在无线局域网(无线LAN)中，已提出了这样一种系统，即为 了传输速度的高速化，构成采用多载波方式的宽频带信号的频带，而 且，为了扩散信号频谱，对频带高速进行跳频。
具体来说，多载波方式采用了正交频分复用通信方式(OFDM) 的、超宽频带通信系统(UWB)，已在美国的IEEE802.15a标准中 提出了方案。此后，该UWB由Multi-Band OFDM Alliance(MBOA： 多频带OFDM联盟)，正在研究被称为Multi-band OFDM(MB-OFDM： 多频带OFDM)的标准化。
该MB-OFDM技术标准的要点如下。(1)频带中心频率间隔 Fstep＝528MHz，在4GHz频带中有3432MHz、3960MHz和4488MHz 这三个频带，在7GHz频带中有6336MHz、6864MHz、7128MHz和 7392MHz这四个频带。(2)对这些频带，用频率转变时间Ttj＜9.0nsec 来进行跳频。这样，来实现传输速度快，而且向超宽频带频谱扩散的 无线信号。
这种UWB收发装置所采用的频率振荡器的现有技术，在由IEEE 主办于2005年2月召开的International Solid-State Circuit Conference (国际固体电路会议)上发表的下述非专利文献1中记载。该现有技 术具有：频率振荡器、多个分频器、混频器和能够转换的缓冲放大器， 在反复进行信号的加法运算、减法运算之后，切换为特定的信号进行 输出，这样使上述(1)的信号在9nsec(纳秒)以内进行频率转变。
该现有技术存在的问题是：(1)由该振荡器取得的跳频是固定 频率，没有通信系统上的自由度，(2)需要高达16GHz的频率振荡 器。
另一方面，无线收发装置中所采用的频率振荡器有：(1)频率 合成器，(2)直接数字频率合成器(DDS)。(1)的方式是，由电 压控制振荡器(VCO)、相位比较器和可编程分频器来构成锁相环 (PLL)，取得目的频率的方式。(2)的方式是，从作为已存储了 正弦波的ROM的数值控制振荡器(NCO)，向数字/模拟变换器(DAC) 输出数据，取得设定的频率的方式。
关于上述DDS的现有技术，在日本特开2000-332539号公报(专 利文献1)中已进行叙述。
在考虑把上述DDS适用于MB-OFDM这样的宽频带跳频系统的 情况下，存在的问题是：(1)不能进行宽频带载频转变(例如528MHz)， (2)不能高速切换载频。
并且，作为其他无线通信系统的技术，例如，WCDMA系统的 无线特性规格和第1层规格，已分别规定在公开了3GPP的非专利文 献2、3内。
[专利文献1]日本特开2000-332539号公报
[非专利文献1]A 3.1 to 8.2GHz Direct Conversion Receiver For MB-OFDM UWB Communications，A.Ismail，A.Abidi，2005 IEEE International Solid-State Circuits Conference，Session 11，11.5
[非专利文献2]Technical Specification Group Radio Access Networks；UE Radio Transmission and Reception(FDD)(Release 7)， 3GPP TS 25.101 v7.0.0 (2005-6)，
[非专利文献3]Technical Specification Group Radio Access Networks；Physical layer procedures(FDD)(Release 6)，3GPP TS 25.214 v6.3.0(2004-09)，
现有技术中存在上述问题。例如，需要对具有528MHz带宽的多 个信号能够高速(例如9nsec)切换的跳频通信方式、技术。

本发明鉴于上述问题而做出，其目的在于提供一种跳频通信技 术，解决上述问题，能够高速切换具有超宽频带的带宽的多个信号(跳 频)，而且能够自由、任意地选择设定频带中心频率和频带数，并进 行切换。
在本专利申请中公开的发明中，简单地说明代表性的内容概要如 下。为了达到上述目的，本发明是具有跳频方式的通信功能的无线收 发技术，其特征如下：
(1)<基于标准模式和-sin模式之间的切换的结构>
本发明的装置(跳频通信用IC)如下所述，具有：直接数字合 成器(DDS)、单边带频率变换器(单边带混频器：SSB混频器)、 固定频率振荡器、相位切换部。DDS与基准时钟同步地，用基于频 率设定参数的频率(频带中心频率：F)，从输出端子输出相位彼此 差90度的0度(I)、90度(Q)、180度(IB)、270度(QB)这 4个信号(四相正交信号)。SSB混频器，在高频信号输入端子(第 1四相正交信号输入端子、第1种输入端子)和局部振荡信号输入端 子(第2四相正交信号输入端子、第2种输入端子)上均输入四相正 交信号，在输出端子上作为输出频率而仅仅输出和成分频率或差成分 频率中的某一个。
DDS将第1四相正交信号输出到SSB混频器的高频信号输入端 子。固定频率振荡器(和1/2分频器等)将第2四相正交信号输出到 SSB混频器的局部振荡信号输入端子。
相位切换部，换言之是四相正交信号的相位切换机构或电路。相 位切换部，在DDS(其输出端子)和SSB混频器(其高频信号输入 端子)之间，对信号相位或者输入输出路径进行切换，以使得：将 DDS输出的第1四相正交信号中的90度信号，输出到SSB混频器的 270度信号的输入端子(第4输入端子)，相反，将DDS的该输出 中的270度信号，输出到SSB混频器的90度信号的输入端子(第3 输入端子)。在DDS——SSD混频器之间，由相位切换部进行的切 换为正转的状态下，第1四相正交信号的4个相位的各个信号，被输 出到对应的相位的输入端子，在该切换为反转状态下，90度信号和 270度信号如上述那样被输出到180度相反的相位的输入端子。
并且，本装置在切换SSD混频器的输出频率(Fssb)时，切换 DDS的输出频率(Fdds)，同时切换控制(从正转向反转，或者其 相反的切换)相位切换部，由此将SSB混频器的输出频率，从和成 分频率切换到差成分频率，或者相反地从差成分频率切换到和成分频 率。这样来高速切换多个频率(超宽频带信号)，即实现跳频。
并且，本装置，例如是以下结构。作为使用频率(频带中心频率)， 有F1到FN的N个频带，其频带中心频率F的间隔为Fstep。
当N＝偶数时(例如：4频带)，固定频率振荡器的频率Ffix是 Ffix＝∑(Fn)/N，DDS的输出频率Fdds为Fdds＝1/2×Fstep+m×Fstep (m＝0，1，……，N/2-1)。
当N＝奇数时(例如：3频带)，上述Ffix是Ffix＝∑(Fn)/N-Fstep， 上述Fdds为Fdds＝1/2×Fstep+m×Fstep(m＝1，……，(N-1)/2)。
在上述频率设定中，在切换DDS输出频率(Fdds)的同时，利 用相位切换部来切换信号相位，由此来切换SSB混频器的输出频率 (Fssb)。
(2)<基于直流电压和DDS频率切换的结构>
另外，本装置，作为另一种结构，如下所述。SSD混频器，在 DDS的输出为直流时，以在输出端子上输出固定频率振荡器的输出 频率(第2四相正交信号)的方式动作。作为使用频率具有从F1到 FN的N个频带，其频带中心频率F的间隔为Fstep。
固定频率振荡器的频率Ffix是Ffix＝F1，DDS的输出频率Fdds 为Fdds＝0[Hz](N-1)，Fdds＝N×Fstep(N≠1)。
在上述频率设定中，通过切换DDS的输出频率(Fdds)，来切 换SSB混频器的输出频率(Fssb)。
(3)<与分割多址方式的复合通信装置>
另外，本装置，作为另一结构，如下所述。本装置是在上述(1)、 (2)这样的超宽频带信号的跳频方式的通信功能(例如对应于UWB) 之外，具备TDMA、FDMA、CDMA中的某一种分割多址方式的通 信功能(例如对应于WCDMA)的复合通信装置。
本装置如下所述，具有：数值控制振荡器(NCO)、SSB混频器、 固定频率振荡器、数字调制器、D/A变换器、A/D变换器、数字解调 器、n相逆映射电路、频率切换电路。
NCO，与基准时钟同步地，输出基于频率设定参数的频率的振幅 数据。SSB混频器，高频信号输入端子及局部振荡信号输入端子上， 都输入四相正交信号，输出端子上仅输出和成分频率或者差成分频率 中的某一个。固定频率振荡器，向SSB混频器的局部振荡信号输入 端子，输出第2四相正交信号。
n相映射电路，基于发送数据，将已被n相相位调制的I信号和 Q信号的输出变换成用于对NCO的输出进行调制的I数据和Q数据。 数字调制器，用n相映射电路的输出的I数据和Q数据，对NCO的 输出进行调制。D/A变换器，将来自数字调制器的数字信号的输出， 变换成模拟信号，并输出到SSB混频器的第1输入端子。
A/D变换器，对输入信号(接收IF信号)进行取样。数字解调 器，用NCO的输出对A/D变换器的输出进行解调。n相逆映射电路， 将数字解调器所输出的I数据和Q数据，变换成已被n相相位调制的 I信号和Q信号。
频率切换电路，利用控制信号对固定频率振荡器的输出进行切 换，并输出到SSB混频器的第2输入端子。
本装置在分割多址方式的通信的接收时，设定NCO的频率，A/D 变换器对分割多址方式下的信号进行取样，数字解调器将取样后的信 号与NCO的输出混合并解调，n相逆映射电路将解调后的I数据和Q 数据逆映射为n相相位调制后的I信号和Q信号。
本装置在分割多址方式的通信的发送时，n相映射电路将分割多 址方式下的调制信号映射为I数据和Q数据，数字调制器用I数据和 Q数据对NCO的输出进行调制，D/A变换器将调制后的数字信号变 换为模拟信号，SSB混频器将变换后的信号与固定频率振荡器的输出 信号混合并输出。
本装置在从分割多址方式的通信向跳频方式的通信进行切换时， 设定固定频率振荡器的频率，由频率切换电路切换频率(或输入输出 路径)，并切换NCO的输出频率，由此来切换SSB混频器的输出频 率。
发明的效果
在本专利申请中所公开的发明中，对于其代表性的发明所获得的 效果，简单说明如下。若采用本发明，则可以提供跳频通信的方式、 其通信装置及其IC等技术，能够高速切换(跳跃)具有超宽频带的 带宽的多个信号，并能够自由、任意地选择设定频带中心频率，并切 换频带数。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式中的无线收发装置的结构的 图。
图2是表示本发明的第1实施方式中的无线收发装置的、从SSB 混频器的DDS侧来的四相正交信号的输入端子的信号波形的图。
图3是表示本发明的第1实施方式中的无线收发装置及系统中 的、DDS输出(图3a)、1/2分频器输出(图3b)、SSB混频器及 局部振荡电路输出(图3c)的各个信号频谱的图。
图4是表示本发明的第1实施方式中的无线收发装置及系统中 的、频率切换时的数据设定动作和开关切换动作的图。
图5是表示本发明第2实施方式中的无线收发装置的结构的图。
图6是表示本发明第2实施方式中的无线收发装置及系统中的、 DDS输出(图6a)、1/2分频器输出(图6b)、SSB混频器及局部 振荡电路输出(图6c)的各个信号频谱的图。
图7是表示本发明第2实施方式中的无线收发装置的SSB混频 器的电路结构例的图。
图8是表示本发明第3实施方式中的无线收发装置的结构的图。
图9是表示本发明第3实施方式中的无线收发装置中的、DDS 方式调制器和DDS方式解调器的结构的图。

以下根据附图，详细说明本发明的实施方式。而且，在为说明实 施方式所使用的全部附图中，对于相同的部分，原则上标注相同的符 号，其重复的说明从略。
第1实施方式
参照图1～图4，说明本发明第1实施方式。第1实施方式的无线 收发装置，是具有与UWB无线通信系统相对应的无线收发功能和跳 频通信功能的装置。
<装置的结构>
图1表示第1实施方式的无线收发装置(通信装置)100的结构。 无线收发装置100作为特征性电路具有跳频通信用IC。局部振荡电 路1、或包含其在内的电路(例如连调制器5及混频器10也包含在 内的电路)的部分，组装为一个跳频通信用IC。本装置的结构为， 利用对局部振荡电路1内的DDS30的设定和SSB混频器31的输入 (信号相位)的切换，能够进行任意输出频率及频带数的设定和切换。
在图1中，无线收发装置100，在结构上具有：局部振荡电路(局 部振荡器)1、OFDM处理部4、调制器5、高输出功率放大器(HPA) 6、收发切换开关7、天线8、低噪音放大器(LNA)9、混频器10和 通信控制部(通信处理部)11。局部振荡器1在结构上具有：DDS30、 SSB混频器31、固定频率振荡器32、1/2分频器33和相位切换开关 34。DDS30在结构上具有：NCO(数值控制振荡器)35、累加器36、 和DAC(数字/模拟变换器)37、38。SSB混频器31是公知的混频器 (频率变换器)。
通信控制部11进行本装置中的通信控制处理，对OFDM处理部 4及局部振荡电路1进行控制。OFDM处理部4进行OFDM变换/逆 变换处理。调制器5对于从OFDM处理部4来的信号和从局部振荡 电路1来的信号进行输入，并调制，并向HPA6输出。HPA6对该信 号进行放大，向天线8侧输出。收发切换开关7切换对天线8的信号 发送接收。LNA9对于从天线8来的信号以低噪声进行放大，向混频 器10输出。混频器10，使从LNA9来的信号与从局部振荡电路1来 的信号进行混合，向OFDM处理部4输出。局部振荡电路1是局部 信号源。
并且，涉及无线收发的信号/数据，主要有：发送数据61、发送 基带信号62、接收数据63、接收基带信号64和UWB载波频率信号 65等。UWB载波频率信号65是局部振荡电路1至SSB混频器31 的输出信号，被输出到调制器5。并且，从调制器5到HPA6的信号 是UWB发送信号，从收发切换开关7向LNA9的信号是UWB被调 制信号。
发送数据61是在OFDM处理部4内生成为发送基带信号62之 前的发送信号(TxData，CLK)。发送基带信号62是由OFDM处理 部4根据发送数据61生成的UWB方式的信号(BB信号，528[MHz])。 接收数据63是由OFDM处理部4根据接收基带信号64生成的接收 数据(RxData，CLK)。接收基带信号64是由混频器10把LNA9的 输出变换成基带信号频带之后的信号(RxIF信号，528[MHz])。
并且，作为对局部振荡电路1进行输入、设定或生成的信号/数 据有：NCO数据(Dnco)150、主时钟(Fmst)151和频道切换信号 (CS)152等。NCO数据150是向DDS30的累加器36装载的数据。 主时钟(Fmst)151是在DDS30中使用的时钟。频道切换信号(CS) 152是对相位切换开关34的信号路径(相位切换)进行控制的信号。 频道切换信号(CS)152例如是H(高)电平/L(低)电平信号，当 为H电平时，变成图1那样的切换状态；当为L电平时，变成相反 的切换状态。而且，这里所谓的频道与频带相对应。
并且，涉及局部振荡电路1的内容如下。作为DDS30的输出信 号和端子有四相正交信号40(41～44)和对应的输出端子。作为从固 定频率振荡器32和1/2分频器33侧来的输出信号和端子有：四相正 交信号50(51～54)和对应的输出端子。后者的四相正交信号50 (51～54)，也对应于向SSB混频器31输入的输入信号和输入端子。 固定频率信号69是从固定频率振荡器32向1/2分频器33的输出信 号。
四相正交信号40{0度信号41、180度信号42、90度信号43、 270度信号44}，是从DDS30输出的任意频率的正弦波的0度、180 度、90度和270度的信号，也可称为I(In-phase：同相)信号、IB (In-phase Bar：同相条)信号、Q(Quad-phase：四分相)信号、 QB(Quad-phase Bare：四分相条)信号。同样，四相正交信号50{0度 信号51、180度信号52、90度信号53、270度信号54}，是从1/2分 频器33输出的任意频率的正弦波的0度(I)、180度(IB)、90度 (Q)和270度(QB)的信号。在DDS30中，第1DAC37从正相输 出端子输出0度信号41；从反相输出端子输出180度信号42。第 2DAC37从正相输出端子输出90度信号43；从反相输出端子输出270 度信号44。
作为SSB混频器31的输入输出端子和信号有：第1(第1种) 输入端子(四相正交信号输入端子)70和信号、第2(第2种)输入 端子(四相正交信号输入端子)和信号(50)、以及输出端子和信号 (65)。SSD混频器31的第1输入端子70，是输入从DDS30和相 位切换开关34侧来的4个信号(四相正交信号40)的4个输入端子。 第1输入端子70，换言之是高频信号输入端子。SSB混频器31的第 2输入端子(50)，是输入从固定频率振荡器32和1/2分频器33侧 来的4个信号(四相正交信号50)的4个输入端子。第2输入端子 (50)，换言之，是局部振荡信号输入端子。SSB混频器31的输出 端子，换言之是中间频率信号输出端子，输出UWB载频信号65。
SSB混频器31的第1种输入端子70，由第1输入端子(I信号 输入端子)71、第2输入端子(IB信号输入端子)72、第3输入端 子(Q/QB信号输入端子)73、第4输入端子(QB/Q信号输入端子) 74构成。第1种输入端子70的输入信号，是从DDS30侧来的4个 信号(四相正交信号40)经过相位切换开关34后的信号。SSB混频 器31的第2种输入端子也同样由与四相正交信号(50)的各个信号 相对应的第1～第4输入端子构成。
设DDS30的输出频率为Fdds，固定频率振荡器32的输出频率 为Ffix，1/2分频器33的输出频率为Fdiv，SSB混频器33的输出频 率为Fssb。

以下说明UWB方式的输出频率的设定。UWB方式的主要因素 如下。频带中心频率[MHz]，对C组为4频带{6366、6864、7392、 7920}，对A组为3频带{3432、3690、4488}。1次调制方式是QPSK。 2次调制方式是OFDM。跳频转变时间Thop[nsec]是9.0以下。
对UWB的7GHz频带，使用频带数N为N＝4，各个频带中心频 率(F)，定为：F1＝6636MHz、F2＝6864MHz、F3＝7392MHz、 F4＝7920MHz。该频带中心频率(F)的间隔Fstep，为Fstep＝528MHz。 这时1/2分频器33的输出频率Fdiv为下式(1)。
Fdiv＝∑(Fn)N(6336+6864+7392+7920)/4＝7128[MHz]…(1)
因此，固定频率振荡器32的输出频率Ffix如下式(2)所示进行 振荡。
Ffix＝Fdiv×2＝14.256[GHz]…(2)
然后，DDS30的输出频率Fdds为，为了获得UWB频带的频率 F3而输出下式(3)。
Fdds＝|F3-Fdiv|＝|7392-7128|＝264[MHz]…(3)
该式(3)，经过一般化处理后可得下式(4)。
Fdds＝1/2×Fstep+m×Fstep(式中，m＝0，1，…，N/2-1)…(4)
这里，是Fdds的设定方法，但Fdds、主时钟Fmst151、NCO数 据150的关系，在累加器36的NCO数据长度为Racm位、NCO数 据150为Dnco(0＜Dnco＜2Racm的整数)的情况下，为下式(5)。
Fdds＝(Dnco/2Racm)×Fmst  …(5)
当Racm＝24、Fmst＝2.6[GHz]、Fdds＝264[MHz]时，若求Dnco应 当设定的值，则按下式(6)计算。
Dnco＝2Racm×Fdds/Fmst＝224×264×106/(2.6×109) ＝1703532.702……   …(6)
式中，Dnco必须是整数，设定Dnco＝1703532，从式(4)可得 下式(7)。
Fdds＝(1703532/224)×2.6×109＝263.99989×106[Hz]…(7)
这对目的频率264[MHz]来说，可以按-110[Hz]的误差来设定。并 且，上述NCO数据(Dnco)150被设定在24位长的寄存器内，所以， 若用2进制数来表示，则264[MHz]是：位[23-0]＝ 000110011111111001101100＝19FEAC(H)(式中，(H)表示16 进制数)。
DDS30的输出(四相正交信号40)的0度信号41～270度信号 44，经过相位切换开关34，输入到SSB混频器31内，与1/2分频器 33的输出(四相正交信号50)的0度信号51～270度信号54相混合。

在此，由图2来表示SSB混频器31的各个输入端子70(71～74) 的波形，进行说明。在图2中，S1～S4是SSB混频器31的第1输入 端子(0度信号输入端子)71、第2输入端子(180度信号输入端子) 72、第3输入端子(90度信号输入端子)73、第4输入端子(270度 信号输入端子)74的输入信号波形。图2(a)是“标准(normal)模式”， 图2(b)是下述“-sin模式”。
频道切换信号(CS)152是H(高)电平，这时，相位切换开关 34的工作方式是：DDS30输出的90度信号43，连接到SSB混频器 31的第3输入端子(90度输入端子)73上；DDS30输出的270度信 号44，连接到SSB混频器31的第4输入端子(270度输入端子)74 上。该连接状态在本例中称为“标准模式”。
在标准模式中，相对于第1输入端子(0度信号输入端子)71的 信号相位来说，其他输入端子(72、73、74)分别是180度、90度、 270度的相位差。也就是说，具有若把第1输入端子(0度信号输入 端子)71作为cos信号，则第3输入端子(90度信号输入端子)73 为sin信号的关系。这些输入信号(71～74)，如前所述，也分别称 为I信号、IB信号、Q信号、QB信号。
并且，图1的SSB混频器31的输出频率Fssb如下式(8)所示。
Fssb＝Fdiv+Fdds＝7128×106+263.99989×106＝7391.99989×106 7392[MHz]  …(8)
其中，现有技术的混频器输出2个输入频率的和成分和差成分两 者(其中，高次成分除外)。也就是说，若是上述输入频率，则以等 电平来输出作为和成分频率的Fmixo1＝7392[MHz]和作为差成分频率 的Fmixo2＝6864[MHz]两者。
但是，第1实施方式中的SSB混频器31，是具有仅输出上述2 个输入频率的和成分和差成分中的某一个(在此情况下为和成分 7392[MHz])的特性的混频器。由于这种性质，被称为单边带混频器 或者镜像抑制混频器(Image Rejection Mixer)。
这样，局部振荡器1在UWB信号的4频带内能够输出 F3＝7392[MHz]。
以下叙述UWB信号的发送动作。与从上述局部振荡器1来的 F3＝7392[MHz]输出同时地，OFDM处理部4根据从通信控制部11输 入的发送数据61，生成UWB方式的发送基带信号62，输出到调制 器5内。调制器5利用发送基带信号62，来对作为局部振荡器1的 输出(65)的F3＝7392[MHz]进行调制，生成UWB发送信号，输出 到HPA6。由HPA6进行放大后的UWB信号，经过收发切换开关7 而从天线8上发送出去。
并且，以下叙述UWB信号的接收动作。在接收动作时，收发切 换开关7被切换到接收侧，7GHz频带载波上的UWB被调制信号， 从天线8输入到LNA9。由混频器10对从LNA9来的信号和作为局 部振荡器1的输出(65)的F3＝7392[MHz]进行混合，生成接收基带 信号64，输出到OFDM处理部4内。OFDM处理部4对接收基带信 号64进行OFDM逆变换，输出接收数据63。
<从F3向F2的切换>
以下说明把UWB的带频，从频带中心频率F3＝7392[MHz]切换 到F2＝6864[MHz]的动作。
从式3，可以得出Fdds＝|F2-Fdiv|＝|6864-7128|＝264[MHz]。 因为频率和F1时相同，所以，Dnco＝1703532。并且，若频道切换信 号152变为L电平，则相位切换开关34的动作是：把DDS30输出的 90度信号43连接到SSB混频器31的270度信号输入端子(第4输 入端子)74；把DDS30的输出的270度信号44连接到SSB混频器 31的90度信号输入端子(第3输入端子)73上。该连接状态在本例 中称为“-sin模式”。
如图2所示，在-sin模式中，相对于0度信号输入端子71的信 号相位来说，其他输入端子(72、73、74)，分别为180度、270度、 90度相位差。也就是说，具有若0度信号输入端子71为cos信号， 则90度信号输入端子73为-sin信号的关系。
这样，若输入信号的相位改变，则如上所述，根据SSB混频器 31的性质，在SSB混频器31的输出中出现的和成分和差成分反转。 也就是说，曾作为和成分的变成差成分，所以，SSB混频器31的输 出频率Fssb如下式9所示。
Fssb＝Fdiv-Fdds＝7128×106-263.99989×106＝6864.0001×106 6864[MHz]  …(9)
这样，局部振荡器1能够把UWB信号频带中心频率 F3＝7392[MHz]，切换到F2＝6864[MHz]并输出。
这时的频率切换转变时间Tsw，仅仅是由于频道切换信号152变 化而使相位切换开关34进行切换的时间，所以，比9.0[nsec]短。因 此，相对于UWB的跳频转变时间Thop＝9.0[nsec]来说，符合下式(10)。
Tsw＜Thop  …(10)
图3表示局部振荡电路1中的各部分的信号频谱，说明该频率切 换的动作。图3(a)表示DDS30的输出(四相正交信号40)的各信 号频谱；图3(b)表示1/2分频器33的输出(四相正交信号50)的 各信号的频谱；图3(c)表示SSB混频器33和局部振荡电路1的输 出(65)的各信号的频谱。并且，在图3(a)～(c)的关系中，按自 上而下的顺序，分别表示：标准模式的F3输出的情况、-sin模式的 F2输出的情况、标准模式的F4输出的情况、以及-sin模式的F1输 出的情况。
标准模式时，DDS30的264[MHz]输出301、和1/2分频器33的 7128[MHz]输出302在SSB混频器31中进行混合，输出了SSB混频 器31的7392[MHz]输出303。
若从标准模式切换到-sin模式，则DDS30的264[MHz]输出301、 和1/2分频器33的7128[MHz]输出302在SSB混频器31中进行混合， 其输出变成6864[MHz]305。
<从F3向F4的切换>
以下说明把UWB的带频，从频带中心频率F3＝7392[MHz]切换 到F4＝7920[MHz]的动作。
首先，当前振荡出F3，所以，频道切换信号152是H电平，相 位切换开关34是标准模式。
根据式(3)，可以获得DDS30的第1输出频率Fdds＝|F4-Fdiv |＝|7920-7128|＝792[MHz]。并且，Dnco＝224×792×106/(2.6×109) ＝5110598.105……5110598。并且，DDS30的第2输出的输出频率 Fdds2＝(5110598/224)×2.6×109＝791.99998×106[Hz]。这对目的频 率792[MHz]来说，可以按-20[Hz]的误差进行设定。
该Dnco(150)，作为对寄存器的设定值，是位[23-0]＝ 010011011111101101000110＝8DFB86(H)。
DDS30，若Dnco(150)被设定在累加器36内，则被设定的频 率从DAC37、38中即4个输出端子中进行输出。从该设定到输出的 变更处理时间Tdds，若采用现有技术的一例，则需要主时钟(Fmst) 151的20个时钟左右。
这里，该变更处理时间Tdds若为主时钟(Fmst)151的23个时 钟，则变成下式(11)，满足UWB的跳频转变时间Thop＝9.0[nsec]。
Tdds＝23/Fmst＝8.84615[nsec]  …(11)
从DDS30输出的792[MHz]信号，经过标准模式的相位切换开关 34，在SSB混频器31中与1/2分频器33的输出进行混合。
若用图3进行说明，则DDS30的792[MHz]输出306，与1/2分 频器33的7128[MHz]输出302进行混合，由局部振荡器1来输出 7920[MHz]输出307。
若说明这时的跳频转变时间，则这只是相位切换开关34进行切 换的时间，和式(10)一样，是Tsw＜Thop。这样，把输出频率从 F3＝7392[MHz]切换到F4＝7920[MHz]。
<从F3向F1的切换>
以下说明把UWB带频从频带中心频率F3＝7392[MHz]切换到 F1＝6336[MHz]的动作。
首先，当前DDS30的输出是264[MHz]，设定Dnco(150)，把 DDS30的输出改变成792[MHz]。与上述情况一样，这时的变更处理 时间，从式(11)中可以得出Tdds＝8.84615[nsec]。
如图3所示，为了得到F1＝6336[MHz](308)，需要改变成-sin 模式，所以利用频道切换信号152来切换相位切换开关34的状态。 该切换控制与上述Dnco(150)的设定开始同时进行。
若设该相位开关34的切换时间为Tsw，则Tsw＜Tdds。从F3 向F1的转变时间T3-1变成为T3-1＝Tdds，T3-1＜9.0[nsec]，满足UWB 的跳频转变时间。
<频率切换控制>
图4是表示以上F1～F4切换中的、向DDS30的数据设定动作和 相位切换开关34的切换动作之间的对应关系。在图4中，横行表示 切换前的频率，纵列表示切换后的频率。各栏的上栏表示向DDS30 的设定动作，下栏表示相位切换开关34的动作。并且，上栏的“Dnco” 表示设定频率数据，“-”表示什么也不做。下栏的“Nom→-Sin” 表示从标准模式切换到-Sin模式；“-Sin→Nom”表示从-Sin模 式切换到标准模式。例如，表示了在从F1向F3进行跳频的情况下， 必须设定DDS30的数据，同时切换相位切换开关34的方式。
若采用以上的第1实施方式，则作为跳频转变时间满足高速的 9.0[nsec]的条件，能够实现把UWB的4频带的信号按照频带中心频 率F1～F4进行高速切换的跳频动作。
第2实施方式
以下参照图5～图7，说明本发明第2实施方式。第2实施方式的 无线收发装置，局部振荡电路1的结构不同于第2实施方式的结构。
图5是第2实施方式中的无线收发装置100的图。第2实施方式， 从结构上看，在局部振荡电路1中，从第1实施方式的局部振荡电路 1中除去了相位切换开关34，把DDS30的输出(四相正交信号40) 的90度信号43和270信号44，分别连接至SSB混频器31的90度 信号输入端子73和270度信号输入端子74。并且，SSB混频器31B， 其结构和动作不同于第1实施方式的SSB混频器31。这是在SSB混 频器31B的第1种输入端子70{71～74}上加直流电压的情况下，来自 1/2分频器33的向第2种输入端子(50)的输入频率，从SSB混频 器31B的输出端子作为输出频率进行输出。
图7表示该SSB混频器31B的结构例。该SSB混频器31B是把 多个采用NPN双极型晶体管的吉尔伯特(ギルバ一ト)型混频器电路 组合起来而构成。
在图7中，在SSB混频器31B的第2种(从1/2分频器33侧) 的输入端子中，具有：0度信号输入端子701(对应于51)、180度 信号输入端子702(对应于52)、90度信号输入端子707(对应于 53)、270度信号输入端子708(对应于54)。并且，在SSB混频器 31B的第1种(从DDS30侧)的输入端子中，具有：0度信号输入端 子703(对应于71)、180度信号输入端子704(对应于72)、90度 信号输入端子709(对应于73)、270度信号输入端子710(对应于 74)。并且，对应于第1种输入端子的各个输入端子(703、704、709、 710)，具有直流输入端子(705、706、711、712)。并且，具有SSB 混频器31B的输出端子(713、714)。
在输出从1/2分频器33来的输入频率的情况下，可以在0度信 号输入端子71对应的直流输入端子705(＝输入晶体管的基极)上， 加上1.4V；在180度信号输入端子72对应的直流输入端子706(＝ 输入晶体管的基极)上，加上0.86V，同样，在90度信号输入端子 73对应的直流输入端子711上，加上1.4V；在270度信号输入端子 74对应的直流输入端子712上，加上0.86V。
以下说明把第2实施方式适用于作为UWB的4GHz频带的3个 频带的、频带中心频率F5＝3432[MHz]、F6＝3960[MHz]、F7＝4488[MHz] 的动作。
DAC37的取样频率Fsmp和输出信号频带Fdac的理论关系式， 根据取样定理可得下式(12)。
Fdac≤Fsmp/2  …(12)
在现实的数字系统中，不能够实现该理论值，在DDS的情况下， 一般，主时钟Fmst和最大振荡频率Fddsmax，如下式(13)所示。
Fddsmax＝Fmst/2.5    …(13)
现在，希望利用Fstep×2＝1056[MHz]来振荡出DDS30。根据式 (13)可得Fmst≥1056×2.5≥2640[MHz]，所以，设定为 Fmst＝2.7[GHz]。1/2分频器33的输出频率Fdiv，如下式(14)所示。
Fdiv＝max(Fn)-Fdds＝F7-1056＝3432[MHz]  …(14)
固定频率振荡器32的输出频率Ffix，根据式(2)可得Ffix＝3432 ×2＝7864[MHz]。NCO数据(Dnco)150，根据式(7)可得Dnco＝2Racm ×Fdds/Fmst＝224×1056×106/(2.7×109)＝6561755.591……，Dnco 必须是整数，设定Dnco＝6561755，根据式(4)，变成Fdds＝ (6561755/224)×2.7×109＝1055.9999×106[Hz]。这对目的频率 1056[MHz]来说，可以用-100[Hz]的误差来进行设定。
该DDS30的输出信号(41～44)，在SSB混频器31B中，与1/2 分频器33的输出信号(51～54)进行混合，根据式(8)，是 Fssb＝3432+1056＝4488[MHz](＝F7)。
以下说明把输出频率从F7切换到F6的动作。
DDS30的输出频率Fdds，根据式(3)，是Fdds＝|3960-3432 |＝528[MHz]。NCO数据(Dnco)150，根据式(6)，是Dnco＝224 ×528×106/(2.7×109)＝3280877.796……。Dnco必须是整数，设定 Dnco＝3280877，根据式(4)，是Fdds＝(3280877/224)×2.7× 109＝527.99987×106[Hz]。这对目的频率528[MHz]来说，可以用 -130[Hz]的误差来进行设定。
以下在图6中表示各部分的信号频谱，说明该频率切换的动作。 图6(a)表示DD30的输出(四相正交信号40)的各信号的频谱； 图6(b)表示1/2分频器33的输出(四相正交信号50)的各信号的 频谱；图6(c)表示SSB混频器33B和局部振荡电路1的输出(65) 的各信号的频谱。并且，在图6(a)～(c)的关系中，按从上到下的 顺序，分别表示F5输出的情况、F6输出的情况、和F7输出的情况。
当局部振荡器1(SSB混频器31B)输出F7＝4488[MHz]时，DDS30 的1056[MHz]输出603，与1/2分频器33的3432[MHz]输出604进行 混合，变成4488[MHz]输出607。然后，在从F7向F6切换时，DDS30 的输出变成528[MHz]输出602，与1/2分频器33的3432[MHz]输出 604进行混合，变成3960[MHz]输出606。
该频率转变时间仅仅是从DDS30的数据设定起到输出为止的变 更处理时间Tdds，所以，根据式(11)，为Tdds＝23/(2.7×109) ＝8.519[nsec]，满足作为UWB跳频转变时间的Thop＝9.0[nsec]。
以下说明把输出频率从F6切换到F5的动作。
因为F5＝Fdiv，所以，根据上述SSB混频器31B的特征、性质， 如果在第1输入端子70{71～74}上加上直流电压，那么，SSB混频器 31B的输出频率切换到F5＝3432[MHz]。
施加上述直流电压，在DDS30的第1DAC37上，输出0度信号 41输出信号＝1.41V、180度信号42输出信号＝0.86V；并且，在第 2DAC38上，输出90度信号43输出信号＝1.41V、270度信号44输出 信号＝0.86V。
现利用图6的信号频谱，来说明该频率切换动作。输出了 528[MHz]的DDS30的输出变成直流电压(601)。这样，局部振荡 器1的输出变成3432[MHz]输出605(＝F5)。
该频率转变时间，仅仅是从对DAC37、38的控制起到DAC30 输出为止的变更处理时间Tdds，所以，根据式(11)，为Tdds＝23/ (2.7×109)＝8.519[nsec]，满足作为UWB跳频转变时间的 Thop＝9.0[nsec]。
若采用以上的第2实施方式，则和第1实施方式一样，跳频转变 时间能满足高速的9.0[nsec]条件，实现在频带中心频率F5～F7高速切 换UWB的3频带信号的跳频动作。
第3实施方式
以下参照图8～图9，说明本发明第3实施方式。第3实施方式的 无线收发装置，是具有对应UWB方式而且还对应WCDMA方式的 无线收发功能和跳频通信功能(UWB方式和WCDMA方式共用)的 装置(复合通信装置)，除WCDMA方式移动通信外，还能进行UWB 方式通信。利用本装置，能够进行所谓无缝(Seamless)通信，即例 如，一边在室外与基于WCDMA方式的移动通信服务进行连接，一 边当进入室内后不切断该服务，即可切换到基于UWB方式的无线通 信。而且，第3实施方式中，示出了采用以第2实施方式为基础的结 构，但也可以是以第1实施方式为基础的结构。
图8是本发明第3实施方式中的无线收发装置(通信装置)100 的结构的图。无线收发装置100，作为特征性电路，具有与UWB方 式和WCDMA方式相对应的跳频通信用IC(101)。包括DDS方式 调制器2和DDS方式解调器3在内的电路部分，组装为一个跳频通 信用IC(101)。
在图8的结构中，说明与图1的第1实施方式的结构不同的地方。 该无线收发装置具有：DDS(DDS方式)调制器2、DDS(DDS方 式)解调器3、通信控制部(通信处理部)11、WCDMA方式基带处 理部(简称为BB部)20、WCDMA方式高输出功率放大器(HPA) 12、收发双工器13、天线14、低噪声放大器(LNA)15、混频器16、 基带滤波器(BPF)17、1/2分频器18、VCO(电压控制振荡器)19 等。取代局部振荡电路1，配备了DDS调制器2和DDS解调器3等。
并且，信号/数据有：发送I信号(TxI)81、发送Q信号(TxQ) 82、接收I信号(RxI)83、接收Q信号(RxQ)84、接收IF(中间 频率)信号89、发送信号90、cos数据91和sin数据92等。并且， 和上述实施方式一样，具有：NCO数据(Dnco)150、主时钟(Fmst) 151、频道切换信号(CS)152等。
在WCDMA方式发送时，通信控制部11对BB部20进行控制， BB部20把WCDMA方式的发送I信号81和发送Q信号82，输出 到DDS调制器2，把NCO数据(Dnco)150设定给DDS调制器2。 NCO35把从NCO数据150生成的cos数据91和sin数据92(基于 频率设定参数的频率振幅数据)，输出到DDS解调器3。DDS调制 器2把经过了WCDMA方式调制的发送信号90输出到HPA12。在 HPA12内放大后的发送信号，由收发双工器13来进行频带限制，从 天线14发送出去。
图9是DDS调制器2和DDS解调器3的结构的图。现说明DDS 调制器2的调制动作。在图9中，DDS调制器2，与上述实施方式共 同的地方在于具有：SSB混频器31、1/2分频器33、NCO35、累加器 36、DAC37、38等，与上述实施方式不同的地方在于具有：n相PSK 符号(nPSK)映射电路204、数字调制器205、206，2/4分频开关207、 1/2分频器208、和频率合成器211等。并且，数据/信号有：I轴数据 Idata[m:0]209、Q轴数据Qdata[m:0]210等。N相PSK的n是4、8、 16……的值。
利用控制信号来切换固定频率振荡器211的输出，向SSB混频 器31B的第2种输入端子输出的频率切换电路，有2/4分频开关207 和1/2分频器208等。
DDS解调器3具有：ADC300、数字解调器302、303、以及n 相PSK符号(nPSK)逆映射电路301等。并且，数据/信号，有I轴 数据I data[m:0]312、Q轴数据Q data[m:0]313等。
在上述I轴数据I data[m:0]209等的表现中，例如在n＝4(即4 相PSK)的情况下，I data[m:0]＝I data[1:0]＝{I data[1]，I data[0]}。 并且，例如，在n＝8(即8相PSK)的情况下，I data[m:0]＝I data[2: 0]＝{I data[2]，I data[1]、I data[0]}。
按照WCDMA方式，编码扩散的发送数据S被划分成实数信号 Re{S}和虚数信号Im{S}，进行由下式(15)、(16)所示的QPSK 调制。
Re{S}×cos(ωt)    …(15)
Im{S}×sin(ωt)    …(16)
nPSK映射电路304，向TxI输入端子上，输入作为发送I信号 (TxI)81的Re{S}×cos(ωt)，向TxQ输入端子上输入作为发送Q 信号(TxQ)82的Im{S}×sin(ωt)，输出与QPSK相位平面相对应 的、I轴数据I data[m:0]209、Q轴数据Q data[m:0]210。
第1数字调制器205，使作为从NCO35来的载波数据的cos数 据91和I轴数据I data[m:0]209相乘，生成由I轴数据I data[m:0]209 进行调制的被调制cos数据。该数据由第1DAC37变成I-IB信号。第 2数字调制器206也是一样，由sin数据92和Q轴数据Q data[m:0]210 生成非调制sin数据，并利用第2DAC38来变成Q-QB信号。DAC37、 38的输出(I-IB信号、Q-QB信号)，被输入到SSB混频器31的一 个第1种输入端子内。
这里，关于SSB混频器31的另一个第2种输入端子的输入，在 WCDMA通信时，经过2/4分频开关207，连接到1/2分频器208侧。 若该1/2分频器208的输出频率Fdiv4，作为WCDMA方式使用的频 带1频率的中央CH(中间频道)，则是Fdiv4＝1950[MHz]和下式(17)。
Fdiv＝Fdiv4×2＝1950×2＝3900[MHz]    …(17)
频率合成器211的输出频率Fsyn是下式(18)。
Fsyn＝Fdiv×2＝3900×2＝7800[MHz]    …(18)
SSB混频器31对上述I-IB信号和Q-QB信号以及1/2分频器208 的输出信号进行混合，生成并输出作为以1950[MHz]为载波的 WCDMA被调制波的发送信号90。这样，能够进行WCDMA通信的 发送动作。
以下说明WCDMA通信的接收动作。在图8中，从天线14经过 收发双工器13而输入的接收信号，由LNA15进行放大，被输入到混 频器16。基于VCO19的1/2分频器18的输出频率Frxdiv，若把接收 频道设定为WCDMA的频带1频率的中间CH＝2140[MHz]，则如下 式(19)所示。
Frxdiv＝2140-Fif＝2140-100＝2040[MHz]  …(19)
混频器16输出100[MHz]的信号，其由BPF17进行频带限制， 变成IF信号89，被输入到DDS解调器3内。
在图9中，DDS解调器3的ADC300，把IF信号89变换成数字 信号，输出到数字解调器302、303。第1数字解调器302使该第1 输入数字信号、和从DDS调制器2来的cos数据91相乘，生成I轴 数据I data[m:0]312。第2数字解调器303也一样，使第2输入数字 信号和从DDS调制器2来的sin数据92相乘，生成Q轴数据Q data[m:0]313。
nPSK逆映射电路301是进行nPSK映射电路204中的变换的逆 变换的电路。也就是说，使I轴数据I data[m:0]312对应于QPSK相 位平面，输出作为接收I信号83的Re{S}×cos(ωt)。并且，从Q 轴数据Q data[m:0]313也同样地输出作为接收Q信号84的Im{S}× sin(ωt)。
这些接收I信号83和接收Q信号84，利用图8的BB部20来进 行逆扩散处理等，由此，通信控制部11能够取得接收数据。
其次，在图8中，说明第3实施方式的无线收发装置，从WCDMA 通信切换到UWB通信的动作。WCDMA系统的无线特性规格和第1 层规格，在上述非专利文献2、3内规定。
WCDMA方式中，具有一种所谓压缩模式(Compressed Mode) 的功能，用于接收不是自己的接收频带，而是其他频带的信号。该压 缩模式，在从基站向无线收发装置的下行信号中，制作所谓传输间隔 (Transmission Gap)的无信号期间，在该期间内对其他频率进行监 视接收。
在第3实施方式中，这时，通信控制部11把LNA15和HPA12 置于OFF，把收发切换开关7切换到接收侧，使OFDM处理部4工 作。再者，通信控制部11在DDS方式调制器2内，设定NCO数据 150，使发送信号90输出作为UWB的频带中心频率的F6＝ 3960[MHz]。该动作的详细内容已在第2实施方式中进行了叙述。
这时，在图9中，2/4分频开关207连接到1/2分频器33侧，频 率合成器211的输出频率Fsyn，设定为由下式(20)决定的频率。
Fsyn＝Fdiv×2＝3432×2＝6864[MHz]    …(20)
这样，由于能够接收UWB信号，所以，能够从WCDMA通信 切换到UWB通信。在本第3实施方式中，虽然以WCDMA方式为 例，但同样也能够分别适用于其他无线通信系统，例如CDMA方式、 TDMA方式、FDMA方式中的每个。
若采用以上第3实施方式，则和第1及第2实施方式一样，能够 实现对UWB系统信号进行高速切换的跳频动作，同时，作为另外的 无线通信系统WCDMA系统的通信也可以利用共用的电路(DDS调 制器2)的动作来实现。
以下根据实施方式具体地说明了由本发明人提出的发明，但本发 明并不仅限于上述实施方式，不言而喻，在不脱离其要点的范围内可 以进行各种更改。
产业上的可利用性
本发明能够用于可高速传输的无线LAN系统中使用的、以及无 线LAN和移动通信机的复合系统中使用的、高频LSI(RFIC)及其 通信装置或系统等。