正交 调制器和单边带上变频器/下变频器都具有同相和正交通道，因而载 波泄漏抑制电路306也适宜于与单边带上变频器/下变频器一起使 用，如同适宜于与正交调制器一起使用一样。

载波泄漏抑制电路306还可方便地与具有同相和正交通道的 信号处理装置(如双边带上变频器/下变频器和二相调制器)一起使 用。(和这些装置一起使用时，载波泄漏抑制电路306仅对单个基带 信号计算DC补偿，然后将DC补偿与该基带信号组合)。然而，与这 样的装置一起使用，载波泄漏的抑制作用可能不如与正交调制器和 单边带上变频器/下变频器一起使用时大。即，因为由于杂散耦合或 其它效应可能是正交的(或有正交成分)，从而不会完全被所加补偿 消除。

虽然上面已描述本发明的各种实施例，但是应该知道它们仅是 通过举例的方式给出的，并不仅限于此。因此，本发明的外延和范围 不应受任何以上所述例释性实施例的限制，而仅应根据所附权利要 求及其同等的内容来定义。