디지탈 ＲＦ 신호를 복수 경로로 루팅하기 위한 방법 및 장치

디지탈 ＲＦ 신호를 복수 경로로 루팅하기 위한 방법 및 장치

무선 통신 시스템은 잘 알려져 있고, 지상 이동 무선, 셀룰라 무선 전화(아날로그 셀룰라, 디지탈 셀룰라, 개인 통신 시스템(PCS) 및 광역 디지탈 셀룰라 시스템을 포함하는) 및 다른 통신 시스템의 형태로 구성되어 있다. 예를 들어, 셀룰라 무선 전화 통신 시스템에 있어서, 송수신 기지국에 의하여 서비스되는 다수의 통신 셀이 전형적으로 기지국 시스템(BBS)를 형성하는 기지국 제어기(BSC)에 링크되어 있다. BSC는 이동 교환 센터(MSC)에 링크되어 있다. 이 MSC는 BSS와 공중 교환 전화망(PSTN)간의 접속을 제공하고 또한 다른 BSS로의 상호 접속을 제공한다. 통신 셀내에서 동작하는 이동 통신 장치(또는 이동국)(MS)는 신호를 업링크로 전송하고 BSS로부터 신호를 다운링크로 수신한다. 이 신호는 다른 MS 또는 PSTN을 통한 지상선 전화 사용자와의 통신 트랜잭션을 완료하기 위하여 BTS, BSC 및 MSC에 의하여 처리된다.

BTS내에 임의의 수의 신호 경로로 향해진 복수의 통신 채널이 있다. 다르게는, 단일 통신 채널이 복수의 신호 경로로 루팅되어진다. 종래의 옴니 시스템에 있어서, BTS에 있는 각각의 통신 채널로부터의 신호가 결합되어지고 지향되는 단일 무지향성 전송 안테나가 있다. 다중 안테나 시스템에 있어서, 각각의 통신 채널로부터의 신호는 하나 또는 그 이상의 안테나로 전송된다. 상기의 루팅을 수행하는 종래의 장치는 전송을 위해 신호를 원하는 안테나로 루팅하기 위하여 RF 결합기, 스위치 및 분할기와 같은 아날로그 기기들을 사용한다. 그러나, 이 종래의 장치의 단점은 상기 아날로그 기기들은 일반적으로 손실이 많다는 것이다. 즉, 신호의 전력 레벨이 아날로그 기기들을 통하여 루팅되면서 감소된다. 이로 인하여 전송된 신호가 줄어들고 신호의 품질이 나빠진다.

그래서, 무선 통신 시스템에 의하여 전송되는 신호를 결합하고 루팅하기 위하여, 개량된 방법 또는 장치가 필요하다.

<발명의 요약>

이 필요를 해결하기 위하여, 디지탈 무선 주파수 신호를 복수의 경로로 루팅하기 위한 장치 및 방법이 여기에서 설명된다. 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 이 장치는 수치로 제어되는 발진 및 변조기(NCOM); 제1, 제2, 제3 및 제4 디지탈 스위치; 및 제1, 제2 및 제3 가산기를 포함한다. 제1 가산기는 제1 및 제2 디지탈 스위치에 응답하고, 제2 가산기는 제3 및 제4 디지탈 스위치에 응답한다. 제3 가산기는 제1 및 제2 가산기에 응답한다.

본 발명의 제2 실시예에 따르면, 이 장치는 직교 주파수 상향변환기/변조기(QFUM); 제1, 제2, 제3 및 제4 디지탈 스위치; 및 제1, 제2 및 제3 가산기를 포함한다. 제1 디지탈 스위치는 QFUM에 응답한다. 제1 가산기는 제1 및 제2 디지탈 스위치에 응답하고, 제2 가산기는 제3 및 제4 디지탈 스위치에 응답한다. 제3 가산기는 제1 및 제2 가산기에 응답한다.

본 발명의 제3 실시예에 따르면, 이 장치는 다중 기능 상향변환기/변조기; 제1, 제2, 제3 및 제4 디지탈 스위치; 및 제1, 제2 및 제3 가산기를 포함한다. 제1 디지탈 스위치는 다중 기능 상향변환기/변조기에 응답한다. 제1 가산기는 제1 및 제2 디지탈 스위치에 반응하고, 제2 가산기는 제3 및 제4 디지탈 스위치에 응답한다. 제3 가산기는 제1 및 제2 가산기에 응답한다.

본 발명의 제4 실시예에 따르면, 디지탈 무선 주파수 신호를 복수의 경로로 루팅하기 위한 방법이 제공되어 있다. 이 방법은 복수의 디지탈 신호를 생성하는 단계, 디지탈 신호를 복수의 가산기에 루팅하는 단계, 복수의 디지탈 신호를 합하여 합산된 신호를 만들어 내는 단계, 합산된 신호를 스케일링하여 합산 및 스케일링된 신호를 만들어 내는 단계 및 합산되고 스케일링된 신호를 복수의 전송 안테나로 루팅하는 단계를 포함한다. 상기 단계들이 동작하는 동안, 복수의 디지탈 신호가 생성된다.

본 발명의 실시예는 이하의 도면을 참조로 하여 가장 잘 설명되어진다.

본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 시스템에서 디지탈 무선 주파수(RF) 신호를 복수 경로로 루팅하기 위한 방법과 장치에 관한 것이다.

도 1은 디지탈 무선 주파수 신호를 복수의 경로로 루팅하기 위한 장치의 바람직한 실시예를 일반적으로 도시한 블록도이다.

도 2는 도 1의 스케일링 및 스위칭 네트워크의 상세 블록도이다.

도 3은 도 1의 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)로 사용하기 위하여 응용될 수 있는 직교 주파수 상향변환기/변조기의 바람직한 실시예를 나타내는 블록도이다.

도 4는 도 1의 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)로 사용하기 위하여 응용될 수 있는 변조기를 나타내는 블록도이다.

도 5a는 도 1의 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)로 사용하기 위한 다기능 상향변환기/변조기의 다른 바람직한 실시예를 나타내는 블록도이다.

도 5b는 도 1의 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)로 사용하기 위한 다기능 상향변환기/변조기의 다른 바람직한 실시예를 나타내는 블록도이다.

도 6은 디지탈 양자화 잡음 감소 기기를 나타내는 블록도이다.

도 7은 도 1의 장치의 작동을 설명하는 흐름도이다.

도 1 및 2를 일반적으로 참조하면, 이 장치는 복수의 베이스밴드 신호(140-143)를 생성한다. 베이스밴드 신호(140-143)는 디지탈 데이타(117a, 117b, 121a, 121b)로 각각 처리되고, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)로 결합된다. 실시예에 따라, 디지탈 베이스밴드 신호(117, 121)는 변조된 IF 반송파의 실수부 또는 변조된 IF 반송파의 I 및 Q부와 같은, 변조된 중간 주파(IF) 신호로 구성된다. 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N) 내부에서, 디지탈 베이스밴드 신호(117, 121)는 매 채널 베이시스(basis)(201-207)로 스케일링되고, 이전 스케일링 및 스위칭 네트워크(100A)로부터의 신호(115A-115N)와 합산되며(250, 252), 매 섹터 베이시스(260, 262)로 다시 스케일링 되고, 종래의 아날로그 시스템에서 통상적으로 생기는 전력 약화 없이 복수의 전송 안테나(160A-160N)중 임의의 안테나로 루팅된다(135A-135N).

도 1은 디지탈 무선 주파수(RF) 신호를 본 실시예와 관련된 복수의 경로로 루팅하기 위한 장치를 도시한 블록도이다. 도시된 바와 같이, 이 장치는 상호 연결 버스(102A-102N, 115A-115N)로 연속으로 직렬 연결된 복수의 스케일링 및 스위칭 네트워크 요소(100A-100N)로 구성되어 있다. 연속으로 직렬 연결된 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 마지막 단계의 출력(135A-135N)은 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150) 또는 디지탈-아날로그 변환기(DAC)로의 인터페이스로 사용되는 다른 적합한 양자화기로 결합되고, 다음으로 전송 안테나(160A-160N)로 결합된다. 스케일링 및 스위칭 네트워크 요소들(100A-100N)은 두 가지 카테고리로 그룹화되는 복수의 입력을 구비하고 있다. 제1 카테고리는 도 1에서 (102A-102N), (115A-115N)으로 표현된, 이전 스케일링 및 스위칭 네트워크 요소의 출력으로 구성된다. 입력의 제2 카테고리는 복수의 입력 베이스밴드 신호(140-143)로 구성된다(100N을 대표예로서 사용함). 이 베이스밴드 신호(140-143)는 디지탈 업커버터/변조기(DUC)(125, 129)로 결합되고, 그 출력(117,121)은 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)으로 결합된다. 여기서, 도 1은 간략 및 명료성을 위해 단지 두 대의 DUC(125, 129)만 나타내고 있지만, 브랜치(branch)의 수를 확대함으로써, 임의의 수의 DUC가 스케일링 및 스위칭 요소(100N)에 인가될 수 있다.

작동하는 동안, 베이스밴드 신호(140-143)는 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)에 결합되기 전에 DUC(125, 129)에 의하여 처리된다. 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)는 원하는 전송점 및 전력 레벨에 따라, 매 채널 또는 매 섹터 베이시스로 신호를 스케일링하고, 신호(135A-135N)를 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)로 루팅한다. 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)는 입력 신호(135A-135N)를 주로 8-64비트의 "워드"로 그룹짓고, 복수의 전송 안테나(160A-160N)중의 어느 것 또는 전부에 의하여 전송된다. 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 상세한 설명은 도 2에 제공되어 있고, 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)의 상세 설명은 도 7에서 제공된다.

스케일링 및 스위칭 네트워크(100A-100N)의 동작을 도 2에서 참조하면, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 상세 블록도가 도시되어 있다. 특별히, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)는 복수의 디지탈 스위치(217-225, 270, 272)로 구성되어 있다. 스위치(217-225, 270, 272)는 이후로 제1 단계 디지탈 스위치(217-225) 및 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)로 불린다. 스위치(217-225, 270, 272)에 추가하여, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)는 복수의 가산기(230-236, 240, 242, 250, 252)를 포함하는데, 이 가산기들은 제1 단계 가산기(230-236), 제2 단계 가산기(240, 242) 및 제3 단계 가산기(250, 252)로 그룹지어진다. 제1 단계 디지탈 스위치(217-225)의 출력(280-287)은 제1 단계 가산기(230-236)의 입력으로 결합된다. 제1 단계 전가산기(230-236)는 제2 단계 전가산기(240, 242)로 결합된다. 또, 제2 단계 전가산기는 제3 단계 전가산기에 접속된다. 또한, 제3 단계 가산기(250, 252)는 복수의 버스선(115A-115N)을 통하여 이전 스케일링 및 스위칭 네트워크 요소(100A-100(N-1))에 응답한다. 제3 단계 가산기(250, 252)의 출력(294, 295)은 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)의 입력으로 전달된다. 또한, 제3 단계 가산기(250, 252)의 출력(294, 295)은 승산기(260, 262)에 의하여 스케일링되고, 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)로 결합된다. 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)는 제3 단계 가산기(250, 252)로부터 스케일링 되지 않은 입력(294, 295)를 직접 선택하거나 승산기(260, 262)로부터 스케일링된 출력(296, 297)을 선택한다. 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)의 출력(135A-135N)은 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)로 주로 결합된다. 그러나, 복수의 전송 안테나(160A-160N)중 임의의 안테나로 직접 결합될 수도 있다.

작동하는 동안, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100A-100N)는 다음과 같이 기능한다. 디지탈 베이스밴드 신호(117a-117b, 121a-121b)(버스선(117, 121)로 루팅되는 신호의 수는 특정 실시예에 따른다)는 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 입력으로 결합된다. 다음으로, 신호(117, 121)는 매 채널 베이시스로 승산기(201, 203, 205, 207)에 의하여 스케일링되고 스케일링된 신호(209, 211, 213, 215)로 출력된다. 이 스케일링된 신호는 복수의 제1 단계 디지탈 스위치(217-225)로 결합된다. 각 베이스밴드 신호(209-215)가 전송될 안테나에 따라, 제1 단계 디지탈 스위치(217-225)가 스케일링된 입력 신호(209-215)를 제1 단계 가산기(230-236)로 전달하거나, "0"의 널 스트링(null string)을 전달한다.

제1 단계 가산기(230, 232, 234, 236)는 제1 단계 스위치(217-225)의 출력(280-287)을 합산하고, 제2 단계 가산기(240, 242)로 결합되는 합산된 출력(288-291)을 만들어 낸다. 제2 단계 가산기(240, 242)의 출력(292, 293)은 연이어 제3 단계 가산기(250, 252)로 결합된다. 제3 단계 가산기에서, 스케일링되고 합산된 베이스밴드 신호(292, 293)가 이전 스케일링 및 스위칭 네트워크(100A)의 출력(115A-115N)에 더하여진다. 현재의 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 스케일링되고 합산된 베이스밴드 신호(292, 293) 뿐만 아니라 모든 이전 스케일링 및 스위칭 네트워크(100A-100(N-1))의 합산된 출력(294, 295)은 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)의 입력으로 결합된다. 또한, 제3 단계 가산기(250, 252)의 합산된 출력(294, 295)은 승산기(260, 262)로 결합된다. 이 승산기(260, 262)는 출력 신호(294, 295)를 스케일링하여 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)의 분리된 입력으로 각각 결합되는 출력 신호(296, 297)를 만들어 낸다. 제2 단계 디지탈 스위치(270, 272)의 선택된 출력(135A-135N)은 연이은 스케일링 및 스위칭 네트워크(100(N+1))(도시되지 않음)로 전달될 수 있고, 본 실시예에서는 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150) 또는 적당한 MS(도시되지 않음)로 전송하기 위한 전송 안테나(160A-160N)로 전달된다.

도 2에 도시된, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 장점은 디지탈 베이스밴드 신호(117a-117b, 121a-121b)가 승산기 요소(260, 262)를 통하여 섹터 베이시스에 의하여 섹터로뿐만 아니라 승산기 요소(201-207)를 통하여 채널 베이시스에 의하여 채널로 스케일링될 수 있다는 것이다. 또한, 신호(117a-117b, 121a-121b)가 디지탈 도메인에서 처리되기 때문에, 결과신호는 라운딩 에러로 인한 단지 명목상의 정보 손실을 겪는다. 이는 신호 세기의 심각한 감쇄와 저하된 신호 품질로 나타나는 아날로그 도메인에서의 신호 처리와는 대조되는 것이다. 이 기기는 종래의 아날로그 기기들과 관련된 통상적인 신호 품질의 저하를 감소시키기 때문에, 이 기기의 사용은 동적 장비 공유(DES) 적용 분야뿐만 아니라 시그-온-섹터(Sig-on-Sector) 적용에서 특히 이득이 된다.

시그-온-섹터는 기지국이 복수의 섹터에서 신호 채널을 동시에 전송하는 것이 요구되는 적용 분야를 설명하기 위하여 무선 통신 산업에서 사용되는 기술 용어이다. 종래 기술의 아날로그 기기를 사용하여 이를 수행하기 위하여, 전송될 신호는 전형적으로 다수의 스위치 및 결합기를 통하여 루팅되어진다. 그러나, 이 손실이 많은 기기들에 의하여 처리되어 감에 따라 신호는 약해진다. 동일하게, 동적 장비 공유(DES)는 BSS가 공통 전방단으로/으로부터 루팅되어지는 다수의 BTS로 구성된 상황이다. 즉, 복수의 BTS로부터의 출력 신호는 모두 결합되고 공통 전송 안테나로 스위치된다. 시그-온-섹터와 같은 이 적용 분야에 있어서, 복수의 신호가 결합되고 복수의 경로로 루팅되도록 요구된다. 종래 기술의 아날로그 시스템은 비효율적이어서 신호 세기가 감소된다. 반면에, 이 적용 분야의 본 발명의 실시예는 전송될 신호에 대한 영향을 감소시킨다.

도 3을 참조하면, 도 1에 도시된 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)(125, 129)로 사용하기에 적합한 직교 주파수 상향변환기/변조기(QFUM)(300)가 도시되어 있다. QFUM(300)은 입력 베이스밴드 신호(140, 141) 또는 (142, 143)의 변조된 I, Q부를 보간 처리하기 위한 제1 및 제2 보간 필터(302, 304)를 포함한다. 베이스밴드 신호의 보간된 I, Q 부는 수치 제어식 발진기(310)로부터의 입력과 함께 믹서(306, 308)에서 수신된다. 수치 제어식 발진기(NCO)(310)는 입력으로서 주파수, ω _o 와 인버스 샘플 레이트, τ의 곱을 수신한다. 이 곱은 주파수 ω _o 에 따른 고정 위상 증가량이다. 또, 이 곱은 NCO(310) 내에 있는 위상 누산기(phase accumulator)(312)로 공급된다. 위상 누산기(312)의 출력은 샘플 위상, Φ이다. 이 샘플 위상은 정현파를 발생시키기 위하여 사인(sine) 및 코사인(cosine) 발생기(314 및 316)로 각각 전송된다. 변조된 IF 반송파의 I, Q부는 듀얼 모드 합산 노드(318)에 의하여 처리된다. 실시예에 따라, 듀얼 모드 합산 노드(318)는 신호를 합산하고("+" 기호로 도시된 대로), 그에 의하여 출력으로서 QPSK 변조된 IF 신호(117, 121)를 출력하거나, 다르게는, 듀얼 모드 합산 노드(318)가 신호를 감산하여("-" 기호로 도시된 대로), 출력으로서 직교 업컨버트된 IF 신호(117, 121)를 제공한다. 이 논의로부터 확인된 바 대로, 주어진 두 개의 베이스밴드 입력(140-141, 142-143)은 결과적으로 각각 단일 직교 업컨버트된 또는 QPSK 변조된 IF 신호 출력(117a 및 121a)이 된다. 그래서, 도 1의 DUC(125, 129)로서 QFUM(300)을 사용할 때, 상기 두 기기는 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)로 결합되고, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 사용되지 않는 입력(117b, 121b)은 "0"으로 설정된다.

도 4에, 위상의 직접 변조인 R, Θ 변조를 위한 변조기(400)가 도시되어 있다. 변조기(400)는 QFUM(300)의 방법에 비해 FM 신호를 발생시키는 단순화된 방법을 제공한다. 단일 베이스밴드 신호(140, 141, 142 또는 143)는 보간 필터(402)(FIR 필터)로 전송되고, 다음으로 스케일러(404)에서 kτ만큼 스케일링된다. 보간 및 스케일링된 베이스밴드 신호는 수치 제어식 발진기/변조기(NCOM)(408)에 있는 합산기(406)에서 고정 위상 증가량 ω _o τ와 합산된다. 다음, 이 합은 샘플 위상, Φ를 출력하는 위상 누산기(410)로 전송된다. 또, 샘플 위상 Φ는 변조기(400)의 변조된 IF 신호 출력(117a, 117b, 121a 또는 121b)을 발생시키기 위한 정현파 발생기(412)로 전송된다. 도면으로부터 명백히 알 수 있듯이, 단일 입력 베이스밴드 신호(140, 141, 142 또는 143)는 결과적으로 각각 변조된 단일 IF 신호 출력(117a, 117b, 121a, 121b)이 된다. 그래서, DUC(125, 129)를 위하여 각 두 개씩, 네 대의 상기 변조기(400)는 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)로 결합된다.

도 3 및 4에 도시된 기기들은 도 1의 실시예에 있는 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)(125, 129)에서 사용되기에 적합하다. 그러나, 도 5a 및 5b에, I, Q 상향변환 및 QPSK 또는 FM 변조와 같은 변조를 제공하는 다기능 상향변환기/변조기(500a 및 500b)가 도시되어 있다. 예를 들면, 다기능 상향변환기/변조기(500a 및 500b)는 베이스밴드 신호의 I, Q 표현을 위한 I, Q 상향변환 및 변조를 제공하거나 두 개의 베이스밴드 신호를 위한 R, Θ 변조를 제공한다. 베이스밴드 신호의 I, Q부 또는 두 개의 R, Θ 신호가 포트(502, 504)에서 다기능 상향변환기/변조기(500a, 500b)로 입력된다. 신호 선택기(506 및 508)가 제공되어서 디지탈 상향변환기/변조기(500a, 500b)의 동작 모드에 따라 I, Q 또는 R, Θ 신호중에 선택한다. 다기능 상향변환기/변조기(500a, 500b)의 두 종류의 공개된 실시예간의 차이는 다기능 상향변환기/변조기(500a)에서 변조된 IF 신호의 I 및 Q부는 듀얼 모드 합산 노드(534)에서 합산되고(가산 또는 감산됨), 그 후 변조된 IF 반송파 신호의 결합된 I/Q부(542)는 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 입력(117a)에 인가되고, 인접 브랜치(branch)는 "0"으로 유지된다는 것이다. 도 5b에서, 다기능 상향변환기/변조기(500b)는 변조된 IF 신호의 I 및 Q부를 포트(502 및 504)에서 각각 취하여, 신호(548, 549)를 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 입력쌍(117a, 117b) 또는 (121a, 121b)으로 제공한다.

I, Q 신호의 처리와 관련하여, 신호의 I 부는 선택기(506)로부터 보간 필터(510)로 전송된다. 보간된 I 신호는 신호가 코사인파 발생기(514)로부터의 정현파와 같이 믹싱되는 믹서(512)로 전송된다. 코사인파 발생기(514)는 위상 누산기(516)로부터 입력 샘플 위상 Φ를 수신한다. 선택기(518)가 제공되어 I, Q 상향변환/변조를 위한 "0" 입력을 선택한다. 선택기(518)의 출력은 스케일러(520)에서 kτ만큼 스케일링되어 가산기(522)에서 ω _o τ에 더해지는 "0" 출력을 만들어낸다. I, Q 상향변환/변조 경우에서는 ω _o τ인 이 합은 샘플 위상 출력, Φ를 만들기 위하여 위상 누산기(516)에 입력이 된다.

신호의 Q부를 처리하는 것도 유사하다. Q 신호는 선택기(508)에 의하여 선택되고 보간 필터(526)로 전송된다. 다음으로, 보간된 Q 신호는 신호가 사인파 발생기(530)로부터의 정현파와 믹싱되는 믹서(528)로 전송된다. 사인파 발생기(530)는 I, Q 신호의 경우 위상 누산기(516)에 의하여 발생되는 샘플 위상, Φ를 선택하는 선택기(532)로부터 입력을 수신한다.

도 5a에서, 변조된 IF 신호의 I 및 Q부는 듀얼 모드 합산 노드(534)에서 합산되고(가산 또는 감산) 디지탈 상향변환기/변조기(DUC)(125, 129)에 의하여 출력된다. 도 5b에서, 변조된 IF 신호의 I 및 Q부는 도 5a에서와 같이 합산되지는 않고, 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)의 입력(117a, 117b 또는 121a, 121b)에 각각 공급된다.

도 5a 및 5b에서 R, Θ를 처리할 때, 다기능 상향변환기/변조기(500a 및 500b)는 기능적으로 동일하고, (500)으로 언급될 것이다. R, Θ 모드에서, 선택기(506 및 508)는 두 분리된 R, Θ 신호를 선택한다. R, Θ 신호를 처리하기 위하여, 다기능 상향변환기/변조기(500)가 두 R, Θ 신호를 동시에 처리하기 위하여 동작한다. 제1 신호, R, Θ-1는 보간 필터(510)에서 보간되고 필터링된다. R, Θ 경우에 있어서, 선택기(518)는 보간된 R, Θ-1 신호를 선택한다. 또, 이 신호들은 스케일러(520)에서 kτ만큼 스케일링되고 가산기(522)에서 ω _o τ에 더하여진다. 가산기(522)의 출력은 코사인파 발생기(514)로 입력되는 샘플 위상, Φ를 만드는 위상 누산기(516)로 전송된다. R, Θ 처리 모드에서, 코사인파 발생기(514)의 출력은 다기능 상향변환기/변조기(500)의 변조된 IF 신호 출력의 하나이다.

제2 R, Θ 신호인 R, Θ-2는 선택기(508)에 의하여 선택되고 보간 필터(526)로 전송된다. 보간된 R, Θ-2 신호는 kτ만큼 스케일링이 일어나는 스케일러(536)로 전송된다. 스케일링된 신호는 가산기(538)에서 ω _o τ와 합산된다. 가산기(538)의 출력은 선택기(532)에 의하여 선택되고 사인파 발생기(530)로 전송되는 출력 샘플 위상, Φ를 만드는 위상 누산기(540)로 입력된다. R, Θ 처리 모드에서, 사인파 발생기(530)의 출력은 다기능 상향변환기/변조기(500)의 변조된 IF 신호 출력의 두번째 신호이다. 도 5a 및 5b에 도시된 바와 같이, FM 변조기로 동작할 때, 두 실시예는 변조된 IF 신호 R/Θ-1 및 R/Θ-2(544, 546)을 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N) 입력(117a, 117b) 및 (121a, 121b)으로 제공한다. 도 1에 도시된 각 DUC에 대하여 하나의 다기능 상향변환기/변조기가 요구된다(예로서, DUC(125)를 위하여 하나, DUC(129)를 위하여 다른 하나).

도 6은 미국 특허 출원 번호 (양수인 도킷 No. CE2827R)의 특허 출원에서 설명된 것과 같은 디지탈 양자화 잡음 감소 기기를 일반적으로 도시한다. 상기 출원은 계류중이고 양수인에게 양도되었다. 상기 출원은 공개 내용은 참조로서 본 출원에 포함되어 있다.

특별히, 도 6은 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)의 블록도를 도시한 것이다. 스케일링 및 스위칭 네트워크(100N)로부터의 출력 신호(135)는 M-비트 내지 N-비트 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)로 결합된다(M < N). N-비트 신호(135)는 N-비트 피드백(feedback) 신호(611)가 감산되는 제1 합산기(602)로 결합된다. 다음으로, 결과신호(603)는 N-비트 래치(604)에서 샘플링되고 M-비트 하드(hard) 양자화기(606)에서 양자화된다. 하드 양자화기(606)는 신호(603)의 NM LSB를 잘라낸다. 실제적으로는 "0"으로 설정한다. N-비트 에러 신호(609)는 래치(604)에 포함된 N-비트 샘플의 M-비트 최상위 비트 샘플과 하드 양자화기(606)에 포함된 M-비트 양자화 샘플간의 차이로서 합산기(608)에서 생성된다. N-비트 샘플(603)의 LSB는 변경없이 통과된다. 에러 신호(609)는 N-비트 피드백 신호(611)를 만들어 내는 필터(610)를 통하여 필터링된다. 그러나, 신호(603)의 임의의 M-비트는 특정 적용 경우에 따라 하드 양자화기(606)에서 계속 보유될 수도 있음이 숙고되어져야 한다. 마지막으로, 12-비트 디지탈-아날로그 변환기(DAC)(612)는 하드 양자화기 출력 신호(613)를 안테나(160A-160N)를 통하여 동시전송되는 아날로그 신호(155A-155N)로 변환하기 위하여 사용된다.

양자화 잡음 감소 기기의 주기능중의 하나는 디지탈-아날로그 변환기 (DAC)(612)에 의해 처리하기 위하여 N-비트 신호를 M-비트 신호로 양자화하는 것이다. 단, M은 N과 같거나 작다. 상기와 같은, 공개된 디지탈 양자화 잡음 감소 기기(150)의 다수의 대안이 존재한다.

도 7을 참조하면, 디지탈 신호를 복수의 경로로 인도하기 위한 방법의 바람직한 실시예가 도시되어 있다. 특히, 도 7은 디지탈 신호를 복수의 경로로 루팅하기 위한 방법을 나타낸다. 이 방법은 복수의 디지탈 신호를 발생시키는 단계(702)를 포함한다. 단계(704)에서, 복수의 디지탈 신호로부터 첫번째 디지탈 신호를 스케일링하여 첫번째 스케일링된 신호를 만든다. 다음으로 단계(706)에서 첫번째 스케일링된 신호를 하나 또는 복수의 합산기로 선택적으로 루팅한다. 단계(708)에서, 첫번째 스케일링된 신호를 복수의 디지탈 신호로부터의 두번째 스케일링된 신호와 합산하여 첫번째 합산 및 스케일링된 신호를 만든다. 마찬가지로, 단계(710)에서, 세번째 스케일링된 신호를 네번째 스케일링된 신호와 합하여 두번째 합산 및 스케일링된 신호를 만든다. 또한, 이 신호는 첫번째 합산 및 스케일링된 신호와 합산되어 세번째 합산 및 스케일링된 신호를 만든다. 단계(712)에서, 세번째 합산 및 스케일링된 신호는 이전 스케일링 및 스위칭 과정으로부터의 출력 신호와 합산되어, 출력 신호를 만든다. 이 출력 신호는 단계(714)에서 스케일링되고, 단계(716)에서 양자화 잡음 감소 기기로 루팅된다. 그러나, 다른 스케일링 및 스위칭 네트워크(712) 또는 복수의 전송 안테나로 루팅될 수도 있다.

본 발명의 많은 장점 및 특징이 전술된 바람직한 실시예로부터 잘 이해될 것이다. 그러나, 이는 본 발명의 실시예이지 본 발명의 한계로 여겨져서는 안되고, 본 기술 분야에서 숙련된 자가 여기에 설명된 기본적 지식의 범위 안에서 실시할 수 있는 모든 수정 및 대안 실시예를 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 본 발명의 범위는 오직 첨부된 청구 범위에 의해서만 제한된다는 것이 분명히 이해되어야 한다.