Signal transmission method and a transmitter

【発明の詳細な説明】 本発明は直接変換受信機（direct conversion receiv
ers）を使用するという特定の応用分野での無線システムの信号の送出方法に関する。

直接変換受信機には多くの利点があり、それらは例えば、反映像前置フィルタ（anti−image front−end fil
ter）及びクリスタル中間周波フィルタを設けなければならないという制約が回避できる手段となるという利点、無線受信機を集積回路として構築できるという利点、等である。 一般的に直接変換受信機は、直角位相関連出力（quadrature related outpus）を生成する１対の前置ミキサを有し、それらの直角位相関連出力は低域通過濾波されて、一方の出力が更に90゜位相シフトされた後に両方の出力が復調器に与えられる。 前置ミキサから出て来る信号は、０周波数（すなわち直流）の周りで折り返されて、そこに必然的に存在する直流オフセットが信号スペクトルの真ん中に現れる。 この直流オフセットは、もし増幅されるならばその特性の一方の側で増幅器を動作させるようになるであろう。 この問題を回避するために、増幅が多段階で行われて各段階の後に直流阻止キャパシタが挿入される。 直流阻止キャパシタを用いることの欠点は、ミキサからの信号の直流コンポネント及び低周波コンポネントを除去することであり、そのため送られて来た信号スペクトルの真ん中にノッチ（notc
h）や孔（hole）が現れる。 今日の変調方式では、信号スペクトルの真ん中にあるこの孔は許容されるのであるが、孔が存在するという理由で直接変換受信機を使用することのできない変調方式が導入されることも起こり得る。 真ん中にノッチがあるという問題を緩和する一つの方法として、容量の値の高いキャパシタを用いてノッチの幅をできるだけ狭くするならば、それらのキャパシタほ物理的に大きくなり、且つ回路の時定数及びスイッチ・オンに際しその設定時間を長くする、という欠点がある。

本発明の背景として、直接変換受信機を用いて求める信号を復元したという意図がある。 直接変換受信機の持つ多くの利点のうちで、無線受信機を集積回路として構築できるということは、とりわけ重要である。 しかしそれを可能にするためには、可聴周波数の帯域で信号濾波を実行することが必要である。 周波数偏移変調（FSK）
信号を用いると、周波数コンポネントが通常は搬送周波数の上と下とに来るので、受信機信号がベースバンドにミックスダウンされて差信号が選択されるときには、搬送周波数の下と上とにある対応の周波数コンポネントが相互に重なり合って、０周波数すなわち直流に合致する。 それ故に、直流は求めている信号も表すが、それと同時にミキサからフィルタへの直流接続の結果として立ち上がる直流オフセットによる不所望の信号も表すものである。 直流オフセットは、キャパシタを用いてなされる交流カップリングにより除去することができる。 しかしそうすることによって、直流の０周波数又はその近傍領域の周波数コンポネントをも除去してしまうので、信号の存在しない「ノッチ」が生じてしまう。 ノッチの大きさは大容量のキャパシタにより減らすことができるが、のキャパシタは集積化に不適か又は大きな面積を要するばかりでなく、回路時定数をも不当に増大させるという欠点がある。 集積化できるような小容量のキャパシタを用いれば、時定数を減少させるだけではなく、ノッチの大きさの増加が生じて、それは求める信号が更に多く失われることを意味する。

本発明の目的は、キャパシタを用いた直流阻止の結果として生じるこれらの問題を軽減するのに、求める信号Ｂのスペクトルを２つの部分b,b′に分割してそれらをキャリヤ上で変調することにより、各部分を搬送周波数
f _cから等しくオフセットする、というものである。 ベースバンドにミックスダウンされると、上記２つの部分b,
b′が重なって直流からオフセットされるので、直流阻止のために小容量のキャパシタを用いることができ、それが受信機時定数に不当に影響することはなく、また同時に復調された信号コンポネントは保存され、帯域通過フィルタを使って不必要な帯域外信号から分離することができる。

本発明によれば、複数の信号チャネルを設けた無線システムにおける信号を送出する方法であって、少なくとも２つの信号チャネルを、それぞれ２つのサブチャネルに周波数的に分割して、２つのサブチャネルが相互に異なる周波数帯域を占有するようにし、上記２つのサブチャネルはいずれも、少なくとも信号チャネルの帯域幅だけ互いに隔離され、また１つの信号チャネルのサブチャネルが占有する周波数帯域と、少なくとももう１つ別の信号チャネルのサブチャネルが占有する周波数帯域とは、交互にインターリーブして配列され、それによって、１つの信号チャネルの少なくとも１つのサブチャネルの周波数帯域は、他の信号チャネルの２つのサブチャネルの周波数帯域の間に配置される信号送出方法、が用いられるのである。

各チャネルのメッセージ・データをこのやり方で分割すると、受信機側では局部発振器を２つの関連サブチャネル間の中点に同調させて、帯域通過フィルタにより不必要な信号は直流オフセットと共に除去することができる。 直流そのものは値の小さいキャパシタによって除去することができる。 その結果、受信機は極めて迅速に安定するので、例えばコードレス電話のような応用分野に適用できるようになる。

一つの実施例では、実行の送出スペクトルは、信号チャネルのそれぞれ１番目のサブチャネルが占有する周波数帯域を予め定められた順序に配列した１番目の周波数帯域列と、それぞれ２番目のサブチャネルが占有する周波数帯域から成る２番目の周波数帯域列とを含み、該２
番目の周波数帯域列は、上記１番目の周波数帯域列の直後に引き続いて配置され、該１番目の周波数帯域列と同じ予め定められた順序に配列されているような信号送出方法が用いられる。

次の実施例では、複数の信号チャネルを設けた無線システムに、２個又はそれ以上の信号チャネルから成るグループが少なくとも２グループあり、各グループの信号チャネルの送出スペクトルは、それぞれの信号チャネルの１番目のサブチャネルにより占有される周波数帯域を予め定められた順序に配列した１番目の周波数帯域列と、それぞれの信号チャネルの２番目のサブチャネルにより占有される周波数帯域から成る２番目の周波数帯域列とを含み、該２番目の周波数帯域列は上記１番目の周波数帯域列の直後に引き続いて配置され、該１番目の周波数帯域列と同じ予め定められた順序に配列されているような信号送出方法、が用いられるのである。

本発明のもう１つの態様では、複数の信号チャネルを設けた無線システムにおける信号を送出する送信機が、
入力信号を２分割して相互に補完し合う第１の信号部分と第２の信号部分とに分けるための分割手段と；上記相互に補完し合う２つの信号部分の第１部分及び第２部分を、上記信号チャネルを構成する互いに間を離して配置された第１のサブチャネル及び第２のサブチャネルの２
つのサブチャネルで変調するための変調手段と；変調された２つの信号部分から送出信号を生成する手段と；を有して成り、上記第１のサブチャネルと第２のサブチャネルとは、相互に異なる周波数帯域をそれぞれ占有し、
且つそれらの周波数帯域は送信機のキャリヤ周波数に関して対称の位置に在ることを特徴とする。

また、上記送信機の上記送出信号を生成する手段は、
上記相互に補完し合う２つの信号部分をそれぞれ第１サブキャリヤ及び第２サブキャリヤで変調するための変調手段を含んで成り、これらの各サブキャリヤの周波数幅はサブチャネルを隔離する周波数幅の半分に等しいものであり、また上記送出手段は、上記２つの変調手段の出力信号の和信号を求める手段及び差信号を求める手段と、上記和信号と上記差信号との間に相対的に90゜位相シフトを生じさせるための移相手段と、直角位相関連キャリヤ信号を用いて上記相対的に位相シフトしてある信号を周波数逓増変換するためのミキサ手段と、上記周波数変換された２つの信号を結合するための手段とを更に含んで成るものとする。

また本発明の更に別の態様では、当該無線システムで使用される直接変換受信機が、１対のミキサと、帯域通過フィルタ手段と、復調手段と、サブチャネルの組合わせ手段とを含んで成り、上記１対のミキサは、ある選定されたチャネルのサブチャネル間の中点の周波数に同調してある局部発振器からの信号とミックスされたときに、直角位相関連出力を生成するものであり、上記帯域通過フィルタ手段は、ミキサからの出力を濾波して所望の変調されたサブチャネル信号を求めるものであり、上記復調手段は２つのサブチャネルを求めるものであり、
上記サブチャネルの組合わせ手段は上記２つのサブチャネルを組み合わせて最初の変調を再び形成するものである。

本発明の更に別の利点は、２つの前置ミキサと当該システムの受信機の直接変換構造中の信号経路とが精密に整合している必要がないことで、整合は２つの所望のサブチャネルを相互に分離するために必要であるに過ぎず、またこれらは常に（同じ送信機か来る）同じ振幅のものだから、30dB却下（30dB rejection）と等価の整合精度で十分であろう。

次に、本発明を実施例により図面を参照して詳細に説明する。 図面中では対応する特徴を指すのに同じ引用記号を用いてある。

第１図は、直接変換受信機を使用する在来型の無線システムにおける典型的な信号スペクトルを示す図であって、ダイアグラム１（Ｉ）はキャリヤ信号f _cを中心に置いた周波数変調信号Ｂを含む送信機出力のスペクトルである。 信号Ｂの両側に隣接チャネル信号Ａ及びＣを持つ典型的な無線信号スペクトルを示す。 受信機では、信号Ｂをベースバンドにミックスダウンして中間周波スペクトルを生成し、ダイアグラム１（III）に示すように、
信号Ｂは０で折り返されており、隣接チャネル信号ＡとＣとは相互に重なっている。 低域通過濾波及び直流阻止キャパシタにより直流オフセットをすべて取り除くと、
信号Ｂの濾波された信号スペクトルが生成され、これがダイアグラム１（IV）に示されている。 茲では隣接チャネル信号Ａ及びＣは既に消去され、直流に隣接する周波数応答にギャップが導入される。 このギャップが「ノッチ」であって、このダイアグラムでは信号Ｂのスペクトルの低周波側の端にノッチ10が示されている。 このノッチが所要の信号に欠落をもたらす。 信号Ｂは例えば既知の整相（phasing）の方法で復調される。

ノッチ10は値の高い直流阻止キャパシタンスを用いて減らすことができるが、それは体積が大きくなり且つ受信機回路の時定数が長くなってスイッチオンに際し不必要に長い立ち上がり時間を要するという不利益を生じさせる。 そうかと云って、値の低いキャパシタを用いれば時定数を減らすことはできるが、ノッチのサイズが大きくなり、そのために信号の欠落も大きくなる。

これらの不利益が本発明による無線システムでは克服されるのである。 以下にそれを詳しく説明しよう。

第１図では信号チャネルA,B,Cが、互いに隣接する３
つの12kHz幅のチャネルとして表され、そのうちのＢが所望のチャネルとする。 12kHzという値は説明の便宜のためのものであって、格別の意味はない。 チャネルＢ信号は周波数f _cのキャリヤで変調され、チャネルＢがf _cの周りに対称に置かれて、ダイアグラム１（II）ではf _cの
6kHz下からf _cまでのサブチャネルｂのエンベロープ部分と、f _cからf _cの6kHz上までのサブチャネルｂ′のエンベロープ部分とに分けられている。 ３つのチャネルA,B,C
上の信号がすべて、例えば第４図に示すような０中間周波受信機で受信されると、f _cに対応する局部発振器周波数とA,B,Cをミキシングする過程で、f _cより下にあるすべての周波数は折り返されて、ＡとＣとが相互に重なり合い、Ｂの２つのサブチャネルのエンベロープ部分ｂとｂ′とが相互に重なり合う。 これがダイアグラム１（II
I）に示されている。 不要のチャネルＡとＣは、通過帯域が例えば０から6kHzの低域通過フィルタにより除去される。 既知の直角位相関連復調技術を用いてチャネルＢ
内部の信号は復元することができる。

ところが、サブチャネルｂ及びｂ′の帯域幅は、それぞれ０ないし6kHz（すなわち直流から6kHzまで）であるから、直流阻止手段を持つ受信機、例えば直流オフセットを阻止する直列キャパシタを具えた受信機では、０周波数及びその近傍にある所望の信号がすべて欠落する。
ダイアグラム（IV）に示されるエンベロープＢとダイアフラム１（III）に示されるエンベロープＢとを比較すれば、信号の欠落を生じさせるノッチが直流の処に形成されていることが理解されよう。

本発明による解決策は、直流阻止の手段を設けるけれども、同時に所望の信号はすべて復元できることを保証しようというものである。 第２図に示す周波数配置計画では、無線チャネルを周波数的に２つのサブチャネルに等分して隔離し、これを少なくとも更にもう１つ別のやはり２つのサブチャネルに等分して隔離した無線チャネルと、インターリーブして配列する。 ダイアグラム２
（Ｉ）に示すのは、キャリヤ周波数f _cの両側に少なくとも6kHzの間隔を置いて配置された所望のチャネルの相互に補完し合う各半分ｂ及びｂ′である。 これと、他の（不所望の）チャネルＡとＣのそれぞれ相互に補完し合う各半分とをインターリーブして配置したのがダイアグラム２（II）である。 従って、このダイアグラム２（I
I）に示す信号帯域を０中間周波数に逓減変換して、所望のサブチャルのエンベロープ部分ｂ及びｂ′を重ね合わせた周波数の下端が、０周波数（すなわち直流）から少なくとも6kHz離れて配置される。 これがダイアグラム２（III）に示されている。 こうすれば、小さい値のキャパシタを用いてミキサ出力に直流阻止を行っても、所望の信号を欠落する恐れは無くなり、この所望の信号が不所望の信号を重ね合わせたa,c′及びc,a′から分離されて、ダイアグラム２（IV）に示すように、帯域通過フィルタを用いて所望のエンベロープb,b′だけが残される。

ダイアグラム２（II）には３つのチャネルの周波数配置計画が示されており、各サブチャネル、すなわちそれぞれ相互に補完し合う各半分a,a′とb,b′とc,c′とが、順次インターリーブされているので、そのうちのどれか１つの信号を復元するためには、該信号の分離された２つのサブチャネルのエンベロープの内側の縁の間の中点に、局部発振器の周波数を設定する。 第２図はチャネルＢを復元する場合を示しているが、例えばc,c′を復元したいならば、局部発振器周波数はａ′とｂ′の中間の値に設定する。

このようにすればミキサの出力として所望のサブチャネルb,b′が求められ、引き続いて既知の整相（phasin
g）の方法で復調され、組み合わせてチャネル信号ｂ＋
ｂ′が形成される。 所望の信号が直流から間隔を置いてあるので、ノッチが大きいか小さいかは問題にならず、
その結果として、値の小さい直流阻止キャパシタを用いてもスイッチオンに際し立ち上がり時間に不都合な影響は生じない。

サブチャネルの配列及びインターリーブのやり方は、
「所要でない」サブチャネルを「所要の」サブチャネルの間に置くという最低条件を満たす範囲内で、任意に選定してよい。 第２図に示す配列では、サブチャネルが２
つのグループに分けてあり、一方のグループは各信号の下半分のサブチャネルを予め定められた順序に配置し、
もう一方のグループは各信号の上半分のサブチャネルを同じ順序に配置してある。 従って無線スペクトルの配列はa,b,c,a′,b′,c′となっている。 更に多くのチャネルがある場合には、２つのグループに分けて配列することもできるが、その代わりに上記のような１対のグループを連鎖的に繋いでもよいのである。 例えば９個の送信信号チャネルA,B,C,D,E,F,G,H,Iがある場合には、それらの各サブチャネルの対を次のように： a,b,c,a′,b′,c′;d,e,f,d′,e′,f′;g,h,i,g′,h′,
i′； と配列することができる。

第３図は本発明による無線システムの送信機の実施例を説明する図である。 送出しようとするメッセージ信号が端子12に与えられる。

送出するメッセージがデータ・メッセージである場合には、マルチプレクサ14においてデータ・ビットが交互に２つのデータ・ストリームに多重化されて、変調器1
6,18においてサブチャネル隔離周波数の半分の各サブキャリヤで変調するのに用いられて、図示のようにサブチャネルb,b′を生成する。 送出するメッセージがアナログ入力の場合には、マルチプレクサ14において入力信号スペクトルが例えばフィルタにより２つの周波数帯域に分割されて、サブチャネルの中心周波数に達するまで別々に逓増変換され、サブチャネルb,b′となる。 変調器出力は加算増幅器20及び差動増幅器22において算術的に結合される。 増幅器20の出力はミキサ26に与えられ、また増幅器22の出力は移相器24で90゜位相シフトしてからミキサ28に与えらえる。 これらの出力は局部発振器30を用いてキャリヤの中心周波数f _cに達するまで周波数を逓増変換されるが、局部発振器30の出力はミキサ26に直接与えらえ、ミキサ28には移相器32で90゜位相シフトしてから与えられる。 ミキサ26及び28の直角位相関連出力は加算増幅器34で結合されてアンテナ36に与えられる。 送信機出力は図中に示すダイアグラムの通りである。

第３図の送信機の動作を更に詳しく説明すれば： 変調器16からの帯域限定信号は、m _b及びcosφ _ｂを時間の関数とするとき ｂ＝m _b cosφ _ｂ （Ａ） と表すことができ、また、変調器18からの帯域限定信号は、ｍ _ｂ′及びcosφ _ｂ′を時間の関数とするとき ｂ′＝ｍ _ｂ′ cos _ｂ′ （Ｂ） と表すことができる。 加算増幅器20で式（Ａ）と式（Ｂ）を加算すると： m _b cosφ _ｂ ＋ｍ _ｂ′ cos _ｂ′ （Ｃ） となり、差動増幅器22で式（Ａ）から式（Ｂ）を減算すると： m _b cosφ _ｂ −ｍ _ｂ′ cosφ _ｂ′ （Ｄ） となる。

w _c ＝２πf _cとするとき、式（Ｃ）をcos（w _c t）で周波数逓増変換すると： m _b cosφ _b cos（w _c t）＋ｍ _ｂ′ cosφ _ｂ′ cos（w _c t）
（Ｅ） となる。 また、移相器24において、式（Ｄ）をπ/2だけ位相シフトすると： m _b cos（φ _ｂ ＋π/2）−ｍ _ｂ′ cos（φ _ｂ′ ＋π/2）
（Ｆ） となり、次に、式（Ｆ）を−sin（W _c t）で周波数逓減変換すると： m _b cos（φ _ｂ ＋π/2）（−sin（w _c t）） −ｍ _ｂ′ cos（φ _ｂ′ ＋π/2）（−sin（w _c t）） （Ｇ） となる。

加算器34において（Ｇ）と（Ｅ）を加算すると： −m _b cos（φ _ｂ ＋π/2）sin（w _c t） ＋ｍ _ｂ′ cos（φ _ｂ′ ＋π/2）sin（w _c t） ＋m _b cosφ _b cos（w _c t）＋ｍ _ｂ′ cosφ _ｂ′ cos（w _c t）
（Ｈ） となり、これの括弧をほどいて、m _b及びｍ _ｂ′について括り直すと： −m _b （cosφ _b cos（π/2）sin（w _c t） −sinφ _b sin（π/2）sin（w _c t）−cosφ _b cos（w _c t）） ＋ｍ _ｂ′ （cosφ _ｂ′ cos（π/2）sin（w _c t） −sinφ _ｂ′ sin（π/2）sin（w _c t）＋cosφ _ｂ′ cos（w _c
t）） （Ｊ） となる。 茲で、cos（π/2）＝０及びsin（π/2）＝１であるから、式（Ｊ）は： ＋m _b （＋sinφ _b sin（w _c t）＋cosφ _ｂ （w _c t）） ＋ｍ _ｂ′ （−sinφ _ｂ′ sin（w _c t）＋cosφ _ｂ′ cos（w
_c t）） （Ｋ） となり、式（Ｋ）を更に書き直すと： ＋m _b cos（φ _ｂ −w _c t）＋ｍ _ｂ′ cos（φ _ｂ′ ＋w _c t） となる。 これがキャリヤ周波数f _cの下に現れる帯域限定信号b,及びキャリヤ周波数f _cの上に現れる帯域限定信号ｂ′を表している。

第４図は受信機の構造を説明する図である。 アンテナ
40がミキサ42,44に接続されている。 ２つの所望なサブチャネルb,b′の間の中点に設定されている局部発振器4
6がミキサ42に接続され、また90゜移相器48を介してミキサ44に接続されている。 ミキサ42,44の直角位相関連周波数逓減変換出力は利得段50,52を経て帯域通過フィルタ54,56に与えられる。 この利得段には直流阻止キャパシタが含まれるが、それは図示されていない。 帯域通過フィルタ54,56の通過帯域は、所要のサブチャネルb,
b′のみを通過させるように設定されている。 フィルタ5
6の出力は移相器58で90゜位相シフトされて、その出力とフィルタ54の出力とが、差動増幅器60及び加算増幅器
62において算術的に結合され、変調されたサブチャネルｂ及びｂ′が得られる。 増幅器60及び62の出力はそれぞれ復調器64及び66に与えられて、サブチャネルｂ及びｂ′が求められ、それらは周波数デマルチプレクサ68で結合されて、端子70に完全なメッセージ信号が生成される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、直接変換受信機を用いる複数の信号チャネルを設けた無線システムにおける在来の送出信号スペクトルを、ダイアグラム１（Ｉ）ないしダイアグラム１（I
V）に示す図であり、 第２図は、直接変換受信機を用いる複数の信号チャネルを設けた無線システムにおける本発明の方法による送出信号スペクトルを、ダイアグラム２（Ｉ）ないしダイアグラム２（IV）に示す図であり、 第３図は、直接変換受信機を用いる複数の信号チャネルを設けた無線システムにおける、本発明の方法によって信号を送出する無線送信機の概略ブロック図であり、 第４図は、本発明の方法による送出信号を受信する直接変換受信機の概略ブロック図である。 10……ノッチ 14……マルチプレクサ 16,18……変調器 20,34,62……加算増幅器 22,60……差動増幅器 24,32,48,59……90゜移相器 26,28,42,44……ミキサ 30,46……局部発振器 36,40……アンテナ 54,56……帯域通過フィルタ 64,66……復調器 68……デマルチプレクサ