在传统的模拟电路设计中，运算放大器往往是不可或缺的电路模块，它被广泛运用于采 样保持、代数运算、共模反馈以及缓冲器电路等。同时运算放大器也是模拟电路中主要的功 耗模块。如今，低压低功耗是模拟电路设计发展的主流趋势，因此如何在低压低功耗环境下 来实现符合指标要求的运算放大器成为模拟电路设计的重点。然而，电源电压的降低意味着 动态范围的减小、输入共模范围的减小、电容的增加及不能打开或关闭浮动开关等等，我们 需要采用更精巧的电路设计来克服这些困难。正因为如此，低压低功耗运算放大器设计往往 成为模拟电路设计者的研究热点。
为了解决低压低功耗设计难题，许多新的技术被广泛应用于模拟电路设计中，特别是运 算放大器的设计中，比如亚阈值技术、体驱动技术、浮栅技术和电荷棒技术等等。然而，这 些方法都有各自的局限性，相对于工作在饱和区的MOS管，亚阈值技术和体驱动技术中MOS管 的跨导和频率特性都不大好；浮栅技术需增加一层版来制作浮栅，不能和标准CMOS工艺兼容 ，成本较高；电荷棒技术适用于在局部区域提升电压，但这个“高压”并不精准，而且会增 大功耗。
用C类反向器代替传统的运算放大器是一种新型的低压低功耗电路设计技术。如附图1所 示，简单型C类反向器的主体部分就是一个推挽式反向器，结构相当简单，功耗极低，芯片 占用面积小。其中“C类”是指该反向器处于饱和导通状态的时间小于50％，这意味着在实际 应用中C类反向器采用了动态偏置技术，即它的工作状态是通过对输入管栅电位的调制而不 断变化的。在模拟电路设计中，C类反向器可以在以下两种状态间进行切换：
1)当PMOS输入管M1和NMOS输入管M2均处于弱反型区时，反向器具有较高的增益和极低 的功耗，但是跨导和带宽相对较小，该状态我们称之为高增益低功耗状态；
2)当M1处于强反型区，M2处于截止区(或M2处于强反型区，M1处于截止区)时，工作 在强反型区的MOS管跨导较大，这使得反向器具有较大的摆率和输出电流，而且由于另一个 输入管处于截止区，整个反向器由电源到地的导通电流极小，避免了无谓的静态功耗，该状 态我们称之为高摆率大电流状态。
在开关电容电路的设计中，若C类反向器采用合适的动态偏置，在不同的时钟相位将这 两种工作状态结合起来，可以代替传统的运算放大器实现一些新型的极低功耗开关电容电路 。例如，Youngcheol Chae，Inhee Lee and Gunhee Han，“A 0.7V 36uW 85dB-DR Audio Δ∑ Modulator Using Class-C Inverter，”2008 IEEE International Solid-State Circuits Conference：p.490-491，630。文中作者用C类反向器电路实现了一个三阶单环结构 的Sigma-Delta模数转换器。其中，为了提高稳态增益，反向器采用了如附图2所示的共源共 栅结构，其中PMOS管M3和NMOS管M4的偏置电位分别是地电位GND和电源电位VDD。
但是，当现有技术的推挽式C类反向器(包括简单型和共源共栅型C类反向器)工作在弱 反型状态时，其跨导受工艺偏差影响很大(尤其是MOS管尺寸较大的时候)，导致C类反向器 的增益、带宽和静态功耗等稳态特性在不同的工艺角下存在严重偏差，当C类反向器切换至 高摆率大电流状态时，工艺偏差对于C类反向器的摆率和建立时间等动态参数指标的影响同 样不能忽略，从而造成C类反向器在实际运用中稳定性和鲁棒性较差。

本发明要解决的技术问题是，提供一种体电位调制器，以克服现有技术存在的工艺偏差 和温度等因素对MOS器件的不利影响的不足。
本发明要解决的另一个技术问题是，提供一种包含该体电位调制器的C类反向器，以克 服现有技术的C类反向器工作在弱反型状态时，其跨导受工艺偏差影响大，导致C类反向器的 增益、带宽和静态功耗等稳态特性在不同的工艺角下存在严重偏差，当C类反向器切换至高 摆率大电流状态时，工艺偏差对于C类反向器的摆率和建立时间等动态参数指标的影响同样 不能忽略，从而造成C类反向器在实际运用中稳定性和鲁棒性较差的不足。
本发明的体电位调制器采取以下技术方案：它由目标MOS器件、感应MOS器件、感应电流 转电压电路以及反馈电路四部分构成，其中感应MOS器件与目标MOS器件宽长比成固定比例， 版图匹配对称，且栅源偏置电压相同。感应MOS器件的感应电流输出端依次连接感应电流转 电压电路、反馈电路以及目标MOS器件体端，形成一个“感应反馈”环路，最终通过体电位 调制大大降低了目标MOS器件对于工艺偏差和温度的敏感度。
目标MOS器件，体电位调制器的应用对象。目标MOS器件的体端需单独引出，实现体电位 可调。在现在较为流行的三阱工艺中，PMOS器件和NMOS器件均可实现体电位可调。
感应MOS器件，用于“感应”目标MOS器件在不同工艺角和温度情况下的参数变化特征。 由于感应MOS器件与目标MOS器件宽长比成固定比例，版图匹配对称，感应MOS器件在任意时 刻的工艺偏差程度和温度条件均与目标MOS器件近似相同。因此，在相同的栅源偏置电压下 ，感应MOS器件漏源电流的变化趋势与目标MOS器件相同。换句话说，感应MOS器件能够“感 应”目标MOS器件在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。
感应电流转电压电路，用于感应电流到电压的转化，同时将感应电流的变化特征实时地 反映到输出电压上。
反馈电路，用于将感应电流转电压电路的输出电压反馈到目标MOS器件的体端，实现体 电位调制。
体电位调制器的工作方式简述如下：先由感应MOS器件“感应”目标MOS器件在不同工艺 角和温度下的电流参数变化特征，然后通过感应电流转电压电路和反馈电路将感应电流信号 转化为电压信号，并以反馈的方式对目标MOS器件进行体电位调制，最终实现对目标MOS器件 参数的实时调制，极大地减弱了工艺偏差的影响。由于MOS器件参数在弱反型状态下对工艺 偏差极为敏感，所以体电位调制器一般作用于亚阈值电路关键部位的MOS器件中。
在本发明中，我们将体电位调制器的具体实现电路运用到现有技术的C类反向器中，构 成一种新型C类反向器。
本发明的C类反向器采取以下技术方案：它是在现有技术的C类反向器基础上，增加了 PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器。其中PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器分别为 本发明所述的体电位调制器的二种电路实现形式。
PMOS体电位调制器，用于反向器PMOS输入管的体电位调制，它的主体结构由一个PMOS管 和一个高精密电阻组成，其中反向器PMOS输入管为目标MOS器件，而体电位调制器中的PMOS 管为感应MOS器件，感应PMOS管的漏端连接高精密电阻的通路组成感应电流转电压电路，高 精密电阻连接目标PMOS管体端的通路组成反馈电路。感应PMOS管的栅源电压与目标PMOS管在 弱反型区稳态时的栅源偏置电压相同，且两者版图匹配对称，宽长比成固定比例，一般在1 ：5至1：20之间。按照本发明所述的体电位调制器理论，感应PMOS管能够“感应”目标 PMOS管在不同工艺角下的跨导、输出电流等参数的变化特征。感应PMOS管的漏端连接一个高 精密电阻，高精密电阻用于实现“感应”电流信号(感应PMOS管漏源电流)转电压信号的功 能，同时它作为负载在此端将PMOS体电位调制器的输出电压信号反馈到反向器PMOS输入管的 体端。整个PMOS体电位调制器形成“感应反馈”环路，用以体电位调制。感应PMOS管的源端 电位决定目标PMOS管体电位调制范围的最大值，可根据实际应用设定，体端与源端相连；高 精密电阻另一端电位决定目标PMOS管体电位调制范围的最小值。根据本发明所述的体电位调 制器的工作方式，通过PMOS体电位调制器的输出电压信号在PMOS输入管体端的调制作用(即 调节目标PMOS管的体源电压)，使得PMOS输入管的跨导和漏源电流在不同的工艺角情况下较 为一致。
NMOS体电位调制器，用于反向器NMOS输入管的体电位调制，它的主体结构由一个NMOS管 和一个高精密电阻组成，其中反向器NMOS输入管为目标MOS器件，而NMOS体电位调制器中的 NMOS管为感应MOS器件，感应NMOS管的漏端连接高精密电阻的通路组成感应电流转电压电路 ，高精密电阻连接目标NMOS管体端的通路组成反馈电路。感应NMOS管的栅源电压与目标 NMOS管在弱反型区稳态时的栅源偏置电压相同，且两者版图匹配对称，宽长比成固定比例， 一般在1：5至1：20之间。感应NMOS管能够“感应”目标NMOS管在不同工艺角下的跨导、输 出电流等参数的变化特征。感应NMOS管的漏端连接一个高精密电阻，高精密电阻用于实现感 应电流信号(感应NMOS管漏源电流)转电压信号的功能，同时它作为负载在此端将NMOS体电 位调制器的输出电压信号反馈到反向器NMOS输入管的体端。整个NMOS体电位调制器形成“感 应反馈”环路，用以体电位调制。感应NMOS管的源电位决定目标NMOS管调制范围的最小值， 体端与源端相连；高精密电阻另一端电位决定目标NMOS管体电位调制范围的最大值。根据本 发明所述的体电位调制器的工作方式，通过NMOS体电位调制器的输出电压信号在NMOS输入管 体端的调制作用(即调节目标NMOS管的体源电压)，使得NMOS输入管的跨导和漏源电流在不 同的工艺角情况下较为一致。
现有技术的C类反向器的主体结构可以是一个简单型反向器，也可以是一个共源共栅型 反向器，结构简单，功耗极低，用于实现运算放大功能。简单型反向器芯片占用面积更小， 而共源共栅型反向器具有更高的增益，适用于更多对增益指标要求较高的场合。C类反向器 的供电电压略低于反向器两输入管阈值电压之和。在实际运用中，C类反向器根据输入端偏 置电压的不同能够实现高增益低功耗和高摆率大电流两种不同的工作状态：假设两输入管阈 值电压近似相等，输入共模信号使得反向器输入管均处于弱反型区，即可实现了C类反向器 高增益低功耗的稳定状态。若此时在输入端加入额外的电压激励，可以让其中一个输入管进 入强反型区，另一个输入管截止，C类反向器进入高摆率大电流状态。在本发明中，反向器 输入管作为体电位调制器中的目标MOS管，体端均单独引出，体电位可调。
关于本发明中所述的C类反向器需要说明的是：
(1)PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器本身的功耗非常低，典型值为现有技术C类 反向器静态功耗的1/10左右。因此，体电位调制器的引入并不会明显增加电路功耗。
(2)反向器输入管的跨导和漏源电流与整个反向器的稳态特性(增益、带宽、静态功 耗等)有直接关系，所以体电位调制器的引入能够极大地降低反向器稳态特性对于工艺偏差 的敏感度。
(3)体电位调制器同样可以改善C类反向器的动态特性对于工艺偏差的敏感度。
(4)体电位调制器同样可以改善C类反向器的温度和电源抑制比等特性。
本发明的优点和积极效果：本发明所述的体电位调制器通过“感应反馈”环路的体电位 调制，实现对目标MOS器件参数的实时调制，大大降低了MOS器件对于工艺偏差和温度的敏感 度。本发明所述的C类反向器引入的PMOS体电位调制器和NMOS体电位调制器，根据体电位调 制器的工作方式，最终可以使整个反向器的稳态特性(增益、带宽、静态功耗等)和动态特 性(摆率、建立时间、动态功耗等)在不同工艺角情况下较为一致，在不明显增加功耗的情 况极大地提高电路的稳定性和鲁棒性。

图1为简单型C类反向器的电路结构图；
图2为共源共栅型C类反向器的电路结构图；
图3为本发明的体电位调制器的结构框图；
图4为目标MOS器件30由于工艺偏差、温度等影响，在初始时刻输出的漏源电流IDS0变 化示意图；
图5为感应MOS器件31在感应时段的漏源电流IDS1变化示意图；
图6为目标MOS器件30在反馈时段的漏源电流IDS0变化示意图；
图7为本发明的新型C类反向器的电路结构图。

本发明的实施例：
实施例一：本发明提出的体电位调制器的结构框图如附图3所示，它由目标MOS器件30、 感应MOS器件31、感应电流转电压电路32以及反馈电路33四部分构成。其中感应MOS器件31与 目标MOS器件30宽长比成固定比例，版图匹配对称，且栅源偏置电压相同。感应MOS器件31的 感应电流输出端依次连接感应电流转电压电路32、反馈电路33以及目标MOS器件30体端，实 现一个“感应反馈”环路，最终通过体电位调制大大降低了目标MOS器件30对于工艺偏差和 温度的敏感度。
体电位调制的基本依据在于MOS器件的阈值电压和体电位之间存在关系如下：
$V_T=V_{T0}+\gamma (\sqrt{2\left|{\phi }_F\right|+v_{\mathrm{SB}}}-\sqrt{2\left|{\phi }_F\right|})$
其中vSB是MOS管的源体电压，VT0是vSB＝0时阈值电压，φF是费米势。由上式可知，通 过体电位调制(调整vSB)可以改变MOS器件的阈值电压，从而间接地改变MOS器件的跨导和 输出电流。
下面结合附图3、4、5、6来详细说明本发明的体电位调制器的“感应反馈”环路的工作 方式。
在初始时刻，由于工艺偏差和温度等因素的影响，目标MOS器件30输出的漏源电流IDS0 变化较大，见附图4所示，即MOS器件31的跨导在不同的工艺角和温度(相同的偏置电压)下 存在较大偏差。由于感应MOS器件31与目标MOS器件30宽长比成固定比例，版图匹配对称，感 应MOS器件31在任意时刻的工艺偏差程度和温度条件均与目标MOS器件30近似相同。因此，在 相同的栅源偏置电压下，感应MOS器件31漏源电流IDS1的变化趋势与目标MOS器件30相同，如 附图5所示。换句话说，感应MOS器件31能够“感应”目标MOS器件30在不同工艺角和温度下 的电流变化，此时段我们称之为感应时段。感应电流转电压电路32实现了感应MOS器件31的 漏源电流IDS1到电压VB的转化，将输入电流IDS1的变化特征实时地反映到输出电压VB上。然 后，输出电压VB通过反馈电路33到达目标MOS器件30的体端，并对其进行体电位调制，此时 段我们称之为反馈时段。在反馈时段，体端电位VB的变化对目标MOS器件30的阈值电压和跨 导进行了合理地调制，使得MOS器件30的漏源电流IDS0在不同工艺角和温度下较为一致，如 附图6所示。综上所述，体电位调制器通过“感应反馈”环路，最终实现对目标MOS器件参数 的实时调制，极大地减弱了工艺偏差的影响。
在体电位调制器的实际运用中需要说明的是：
(1)目标MOS器件30和感应MOS器件31体端的接法。目标MOS器件30体端需单独引出，实 现体电位可调。而感应MOS器件31需要“如实”地反映工艺偏差和温度对其跨导和漏源电流 的影响，所以其体端为常规接法：感应NMOS器件体端接低电平，感应PMOS器件体端接高电平 。
(2)感应MOS器件31只需“感应”目标MOS器件30的电流变化趋势，所以感应MOS器件 31的宽长比与目标MOS器件30成比例即可，没必要完全相等。在实际应用中，出于芯片面积 、功耗和匹配精度的折衷考虑，MOS器件31的宽长比一般是目标MOS器件30的1/5至1/20之间 。
(3)由于MOS管参数处于弱反型区时对工艺偏差极为敏感，所以体电位调制器一般作用 于亚阈值电路关键部位的MOS管中。
实施例二：本发明提出的C类反向器如附图7所示，由现有技术的C类反向器70以及本发 明所述的PMOS体电位调制器71和NMOS体电位调制器72构成。其中，现有技术的C类反向器70 可以采用简单型的C类反向器(见附图1)，也可以采用共源共栅型的C类反向器(见附图2) ，体电位调制器71、72是本发明所述的体电位调制器的二种电路实现形式，是C类反向器中 引入的创新模块。
附图7中，现有技术的C类反向器70采用的是共源共栅型C类反向器，结构简单，功耗极 低，用于实现运算放大功能。它由PMOS管M1、M3和NMOS管M2、M4组成，其中M1和M2为反向器 的输入管，而M3和M4的偏置电位分别是地电位GND和电源电位VDD。现有技术的C类反向器的 供电电压VDD略低于M1和M2阈值电压之和，它根据输入端偏置电压的不同能够实现高增益低 功耗和高摆率大电流两种不同的工作状态，说明如下：
假设M1和M2的阈值电压近似相等，当输入信号为共模电压VCM＝VDD/2时，M1和M2均处于弱 反型区，即可实现了C类反向器高增益低功耗的稳定状态。例如，在SMIC(中芯国际) 0.13um工艺中，典型(tt)情况下I/O PMOS管的阈值电压为0.66V，I/O NMOS管的阈值电压 为0.6V。此时供电电压VDD取1.2V，输入共模电压VCM取0.6V，C类反向器可以实现高增益低功 耗的稳定状态。若此时在输入端加入额外的电压激励，可以让其中一个输入管进入强反型区 ，另外一个输入管截止，C类反向器进入高摆率大电流状态。为保证C类反向器在高摆率大电 流状态下有足够的摆率，反向器输入管的尺寸一般比较大，但尺寸过大会带来较大的寄生电 容和无谓的静态功耗。在实际运用中，我们可以根据电路在不同工作相位对C类反向器各指 标的要求来适当地调整输入端偏置电压(即动态偏置技术)，设计具有相当大的灵活性。
在本发明中，反向器输入管M1和M2作为体电位调制器中的目标MOS管，体端均单独引出 ，体电位可调。
本发明所述的PMOS体电位调制器71的主体结构由PMOS管M5和高精密电阻R1组成，用于反 向器PMOS输入管M1的体电位调制。参见附图7和附图3，其中M1代表目标MOS器件30，而M5代 表感应MOS器件31，感应PMOS管M5的漏端连接高精密电阻R1到VDDL的通路组成感应电流转电压 电路32，R1连接目标PMOS管M1体端的通路组成反馈电路33。M1和M5版图匹配对称，宽长比成 固定比例(在1：5至1：20之间)，且在M5上施加的栅源电压与M1在弱反型区稳态时的栅源 电压近似相等(VDDH-VGP＝VDD-VCM)，因此感应PMOS管M5在工作中一直处于弱反型区，它在任 意时刻的工艺偏差程度和温度条件均与目标PMOS管M1近似相同，漏源电流的变化趋势亦相同 。换句话说，感应PMOS管M5能够“感应”目标PMOS管M1在不同工艺角和温度下的跨导、输出 电流等参数的变化特征。M5源端和体端均接高电平VDDH。M5的漏端连接一个高精密电阻R1， R1用于实现感应电流信号(感应PMOS管M5漏源电流)转电压信号VBP的功能，同时它作为体 电位调制器71的输出负载将电压信号VBP反馈到反向器输入管M1的体端。整个体电位调制器 71形成“感应反馈”环路，通过体电位调制来改变M1的跨导。R1的另一端接VDDL( VCM≤VDDL(1)R1应选用允差和温度系数较小的扩散电阻或片外电阻。
(2)VBP不宜过小，以免M1源体结过度正偏而导致漏电流过大。
(3)VDDH可以大于VDD以实现超过反向器电源电压的M1体电位调制。VDDH并不要求十分精 确，可以在VDD上用简单的升压电路实现或片外实现。
(4)为避免提供过多的电源供给和电压偏置，VGP和VDD可以复用，VDDL和VCM可以复用。
在PMOS体电位调制器71中，“感应反馈”环路进行体电位调制的详细过程如下：
当工艺角为tt(typical)时，设感应PMOS管M5在弱反型区工作时的输出电流为Itt， PMOS体电位调制器71的输出电压VBP＝VCM+IttR1，调节VDDH、R1以及M5尺寸使得VBP约等于VDD并 将其反馈到M1的体端，此时M1体源电压近似为零，体电位调制器71的调制效应较弱，电路进 入典型工作状态。
当工艺角为ss时，M1阈值电压的绝对值变大，导致M1在弱反型区工作时跨导减小，带宽 降低，此时输出电流达到最小值。由于感应PMOS管M5能够“感应”到目标PMOS管M1的电流变 化特征，所以M5的感应输出电流也将达到最小值，设为Iss。因此体电位调制器71的输出电 压VBP＝VCM+IssR1当工艺角为ff时，M1阈值电压的绝对值变小，导致M1在亚阈值区工作时跨导增大，此时 M5的感应输出电流达到最大值，设为Iff。体电位调制器71将VBP＝VCM+IffR1>VDD反馈到M1的体 端，使M1阈值电压的绝对值提高，跨导和输出电流减小，功耗降低。
实际上，通过调节VDDH、R1以及M5尺寸等参数，可以保证体电位调制器71在三种工艺角 下均输出较为合适的VBP，使M1在弱反型区工作时增益、带宽和静态功耗较为一致。
NMOS体电位调制器72的工作原理与71类似，参见附图7和附图3，它的主体结构由NMOS管 M6和高精密电阻R2组成，用于反向器NMOS输入管M2的体电位调制。其中M2代表目标MOS器件 30，而M6代表感应MOS器件31，感应NMOS管M6的漏端连接高精密电阻R2到GNDH的通路组成感 应电流转电压电路32，R2连接目标NMOS管M2体端的通路组成反馈电路33。M2和M6版图匹配对 称，宽长比成固定比例(在1：5至1：20之间)，且在M6上施加的栅源电压与M2在弱反型区 稳态时的栅源电压近似相等(VGN-GNDL＝VCM-GND)。类似地，感应NMOS管M6能够“感应”目 标NMOS管M2在不同工艺角和温度下的跨导、输出电流等参数的变化特征。M6源端和体端均接 低电平GNDL，M6的漏端连接一个高精密电阻R2，R2用于实现感应电流信号(感应NMOS管M6漏 源电流)转电压信号VBN的功能，同时它作为体电位调制器72的输出负载将电压信号VBN反馈 到反向器输入管M2的体端，整个体电位调制器72形成“感应反馈”环路，通过体电位调制来 改变M2的跨导。R2的另一端接GNDH(GND(1)R2应选用允差和温度系数较小的扩散电阻或片外电阻。
(2)VBN不宜过大，以免M2体源结过度正偏而导致漏电流过大。
(3)GNDL可以小于GND以实现M2体端的负电位调制。同样地，GNDL并不要求十分精确， 可以在GND上用简单的降压电路实现或片外实现。
(4)VGN和GND可以复用，GNDH和VCM可以复用。
另外，PMOS体电位调制器71和NMOS体电位调制器72是本发明所述的体电位调制器最简单 的实现形式，结构相当简单，而且其中的感应MOS管M5和M6均工作在弱反型区，功耗非常低 ，典型值为现有技术C类反向器70静态功耗的1/10左右。因此，体电位调制器71和72的引入 并不会明显增加电路功耗。
现有技术中的简单型、共源共栅型C类反向器和本发明中的C类反向器的增益、带宽、相 位裕度以及静态功耗等指标在弱反型稳态不同工艺角下的数据对比情况见表1，其中电源电 压为1.2V，M1和M3宽长比为180μm/0.35μm，M2和M4的宽长比为60μm/0.35μm，M5和M6宽 长比分别取M1和M2的1/8，反向器的负载电容均取5pF。通过表1可知，在弱反型状态下，本 发明中的C类反向器的增益、带宽和静态功耗在不同工艺角下较为一致--既可以保证C类反向 器在ss工艺角下有足够的增益和带宽，又能使其在ff工艺角下输出电流和静态功耗不至于过 大，而简单型和共源共栅型C类反向器存在较大偏差，尤其是带宽和静态功耗两个指标的偏 差很大。
表1：

事实上，C类反向器在高摆率大电流状态时的动态特性(摆率、建立时间、动态功耗等 )与反向器输入管的跨导和输出电流也有直接的关系。因此，引入体电位调制器71和72同样 可以改善C类反向器的动态特性对于工艺偏差的敏感度。