Digital amplitude modulation device |
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| 申请号 | JP14647989 | 申请日 | 1989-06-08 | 公开(公告)号 | JPH0648767B2 | 公开(公告)日 | 1994-06-22 |
| 申请人 | 株式会社ケンウッド; | 发明人 | 孝彦 岸; | ||||
| 摘要 | |||||||
| 权利要求 | 【請求項１】サンプリング周波数 Ｓ１のディジタル変調波を、周波数 Ｃのディジタル搬送波によりサンプリング周波数 Ｓ２で振幅変調するディジタル振幅変調装置において、 ２・ Ｓ１ ＝ Ｓ２ 、 Ｃ ＝（ｎ／４）・ Ｓ２とし、ｎは１，３，５，……の中の任意の１つの条件を満足すること、 を特徴とするディジタル振幅変調装置。 【請求項２】２・ Ｓ１ ＝ Ｓ２の代わりに、 ｍ・ Ｓ１ ＝ Ｓ２とし、ｍは４，６，８，……の中の任意の１つの条件を満足すること、 を特徴とする請求項１記載のディジタル振幅変調装置。 【請求項３】ディジタル振幅変調装置は、 サンプリング周波数 Ｓ１のディジタル変調波をサンプリング周波数 Ｓ１で位相が互いに９０°ずれた２つの第１，第２ディジタル変調波に変換するヒルベルト変換手段と、 サンプリング周波数 Ｓ２ 、搬送周波数 Ｃで位相が互いに９０°ずれた２つの第１，第２ディジタル搬送波を発生する搬送波発生手段と、 第１ディジタル変調波と第１ディジタル搬送波の乗算を行いサンプリング周波数 Ｓ２の第１ディジタル乗算信号を出力する第１乗算手段と、 第２ディジタル変調波と第２ディジタル搬送波の乗算を行いサンプリング周波数 Ｓ２の第２ディジタル乗算信号を出力する第２乗算手段と、 第１ディジタル乗算信号と第２ディジタル乗算信号の加算（減算）を行い、サンプリング周波数 Ｓ２のディジタルＳＳＢ波を出力する加算（減算）手段と、 から構成すること、を特徴とする請求項１または２記載のディジタル振幅変調装置。 |
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| 说明书全文 | 【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はディジタル振幅変調装置に係り、とくにディジタル変調波のサンプリング周波数と、振幅変調後のディジタル振幅変調波のサンプリング周波数が異なるディジタル振幅変調装置に関する。 従来よりＡＭ，ＤＳＢ，ＳＳＢなどの振幅変調をディジタル領域で処理するディジタル振幅変調装置が提案されている。 第５図は、従来のディジタル振幅変調装置を示すブロック図である。 アナログ変調波Ｓ Ａは、Ａ／Ｄコンバータ１０により、 このディジタル変調波Ｓ Ｄは折り返し除去フィルタ１４ このとき折り返し除去フィルタ１４から出力されるディジタル変調波Ｓ Ｄ ′のサンプリング周波数はＳ２ （ ディジタル変調波Ｓ Ｄ ′は、クロックＣＫ ２に従って動作する振幅変調器１８に入力され、サンプリング周波数 このディジタルＤＳＢ変調波Ｈ ＤはクロックＣＫ ２に従って動作するＤ／Ａコンバータ２０でＤ／Ａ変換されてアナログＤＳＢ変調波Ｈ Ａとして出力される。 ここで、Ａ／Ｄコンバータ１０のサンプリング周波数 ディジタル変調波Ｈ Ｄにおけるサンプリング周波数 一方、ディジタル変調波Ｓ Ｄのサンプリング周波数 このため、サンプリング周波数Ｓ２は高くする一方で けれどもサンプリング周波数Ｓ１のディジタル変調波Ｓ Ｄのスペクトラムには第６図の（１）に示す如く、０ よって、ディジタル変調波Ｓ Ｄの折り返し成分Ｂを予め除去する必要があり、Ａ／Ｄコンバータ１０の出力側に折り返し除去フィルタ１４を設けて折り返し成分Ｂを除去するようにしている。 このとき折り返し除去フィルタ１４から出力されるディジタル変調波Ｓ Ｄ ′のスペクトラムは第７図の（１）の如くなり、ディジタルＤＢＳ変調波のスペクトラムは、 しかしながら、上記した従来の技術では、Ａ／Ｄコンバータ１０と振幅変調器１８の間に、複雑な構成を要する折り返し除去フィルタ１４を設けなければならず、構成上の負担が大きかった。 この発明は上記した従来の問題に鑑みなされたもので、 また、構成の簡単なディジタルＳＳＢ変調装置を得ることを目的とする。 この発明のディジタル振幅変調装置は、サンプリング周波数Ｓ１のディジタル変調波を、周波数Ｃのディジタル搬送波によりサンプリング周波数Ｓ２で振幅変調するディジタル振幅変調装置において、２・Ｓ１ ＝ また、この発明の更に他のディジタル振幅変調装置は、 また、この発明の更に他のディジタル振幅変調装置は、 次にこの発明の第１の実施例を第１図を参照して説明する。 第１図は、この発明に係るディジタルＤＳＢ変調装置を示すブロック図である。 アナログ変調波Ｓ Ａが入力される入力端子ＩＮにＡ／Ｄ Ａ／Ｄコンバータ３０の出力側には振幅変調器３４が接続されており、ディジタル変調波Ｓ Ｄがディジタル領域でＤＳＢ変調されてサンプリング周波数Ｓ２のディジタルＤＳＢ変調波Ｈ Ｄが形成される。 振幅変調器３４は、タイミング発生器３６から入力する周波数Ｓ２のクロックＣＫ ２に従い、サンプリング周波数Ｓ２で搬送周波数Ｃのディジタル搬送波Ｗ Ｄを発生する搬送発生器３８と、ディジタル変調波Ｓ Ｄとディジタル搬送波Ｗ ＤをクロックＣＫ ２に従いディジタル領域で乗算する乗算器４０から成り、乗算器４０からサンプリング周波数Ｓ２のディジタルＤＳＢ変調波Ｈ Ｄ ここで、２・Ｓ１ ＝ Ｓ２ 、 Ｃ ＝（1/4）・Ｓ２ 従って、クロックＣＫ １とＣＫ ２の同期が取れているとき、乗算器４０は、ｔ＝ｔ ０で、ｔ ０におけるディジタル変調波Ｓ Ｄのサンプル値を入力して＋ｐを乗算した値を出力し、ｔ １ ＝ｔ ０ ＋Ｔで０を出力し、ｔ ２ ＝ｔ ０ ＋ 振幅変調器３４の出力側にはＤ／Ａコンバータ４２が接続されており、クロックＣＫ ２に従いディジタルＤＳＢ 次にこの実施例の動作を第２図を参照して説明する。 アナログ変調波Ｓ ＡはＡ／Ｄコンバータ３０によりサンプリング周波数Ｓ１のディジタル変調波Ｓ Ｄに変換され、振幅変調器３４に入力される。 ディジタル変調波Ｓ Ｄのスペクトラムを第２図の（１） ディジタル変調波Ｓ Ｄは振幅変調器３４の乗算器４０で等価的にサンプリング周波数Ｓ２であるかのように扱われるが、このときの折り返しスペクトラムは原信号成分に対し、同一スペクトラム，同一振幅，同一位相で重なるので、折り返し歪みを生じない（第２図の（２）参照）。 そして、ディジタル変調波Ｓ Ｄに乗算されるディジタル搬送波Ｗ Ｄの搬送周波数Ｃが（1/4）・Ｓ２であることから、乗算器４０から出力されるサンプリング周波数Ｓ２のディジタルＤＳＢ変調波Ｈ Ｄのスペクトラムは第２図の（３）のようになり、折り返しスペクトラムが原信号成分に対して同一スペクトラム，同一振幅，同一位相で重なるので、折り返し歪みを生じない。 このため、Ａ／Ｄコンバータ３０と振幅変調器３４の間に折り返し除去フィルタを介装する必要がなくなる。 振幅変調器３４から出力されたディジタルＤＳＢ変調波Ｈ ＤはＤ／Ａコンバータ４２でアナログＤＳＢ変調波Ｈ この実施例によれば、ディジタル変調波Ｓ Ｄのサンプリング周波数Ｓ１とディジタルＤＳＢ変調波Ｈ Ｄのサンプリング周波数Ｓ２の間に２・Ｓ１ ＝ Ｓ１の関係を持たせ、かつ、ディジタル搬送波Ｗ Ｄの搬送周波数 なお、搬送周波数ＣとＳ２の間に、 （ｎ／４）・Ｓ２ 、ｎ＝３，５，７，…… の関係があるときも、同様にして、ディジタルＤＳＢ変調波Ｈ Ｄのスペクトラムの原信号成分に折り返し成分が同一スペクトラム，同一振幅，同一位相で重なるため折り返し歪みが生じない。 また、サンプリング周波数Ｓ１とＳ２の間に、 ｍ・Ｓ１ ＝ Ｓ２ 、ｍ＝４，６，８，…… の関係にあるときにも、ディジタルＤＳＢ変調波Ｈ Ｄのスペクトラムは、ナイキスト帯域内の原信号成分とは異なる位置にも折り返しが生じるが、原信号成分に対しては折り返し成分が同一スペクトラム，同一振幅，同一位相で重なるため折り返し歪みが生じず、Ｄ／Ａ変換後のアナログＤＳＢ変調波Ｈ Ａに対しアナログＩＦフィルタ等で簡単に原信号成分を取り出すことができ、Ａ／Ｄコンバータ３０と振幅変調器３４の間に折り返し除去フィルタを設けなくても済む。 次にこの発明の第２の実施例を第３図に基づいて説明する。 第２の実施例はディジタルＳＳＢ変調装置を示すブロック図である。 アナログ変調波Ｓ Ａが入力される入力端子ＩＮにＡ／Ｄ Ａ／Ｄコンバータ３０の出力側には振幅変調器５０が接続されており、ディジタル変調波Ｓ Ｄがディジタル領域でＳＳＢ変調されてサンプリング周波数Ｓ２のディジタルＳＳＢ変調波Ｇ Ｄが形成される。 振幅変調器５０ではＡ／Ｄコンバータ３０の出力側にヒルベルト変換器５２が接続されており、クロックＣＫ １ ヒルベルト変換器５２の第１ディジタル変調波Ｓ Ｄ１の出力側には第１乗算器５４、第２ディジタル変調波Ｓ 振幅変調器５０には搬送波発生器５８が設けられており、タイミング発生器６０から入力する周波数Ｓ２のクロックＣＫ ２に従い、搬送周波数がＣ 、サンプリング周波数がＳ２で、互いに位相が９０°異なる第１， 第１乗算器５４はタイミング発生器６０から入力するクロックＣＫ ２に従い、第１ディジタル変調波Ｓ Ｄ１と第１ディジタル搬送波Ｗ Ｄ１の乗算を行い、第１ディジタル乗算信号Ｋ Ｄ１として出力する。 また第２乗算器５４はクロックＣＫ ２に従い、第２ディジタル変調波Ｓ Ｄ２と第２ディジタル搬送波Ｗ Ｄ２の乗算を行い、第２ディジタル乗算信号Ｋ Ｄ２として出力する。 ここで、２・Ｓ１ ＝ Ｓ２ 、 Ｃ ＝（1/4）・Ｓ２ 従って、クロックＣＫ １とＣＫ ２の同期が取れているとき、ヒルベルト変換器５２から出力される第１ディジタル変調波Ｓ Ｄ１と第２ディジタル変調波Ｓ Ｄ２のサンプリングタイミングが（1/2）・Ｔだけずれるようにしておけば、第１乗算器５４は、ｔ＝ｔ ０で、ｔ ０における第１ディジタル変調波Ｓ Ｄ１のサンプル値を入力して＋ また、第２乗算器５６は、ｔ ０で０を出力し、ｔ １で、 第１乗算器５４，第２乗算器５６の出力側にはクロックＣＫ ２に従い動作する加算器６２が接続されており、２ このように構成された振幅変調器５０の出力側にはＤ／ 次にこの実施例の動作を第４図を参照して説明する。 アナログ変調波Ｓ ＡはＡ／Ｄコンバータ３０によりサンプリング周波数Ｓ１のディジタル変調波Ｓ Ｄに変換され、振幅変調器５０に入力される。 ディジタル変調波Ｓ Ｄは振幅変調器５０のヒルベルト変換器５２において、位相が互いに９０°異なり、サンプリング周波数Ｓ１で、サンプリングタイミングが（1/ 第１，第２ディジタル変調波Ｓ Ｄ１ ，Ｓ Ｄ２は第１，第２乗算器５４，５６で等価的にサンプリング周波数 そして、第１，第２ディジタル変調波Ｓ Ｄ１ ，Ｓ Ｄ２に乗算される第１，第２ディジタル搬送波Ｗ Ｄ１ ，Ｗ Ｄ２ このため、Ａ／Ｄコンバータ３０と振幅変調器５０の間に折り返し除去フィルタを介装する必要がなくなる。 振幅変調器５０から出力されたディジタルＳＳＢ変調波Ｇ ＤはＤ／Ａコンバータ４２でアナログＳＳＢ変調波Ｇ この実施例によれば、ディジタル変調波Ｓ Ｄのサンプリング周波数Ｓ１とディジタルＳＳＢ変調波Ｇ Ｄのサンプリング周波数Ｓ２の間に２・Ｓ１ ＝ Ｓ１の関係を持たせ、かつ、第１，第２ディジタル搬送波Ｗ Ｄ１ ， なお、搬送周波数ＣとＳ２の間に、 （ｎ／４）・Ｓ２ 、ｎ＝３，５，７，…… の関係にあるときも、同様に、ディジタルＳＳＢ変調波Ｇ Ｄのスペクトラムの原信号成分に折り返し成分が同一スペクトラム，同一振幅，同一位相で重なるため折り返し歪みが生じない。 また、サンプリング周波数Ｓ１とＳ２の間に、 ｍ・Ｓ１ ＝ Ｓ２ 、ｍ＝４，６，８，…… の関係にあるときにも、ディジタルＳＳＢ変調波Ｇ Ｄのスペクトラムの原信号成分に折り返し成分が同一スペクトラム，同一振幅，同一位相で重なるため折り返し歪みが生じず、Ａ／Ｄコンバータ３０と振幅変調器５０の間に折り返し除去フィルタを設けなくても済む。 なお、第３図中の加算器を減算器としたディジタルＳＳ また、上記した各実施例ではディジタルＤＳＢ変調とディジタルＳＳＢ変調を例に挙げたが、他のディジタル振幅変調に適用することもできる。 この発明のディジタル振幅変調装置によれば、ディジタル変調波のサンプリング周波数Ｓ１と、振幅変調後のディジタル振幅変調波のサンプリング周波数Ｓ２を、 また、ディジタル変調波のサンプリング周波数 更に、ディジタル振幅変調装置は、サンプリング周波数 第１図はこの発明の第１の実施例に係るディジタルＤＳ |
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