减少量化噪声的方法和装置

本发明涉及数字信号处理，具体涉及在数字信号处理应用中减少量 化噪声的方法和装置。

数字信号处理逐渐发展成为在很多信号处理应用中的优选实施。改 进的、较高速的和较低造价的数字信号处理器(DSP)和其它的数字电 路单元都伴随一些增加灵活性和精确性的数字电路相继出现，正推动着 大量信号处理应用从模拟论坛转移到数字论坛。虽然数字信号处理提供 上面提到的一些优点和其它优点，但也并非无缺点。例如，在一些应用 特别是在射频(RF)通信领域中，本身就是模拟的。对于RF应用的信 号处理，经常要求把模拟信号例如RF信号或中频(IF)信号转换成为 数字信号，同样，也要求把数字信号转换成为模拟信号。

在很多数字处理应用(包括那些在宽带数字收发信机中已完成的) 中，信号的精确度必须从高的精确度等级转换到较低的精确度等级。例 如，一个表示为32个信息的信号须降低成表示为16个比特信息的信号， 这是由于某些数字处理单元例如数/模转换器(DAC)的容量限制造成 的。然而，这种转换会丢失信息。可以理解在上述的例子中在给定数据 速率的情况下32比特能够表示比16比特时多的信息。这种信息丢失的 结果表现为量化噪声。

参照图1，图中示出用以说明量化噪声影响的一个典型例子。在图 示的应用中，一个给定频率的16比特的数字信号X由数/模转换器 (DAC)10转换成为模拟信号。然而，DAC10仅是一个12比特的DAC 装置。为此，信号X须先被转换成为一个12比特的信号。一个典型的解 决方案是使用硬量化器12，它舍尾信号X的最低有效位(LSB)，在 这个实例中是4个LSB，以产生一个12比特的信号Y。在这个应用中 噪声相对于载波信号以分贝(dB)为单位用下式表示：

噪声(dB)＝20log2-n 式中n是DAC的比特数。于是，12比特的DAC的噪声电平是(-72) dB；13比特的DAC的噪声电平是(-78)dB，依次类推。噪声通常 分布在整个奈奎斯特带宽上，每赫兹的噪声功率可以忽略。然而，噪声 通常是以预先考虑的频率例如该信号的二次和三次谐波出现的，这就 是重要的问题。

为了解决在一些特定频率上静噪的问题，业已建议在信号中引入的 伪随机噪声，这通常称作“高频振动”。很多高频振动技术已在美国专 利4,901,265、4,951,237、5,073,869、5,228,054和5,291,428中讲述 了。高频振动的主要缺点是要求必须提供伪随机噪声发生器电路，而该 电路通常很复杂，从而导致应用实施精细和昂贵。

据此，现在需要一种减少量化噪声且不明显增加数字信号处理电路 费用和复杂性的方法和装置。

图1示出一种先有技术的16比特/12比特量化电路的方框图；

图2示出根据本发明优选实施例的一种量化电路的方框图；

图3示出图2所示的量化电路中使用的一种滤波器的转移功能表示；

图4示出量化噪声时基于舍尾而不基于本发明的频谱图；

图5示出说明图2所示的量化电路性能的频谱图。

按照本发明，在量化电路的输入端要提供一反馈信号以减少量化噪 声。这个反馈信号是作为N比特信号的一个样值与M比特已量化信号的 一个同时发生的样值之间的滤波差值而产生的，这里，M＜N。在量化之 前，从输入信号减去这个反馈信号，从而将带外噪声引入输入信号，以 减少已量化信号的带内噪声。

参照图2，图中示出了根据本发明的一种N比特/M比特量化电路 200，这里M＜N。一个N比特信号X耦合到加法器202，在这里减掉N 比特的反馈信号W。然后，将所得到的信号X’在N比特锁存器204中 取样，并伴随地在M比特硬量化器206中量化。硬量化器舍尾信号X’ 的N-M个LSB，实际上是将M到N的LSB设置为0值。一个N比 特误差信号E在加法器208中产生以作为锁存器204内含的信号X’的N 比特样值中M个最高有效位(MSB)与硬量化器206内含的M比特已 量化样值之间的差值。信号X’的N比特样值的LSB通过不变。误差信号 E通过滤波器(IIR LPF)210滤波，生成N比特反馈信号W。不过， 可以理解，根据特殊应用的需要，信号X’的任意M比特可以保留在硬量 化器206中。

图2还示出了一个12比特DAC212，用以将硬量化器的输出信号Y 转换成为模拟信号。然而，可以理解，本发明可用于苛求避免引入量化 噪声的从高精度信息信号转换成为低精度信息信号的任何数字信号处理 应用中。

滤波器210应选择得只让误差信号E的相对于输入信号X是带外的 成分通过。在优选实施例中，滤波器210是一个低通滤波器，它基本上 保持了由反馈信号W引入信号X’的低频噪声成分，它远离了感兴趣的有 用频带，这在图4和图5中示明了。从图4可以看出，在不采用本发明 的情况下，以频率fs的寄生噪声分量具有显著的能量，呈现在频率fx感 兴趣的有用信号周围。从图5可以看出，虽然存在滤波器210截止频率 ffco之下明显的能量数量，但只有低电平的噪声基本上均匀地分布在频率 fx的感兴趣的有用信号的周围。与不采用本发明的12比特量化器所期望 的典型值(-72)dB相比，在本发明的测试中，以频率fx为中心可观 察到噪声底限为(-93)dB。这些数据是参考DAC212的模拟信号输 出而产生的。

量化电路200的另一个特点是当信号X不存在或基本上为0时无噪 声输出。采用先有技术的高频振动技术时，伪随机噪声连续地输入到量 化电路，而在无输入信号时，量化电路的输出信号就是伪随机噪声。在 本发明中，当输入信号X不存在或基本上为0时，信号X’的N比特样值 与M比特已量化样值之间的差值实际为0。因此，在无输入信号时，量 化电路200的输出为0。

正如针对量化电路200的优选实施方案中所描述的，误差信号E是 16比特信号。然而，因为主要影响误差信号E的是N-M个LSB，所 以N-M比特信号能被取代。在这样的一个实施方案中，误差信号E的 符号信息将被丢失。为此，更需要实施一个保留了信号X’的符号比特的 (N－M)＋1比特误差信号。这样的实施方案简化了误差信号E的数 据路径，也减小了滤波器210的尺寸。

参照图3，图中示出了滤波器210的一种优选实施方案的转移功 能。从图3可以看到，滤波器210是一个3实柱滤波器(3 real pole filter)，它可以用3个全加器302、304、306和一个延迟单元308来 实现。在本发明优选实施例中，滤波器210的柱应选择得为15/16，这考 虑了图3所示的简化实施方案。可以看出，这个实施方案有利于消除对 乘法器的需求，这允许在专用集成电路(ASIC)中简化实施滤波器 210。滤波器210还含有一个总增益系数，在优选实施例中约为100dB。 增益在滤波器210的每级都提供，这增强了反馈信号相对于输入信号X 的电平，因此也增强了反馈信号W对输入信号X作用而产生的噪声。

从上文所述，可以理解，本发明的量化电路200提供了一个极其简 化的实施方案，特别是相对于ASIC的实施而言。消除高频振动技术先前 要求的伪随机噪声发生器和有利选择滤波器设计最大限度地减少了 ASIC所需的门电路。本发明的这些优点和其它优点以及应用对于本领域 的普通技术人员来说从上文的描述和所附的权利要求书阅读中是可以理 解的。