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数字调制器和与之相关联的数模转换技术
申请号	CN201110034236.3	申请日	2011-02-01	公开(公告)号	CN102143110A	公开(公告)日	2011-08-03
申请人	英飞凌科技股份有限公司;			发明人	E.瓦格纳;
摘要	本发明涉及数字调制器和与之相关联的数模转换技术。在此公开的一些实施例涉及发射机。该发射机包括数字调制器，所述数字调制器适于基于数据的多比特表示和载波的多比特表示来提供数字调制的RF 信号。数模转换器（DAC），适于基于数字调制的RF信号来生成模拟调制的RF信号。谐振电路，耦合到DAC的输出端并且适于从模拟调制的RF信号中滤出不希望的频率分量。
权利要求	1. 一种在发射机中生成射频（RF）信号的方法，包括：生成RF信号的多比特表示，其中RF信号的多比特表示根据采样率随时间改变；以及通过使用具有耦合到DAC的输出端的谐振电路的数模转换器（DAC）将RF信号的多比特表示转换成时变模拟RF信号。 2. 如权利要求1所述的方法，其中数字极性调制器生成RF信号的多比特表示。 3. 如权利要求1所述的方法，其中生成RF信号的多比特表示包括：提供频率控制字的多比特表示；提供根据采样率随时间改变的相位数据的多比特表示；基于频率控制字和相位数据这二者提供多比特调相信号，其中多比特调相信号根据采样率随时间改变。 4. 如权利要求3所述的方法，其中生成RF信号的多比特表示还包括：基于振幅数据来改变多比特调相信号以提供根据采样率随时间改变的多比特调幅调相信号。 5. 一种发射机，包括：数字调制器，基于数据的多比特表示和频率控制字的多比特表示这二者来提供数字调制的RF信号；数模转换器（DAC），基于数字调制的RF信号来生成模拟调制的RF信号；以及耦合到DAC的输出端的谐振电路，所述谐振电路从模拟调制的RF信号中滤出不希望的频率分量。 6. 如权利要求5所述的发射机，其中DAC的输出端是单端输出端。 7. 如权利要求5所述的发射机，其中DAC的输出端是差分输出端。 8. 如权利要求7所述的发射机，其中DAC包括：耦合到差分输出端的第一支路的第一变流源；以及耦合到差分输出端的第二支路的第二变流源。 9. 如权利要求8所述的发射机，其中第一变流源包括耦合到差分输出端的第一支路的多个电流源；其中第二变流源包括耦合到差分输出端的第二支路的多个电流源；其中第一变流源中的多个电流源和第二变流源中的多个电流源被安排成针对数字调制的RF信号的不同值协作地递送不同的电流到差分输出端的第一和第二支路。 10. 如权利要求8所述的发射机，其中第一变流源包括：与第一电流元件串联的第一开关元件，其中所述第一开关元件被耦合在第一电流元件和差分输出端的第一支路之间；以及与第二电流元件串联的第二开关元件，其中所述第二开关元件被耦合在第二电流元件和差分输出端的第一支路之间；其中所述第一和第二开关元件被安排成针对数字调制的RF信号的不同值协作地递送不同的电流到差分输出端的第一支路。 11. 如权利要求5所述的发射机，其中所述谐振电路包括下列三个元件中的至少一个：表面声波（SAW）滤波器、体声波（BAW）滤波器或双工器。 12. 如权利要求5所述的发射机，其中所述谐振电路包括LC电路，所述LC电路包括与电容器并联的电感器。 13. 如权利要求12所述的发射机，其中LC电路中的电容器包括被安排成为LC电路提供可调整电容的电容器组。 14. 如权利要求5所述的发射机，其中数字调制器包括接收I-Q格式的数据以产生数字调制的RF信号的数字I-Q调制器。 15. 如权利要求14所述的发射机，其中所述数字I-Q调制器包括：相位累加器，基于连续频率控制字来提供累加值；角度到余弦振幅转换元件，将所述累加值转换成余弦振幅值；第一混合器，将余弦振幅值与Q数据信号混合以提供第一混合值；角度到正弦振幅转换元件，将累加值转换成正弦振幅值；第二混合器，将正弦振幅值与I数据信号混合以提供第二混合值，其中I数据信号相对于Q数据信号有90度的相移；以及加法器，将第一混合值和第二混合值求和。 16. 如权利要求5所述的发射机，其中所述数字调制器包括数字极性调制器，所述数字极性调制器接收极性格式的数据以产生数字调制的RF信号。 17. 一种包括数字调制器的电路，所述数字调制器包括：微分器，以采样率接收连续相位值并且基于相位值来提供微分相位值；加法器，基于微分相位值和频率控制字这二者来以采样率提供连续瞬时相位偏移值；相位累加器，基于瞬时相位偏移值以采样率提供连续瞬时相位值；以及角度到振幅转换器，以采样率将瞬时相位值转换成调相波的多比特表示。 18. 如权利要求17所述的电路，其中所述数字调制器还包括：乘法器，以采样率接收连续振幅值和调相波的多比特表示；并且所述乘法器输出根据采样率随时间改变的多比特调幅调相信号。 19. 如权利要求17所述的电路，还包括：数模转换器（DAC），基于调相波的多比特表示来产生模拟调制的RF信号。 20. 如权利要求19所述的电路，还包括：数字上转换元件，可操作地耦合在DAC和角度到振幅转换器之间，其中所述数字上转换元件将调相波的频率从第一频率增加到第二频率。 21. 如权利要求19所述的电路，还包括：谐振电路，耦合到DAC的输出端并且适于从模拟调制的RF信号中滤出不希望的频率分量。 22. 如权利要求18所述的电路，还包括：基带处理器，向数字调制器提供连续相位值和频率控制字这二者，其中所述频率控制字与通过其传送调相波的频道相关联。 23. 如权利要求22所述的电路，其中基带处理器提供I-Q格式的相位值，所述电路还包括：协调旋转数字计算机，将I-Q格式的相位值转换成极性格式的相位值。 24. 一种在发射机中生成射频（RF）信号的方法，包括：提供频率控制字的多比特表示，其中频率控制字与载波频率相关联；根据采样率来提供数据的多比特表示；基于数据的多比特表示和频率控制字的多比特表示这二者来提供多比特数字调制的RF信号；将多比特数字调制的RF信号转换成模拟RF信号；通过使用谐振电路从模拟RF信号中除去无用频率分量。
说明书全文	数字调制器和与之相关联的数模转换技术背景技术 [0001] 调制是相对于另一波形改变一个波形的过程。在电信中，调制用于通过通信信道将数据从发射机传送到接收机。例如，在蜂窝电话、调制解调器和其他现代通信设备中的发射机通常使用调制来高效地传送数据。 [0002] 虽然调制方案被广泛地用在通信系统中，但是先前的发射机已经包括了用于实施期望模拟或数字调制技术的模拟电路。不过，发明人已经意识到模拟电路因为它的不灵活性和通常消耗相对大量的功率而不太理想。因此，本发明人已经意识到最大可能性地尝试以数字形式来调制波形是所期望的。数字电路的使用是有益的，因其与模拟解决方案相比，通常提供较大的灵活性和较低的功耗。尤其是，较低的功耗使由电池供电的通信设备（例如蜂窝电话）能够在不重新充电的情况下运行更长的时间段，这是很多终端用户都期望的特征。附图说明 [0003] 图1是根据一些实施例的包括数字调制器的发射机的框图。 [0004] 图2是图示了包括数字极性（polar）调制器的发射机的功能框图。 [0005] 图2A-2B示出了根据图2的实施例的波形图。 [0006] 图3是图示了包括IQ调制器的发射机的功能框图。 [0007] 图4是包括数模转换器的更详细实施例的发射机的框图。 [0008] 图5图示了可由图4的数模转换器生成的锯齿波形。 [0009] 图6是图示了根据一些实施例的方法的流程图。 [0010] 图7是示出了一些调制技术的一系列波形，在这些技术中，模拟数据被调制到载波上。 [0011] 图8是示出了一些调制技术的一系列波形，在这些技术中，数字数据被调制到载波上的。 [0012] 图9-10图示了根据一些实施例的包括数字上转换（up-conversion）元件的发射机的例子。具体实施方式 [0013] 现在参考附图来描述发射机实施方式，其中自始至终同样的附图标记用来指代同样的元素。在以下描述中，为了说明的目的，阐述了许多特定的细节以提供对实施方式的透彻理解。然而，显然地，这些实施方式可以在没有这些特定细节的情况下实现。 [0014] 鉴于先前的发射机已经使用了模拟电路来执行调制，本公开的一些方面提供了数字电路来执行调制。例如，一些实施例包括数字调制器（例如微处理器或数字专用集成电路（ASIC）），其中数模转换器（DAC）耦合到数字调制器的输出端。带通滤波器（例如LC 谐振电路）耦合到DAC的输出端以衰减由DAC提供的模拟波形中的无用（unwanted）频率分量。在此更详细并进一步理解为，从编程观点看，此处提供的数字电路，在展现出良好的功耗的同时，还有助于提供灵活性，由此有助于向终端用户提供满足或超出其期望的通信设备。 [0015] 图1示出根据一些实施例的发射机100的一个例子。发射机100包括基带处理器102、数字调制器104、数模转换器（DAC）106、带通滤波器108、功率放大器110、和射频（RF）天线112。如所示出的，它们被可操作地（operably）耦合。如下更详细地理解为，数字调制器104生成多比特值的流（其总体表示已经将数据调制到其上的载波），然后DAC 106将数字数据转换成适合于通过天线112进行传输的模拟波形。 [0016] 基带处理器102包括提供频率控制字114的第一输出端和提供数字数据116（例如I-Q数据）的流的第二输出端。频率控制字114和数字数据116通常根据由时钟发生器117提供的采样率来递送。频率控制字114可以是对应于，例如乘以恒定值的载波频率的多比特值；并且，数字数据116的流通常指定在时间上载波频率将被如何调制。 [0017] 在接收到频率控制字114和数字数据116的流时，数字调制器104输出数字调制的RF 信号118。数字调制的RF信号118是基于频率控制字114和数字数据116这两者的并根据采样率改变的时变多比特值。 [0018] DAC 106将数字调制的RF信号118转换成模拟调制的波形120。带通滤波器108在允许有用（wanted）信号122通过的同时从模拟调制的波形120中除去无用频率分量，其中带通滤波器108可以组合在与DAC 106相同的集成电路上并可以在一些实施例中包括谐振电路。然后，功率放大器110放大有用信号122，由此生成将通过天线112传送的RF信号126。 [0019] 在一些实施例中，基带处理器102还可以调整带通滤波器108（如由可选控制信号124所指示）以允许有用信号122传到天线112。例如，控制信号124可以调整带通滤波器 108中的电容器组以“调谐”滤波器以便当阻挡其他不希望的频率的同时允许载波频率通过。 [0020] 可以理解的是，因为发射机100包括的是数字调制器104，而非先前方法中使用的模拟调制器，所以能够将发射机100编程以方便各种通信技术的使用，同时也将功耗保持在低水平上。因此，至少因为该理由和/或其他理由，包括数字调制器的发射机的各种实施例是对先前已知的那些实施例的改进。 [0021] 图2示出了包括数字极性调制器201（例如图1的数字调制器104）的发射机200的另一实施例。数字极性调制器201包括协调旋转数字计算机202、微分器（differentiator）204、加法器206、相位累加器208、角度到振幅转换元件210以及数字乘法器212。如所示出的，这些组件可操作地耦合。在许多实施例中，这些组件中的每一个都对时钟信号FS起作用并如在此进一步描述的那样促进采样，其中所述时钟信号FS在时钟线213（例如耦合到图 1的时钟发生器117）上被接收。尽管图2没有明确地描绘带通滤波器（例如谐振电路）、功率放大器或天线，但是可以理解这些组件通常包括在例如图1中所示的实施方式中。 [0022] 现在结合图2A参考图2，数字极性调制器201的操作针对仅调幅（其中不存在调相）来描述。仅调幅在基带处理器214向数字极性调制器201提供频率控制字216以及I-Q格式的数字数据218时开始。 [0023] 协调旋转数字计算机202将I-Q数据218转换成极性数据222，其包括相位分量θ(t)和振幅分量r(t)。连续极性数据值由时间FS分隔开（即，根据时钟线213上提供的采样率），频率控制字216的连续数据值也是如此。这种配置的优点是其允许基带处理器214通过改变频率控制字216来改变信道频率（载波的频率）。 [0024] 微分器204对极性数据222求微分，由此以采样率提供多比特瞬时频率偏移值223。每个瞬时频率偏移值223表示当前瞬时频率或相位相对于之前的连续瞬时频率或相位的偏移。 [0025] 在每个采样间隔处，加法器206将频率控制字216与瞬时频率偏移值223相加，由此在224处提供瞬时相位偏移。如图2A所示，对于仅调幅而言，瞬时相位偏移224是近似恒定的，其中连续瞬时相位偏移值由采样间隔FS分隔开。 [0026] 相位累加器208不断地累加连续多比特瞬时相位偏移224，由此在累加器输出端226处提供瞬时相位。相位累加器208通常包括N比特锁存器，以使其输出端226展现出的范围，其中K是任意时间内存储在相位累加器208中的N比特二进制数。参见图2A中的数字226。因此，对于一些时钟周期，当瞬时相位偏移值224被加到当前存储N 在相位累加器208中的N比特二进制数（K）时，结果所得的N比特二进制数K超过2-1，由此导致相位累加器208溢出。因为累加器在这方面是基于模的（modular），所以累加器输出端226能够被解释为载波的N比特瞬时相位或“角度”。 [0027] 角度到振幅转换元件210（在一些实施例中其包括存储正弦或余弦查找表的存储器）接收该N比特瞬时相位226，并输出相应的多比特二进制数228。如图2A（210）中所示，角度到转换元件将累加器输出端226处的瞬时相位“映射”到数字波形的振幅值，例如正弦或余弦波形。 [0028] 数字乘法器212接收多比特数228的流，并且基于振幅分量r(t)选择性地修改该流以产生表示调幅波形230的多比特数的流。因此，在图2A的所图示的例子中，波形228的后一部分已经被调幅成在230处具有零振幅。这样，数字极性调制器201输出根据采样率FS变化的并且表示极性调制波形的多比特二进制数的流。 [0029] 图2B示出了另一例子，其中数字极性调制器201用于在数字极性调制器201的输出端230处获得调幅调相波形。除了图示的那些以外，数字极性调制器还可以实现其他类型的调制。 [0030] 图3示出了包括数字IQ调制器302（例如图1的数字调制器104）的发射机300的另一实施例。数字IQ调制器302包括相位累加器304，耦合到第一混合器308的角度到余弦振幅转换元件306、耦合到第二混合器312的角度到正弦振幅转换元件310、以及加法器314，如所示，所有这些组件都可操作地耦合。尽管图3没有明确地描绘带通滤波器（例如谐振电路）、功率放大器或天线，但是，可理解的是这些组件通常包括在例如如图1中所示的实施方式中。 [0031] 在操作期间，频率控制字316被提供给相位累加器304，其同样根据采样率FS来累加连续频率控制字。然后，累加值被输出到余弦和正弦振幅转换元件306、310（例如分别为余弦和正弦查找表）。因此，指示余弦振幅的多比特值被提供给第一混合器308，在此其与Q数据信号318混合。指示正弦振幅的另一多比特值被提供给第二混合器312，在此其与I数据信号320混合。随后，混合信号在加法器314处求和以在322上生成表示将通过天线传送的数字I-Q调制波形的多比特数的流。 [0032] 图4图示了另一发射机400（例如发射机100、发射机200或发射机300），其包括具有耦合到带通滤波器406的差分输出端404的DAC 402。在图示的实施例中，带通滤波器406包括谐振电路，例如由电感器408和电容器410构成的L-C电路。在其它实施例中，带通滤波器406可以包括表面声波（SAW）滤波器、体声波（BAW）滤波器、双工器或某一其他类型的谐振电路。在任何情况下，滤波器都适于从在DAC的输出端404处提供的模拟波形中除去无用频率分量。 [0033] 当在输入端412接收到表示调制波形的多比特值的流时，DAC 402将多比特值的流转换成适合于在输出端404处传输的模拟波形。为了促进该行为，DAC可以包括解码器414和第一和第二变流源（分别为416、418）。 [0034] 第一变流源416耦合到差分输出端404的第一支路（leg）420，并且第二变流源418耦合到差分输出端404的第二支路422。每个变流源由多个单独可选电流源组成。所述单独可选电流源包括与相应的电流源426a-426f（例如MOS晶体管）串联的相应的开关元件424a-424f（例如，MOS晶体管）。每个开关元件能够包括可操作地耦合到总线428的不同位线的栅极（gate）。为了达到说明的目的，图4示出了每个包括三个单独可选电流源的变流源。然而，可以理解的是其他实施例可包括任意数目的单独可选电流源。另外，电流源426a-426f可以是恒流源或变流源，这需要根据实施方式来决定。例如，代替使用与电流源426a串联的开关424a，其他实施例可使用单个可变的或可切换的电流源来代替这两个元件。 [0035] 为了强调图4的发射机400如何可以在其差分输出端404处产生如图5所示的锯齿波形500的一个例子，使用下面的表1作为参考。可以理解的是，在实际的实施方式中，将难以用DAC 402生成锯齿波形500。这是因为滤波器406的存在，该滤波器是带通类型的，其通常将阻挡这样的锯齿波所必需的许多频率分量。尽管如此，以下讨论图5的锯齿示例以说明电流源426a-426f和晶体管424a-424f如何共同运作以在差分输出端404处获得时变的模拟波形。 [0036] 从这一点来讲，在表1的例子中，在数字调制器的输出端412处提供三比特二进制信号，并且，解码器414将该三比特二进制信号转换成总线428上的六比特二进制信号。这些多比特二进制信号随时间（T0-T9）改变以便选择性地将单独电流源426a-426f耦合到差分输出端404以生成锯齿模拟波形500。 [0037] 为了简单起见，表1中的例子假设单独电流源426a-426f基本上是相同的。然而，在其它实施例中，电流源426a-426f包括具有不同长宽比的晶体管，其供给不同的电流。另外，尽管表1和图5出于说明目的示出了锯齿波，但是可以理解的是，输出的模拟波形通常会是调制波形（例如调频、调幅或调相的）。需要注意的是，所有数字调制方案（例如相移键控（PSK）、正交调幅（QAM）、正交频分复用（OFDM））都能利用调相和调幅，并且所公开的技术不局限于模拟调频或调幅。 [0038] 图6示出了根据本公开的一些方面的方法。尽管该方法在下文中被说明和描述为一系列的动作或事件，但本公开内容不限于所说明的如此的动作或事件的次序。例如，一些动作可以以不同的次序出现和/或与除在此说明的和/或描述的那些动作或事件之外的其它动作或事件同时出现。另外，不是所有说明的动作都是必需的，并且波形形状也仅仅是说明性的，并且其他波形可以显著地不同于图示的那些波形。此外，在此描述的一个或多个动作可在一个或多个单独的动作或阶段中执行。 [0039] 当生成RF信号的多比特表示时，图6起始于602。RF信号的多比特表示通常根据采样率随时间改变。多比特RF信号的生成可以包括若干子块。例如图6示出了一个包括四个子块（604、606、608和610）的例子，所述四个子块共同实现将数据调幅和调相到载波上。其他实施例可以根据所采用的调制类型而包括其他子块。 [0040] 在604，方法600提供多比特频率控制字。多比特频率控制字能够根据采样率改变，不过，对于发射机通过给定频道进行传送所使用的大量时间，所述多比特频率控制字通常是恒定的。例如，图2的先前讨论的发射机200的实施例公开了根据采样率FS随时间改变的频率控制字216。 [0041] 在606，方法600提供根据采样率随时间改变的相位数据的多比特表示。例如，图2的先前讨论的发射机200的实施例公开了极性数据222，其包括根据采样率FS随时间改变的相位数据(θ(t))。 [0042] 在608，方法600基于相位数据和频率控制字数字地提供多比特调相信号，其中多比特调相信号根据采样率随时间改变。例如，图2的先前讨论的发射机200的实施例公开了根据采样率FS随时间改变的调相数据228。 [0043] 在610，方法600基于振幅数据来改变调相数据以提供根据采样率随时间改变的多比特调幅调相信号。例如，图2的先前讨论的发射机200的实施例公开了根据采样率FS随时间改变的调幅调相数据230。 [0044] 在612，该方法600将RF信号的多比特表示转换成时变的模拟RF信号。该转换由数模转换器（DAC）来执行，所述数模转换器具有耦合到其输出端的谐振电路（例如LC电路）。 [0045] 在614，该方法使用谐振电路从模拟RF信号中除去无用频率分量。因为该方法600以数字形式调制波形，所以与对应的模拟解决方案相比，该方法趋向于提供更大灵活性和更低功耗。 [0046] 虽然该主题已经以特定于构造特征和/或方法动作的语言进行了描述，但可以理解的是，在所附权利要求中定义的主题未必限于上文描述的具体的特征或动作。更确切些的说，上文描述的具体特征和动作是作为实施权利要求的示例性形式而公开的。 [0047] 为了提供根据一些实施例可以由发射机所采用的基本调制技术的一些例子，本公开现在转到图7-8。更特别地，图7示出了根据两种不同类型的调制（调幅和调频）调制到载波上的模拟数据（例如模拟语音数据）；而图8示出了根据三种不同类型的调制（振幅、频率和相移键控）调制到载波上的数字数据（即，数字消息“010011...”）。图7-8和以下的说明旨在为能够用于通过通信信道传送数据的调制的一些方式提供背景。然而，可以理解的是，这些附图的目的不在于以任何方式囊括所有类型的可使用的调制，并且其不应以限定方式来解释。 [0048] 图7示出了根据两种不同类型的调制（调幅和调频）调制到载波704上的模拟数据702。在调幅中，调幅波706具有指示模拟数据702的时变振幅。在调频（在一些背景中其还可以被认为是调相）中，调频波708具有指示模拟数据702的时变频率。具有模拟数据的调制还可以包括调幅、调频和调相的组合。 [0049] 在数字传输（图8）中，数字数据802的一个或多个比特根据有规律地重复的符号周期来传送。可以理解的是虽然图8的所示例子中的每个符号仅传送数据的单个比特，但是在其它实施方式中，一个符号能够传送数据的多个比特。另外，许多实施方式（例如，QAM、EDGE）可以使用这些调制技术的组合。例如，一些实施方式可以使用调幅和调频这二者，而其他实施方式可以使用调幅和调相这二者。 [0050] 在幅移键控（ASK）调制中，例如，发射机能够将数字数据802调制到载波804上，以使得ASK-调制波形806表现出指示数字数据802的时变振幅。因此，在0到TS1的第一符号周期期间，ASK-调制波形806具有大约为零的振幅（例如，表示“0”数据状态）。在TS1到TS2的第二符号周期期间，ASK-调制波形806具有相对于载波振幅大约为1的振幅（例如，表示“1”数据状态）。其他符号周期TS3、TS4、TS5和TS6示出类似的编码。 [0051] 在频移键控（FSK）调制中，例如，发射机能够将数字数据802调制到载波804上，以使得FSK-调制波形808表现出指示数字数据802的时变频率。因此，在0到TS1的第一符号周期期间，FSK-调制波形808具有第一频率f1（例如，表示“0”数据状态）。因此，在TS1到TS2的第二符号周期期间，调频波形808具有第二频率f2（例如，表示“1”数据状态），诸如此类。 [0052] 在相移键控（PSK）调制中，发射机能够将数字数据802调制到载波804上，以使得PSK-调制波形810表现出指示数字数据802的时变相位。因此，在0到TS1的第一符号周期期间，PSK-调制波形810与载波804完全同相，并因此相对于载波具有零度相位偏移（例如，表示“0”数据状态）。在TS1到TS2的第二符号周期期间，PSK-调制波形810与载波有180度的相位差（例如，表示“1”数据状态）。 [0053] 无论发射机使用什么类型的调制，对应的接收机都能够通过将接收到的波形与预期载波进行比较来“解码”经调制的波形，所述预期载波通常在通信之前指定。这样，能够将模拟或数字数据调制到载波上以将消息从发射机传送到接收机。 [0054] 可以理解的是，除了以上所公开的那些内容之外，根据本公开的数字调制器能够采取许多形式。例如，图9-10示出一些发射机实施例，其中数字上转换或上采样元件被包括在角度到转换元件和DAC之间。 [0055] 更特别地，图9示出了包括数字极性调制器902的发射机900的实施例，所述数字极性调制器902具有与图2的数字极性调制器类似的组件，除了图9的数字极性模块902包括上转换元件904。在图9的实施例中，数字调制波形以第一频率提供在输出端230。上转换元件904增加该数字调制波形的频率以使得在输出端906处的上转换调制波形包括比第一频率更高的第二频率。例如，在一个实施例中，在输出端230处的数字调制波形具有大约100MHz的频率，且在输出端906处的上转换调制波形包括大约900MHz的频率，不过在一个宽泛范围内的许多其他频率也是可能的。 [0056] 上转换元件904能够以各种方式实现这种频率上移。例如，上转换元件904能够在来自输出端230的连续多比特值之间插入附加采样值。这造成了输出端906上的混叠（alias）信号，其中一些信号是有用信号，并且其中一些信号是无用信号。通过使用数字滤波器908，有用信号（其表示具有比输出端230上的多比特值的频率更高频率的波形）能够被选择，而无用信号则能够被阻挡。因此，仅仅有用信号通过输出端910并且到达DAC。例如，输出端230可以具有2.5亿采样数每秒（MSPS）的采样率并表示100MHz的调制波。通过使用四倍过采样，上转换元件904实现1000 MSPS的采样率以及在900MHz（以及其他无用频率）的混叠信号。然后，数字滤波器908将有用的900MHz信号传到DAC，且同时阻挡其他无用频率。 [0057] 图10示出了包括数字IQ调制器1002的发射机1000的实施例，所述数字IQ调制器1002具有与图3的数字调制器类似的组件，除了图10的数字IQ模块1002包括上转换元件1004。在图10的实施例中，IQ数字调制波形以第一频率提供在输出端322。上转换元件1004在302上增加IQ数字调制波形的频率以使得在输出端1006处的上转换调制波形表现出比第一频率更高的第二频率。由于这种上转换会引起混叠，所以数字滤波器1008还可以允许有用信号1010传送到DAC且同时阻挡无用信号。 [0058] 贯穿说明书所使用的某些术语指代特定系统组件。如本领域技术人员理解的，不同的公司能够以不同名称指代一种组件。该文档并不意在区分名称不同但作用相同的组件。在该文档中，术语“包含”和“包括”以开放的方式使用，因此其应被解释成为“包括但不限于...”。而且，术语“耦合”（及其变化）旨在意指间接或者直接电连接。因此，如果第一元件耦合到第二元件，则该连接可以是直接电连接，也可以是经由其他元件和连接的间接电连接。虽然在此提供了各种近似数值，但这些数值仅仅是示例，其不应该被用于限制本公开的范围。 [0059] 而且，虽然已经相对于一个或多个实施方式示出和描述了本公开内容，但是其他本领域技术人员将会基于对本说明书和附图的阅读和理解想到等同变更和修改。本公开包括所有这样的修改和变更并仅由以下权利要求的范围来限制。特别对于由上述组件所执行的各种功能（例如，元件和/或资源），用于描述这样的组件的术语（除非另有陈述）旨在对应于执行所描述组件（例如在功能上等效）的指定功能的任何组件，即使在结构上不等效于执行本公开的示例性实施方式中功能的所公开的结构。另外，尽管本公开内容的特定特征可能已经仅针对若干实施方式其中之一而公开，但是对于任何给定的或特定的应用而言，如可能需要的或有益的，这样的特征可以与其他实施方式的一个或多个其他特征结合。另外，在本申请和所附权利要求中使用的冠词“一种”和“一个”将被解释成意指“一个或多个”。 [0060] 此外，就发明详述中或权利要求中所使用的术语“包含”、“含有”、“有”、“具有”或其变体而言，这样的术语旨在与术语“包括”类似，是包含性的。

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