具有嵌套的调幅控制器和调相控制器的功率放大器

本发明涉及线性发射机，具体涉及嵌套在射频发射机的功率放 大器(PA)组件周围的调幅(AM)控制环和调相(PM)控制环。

一般地说，射频发射机(例如用于无线电话机中的射频(RF)发 射机)使用标准的调相(PM)技术。因调制格式中无调幅(AM)分 量，故PM发射机使用高效的和具有大幅度非线性的功率放大器( PA)。这些PA通常使用晶体管偏置技术，从而使偏置电流最小化， 并且通过改变偏置电流来控制输出功率。

近来，需要一种用于发射具有AM分量和PM分量的信号的 发射机。AM/PM发射机要求具有用于幅度和相位的调制电路。一 般地说，调制电路由控制环电路配置形成。图1是现有技术AM/ PM发射机的详细方框图，该发射机具有AM115控制环和PM117 控制环。除了调相之外，PM控制环117还进行相位基准信号121至 所需输出频率的频率变换。

PM控制环117包括混频器101、鉴相器103和压控振荡器( VCO)105。混频器产生中频信号127，该信号的频率等于频率基准 输入信号123的频率与从VCO105反馈信号的频率之差。根据中频 信号127的相位与相位基准输入信号121的相位差，鉴相器103产 生误差信号。鉴相器的输出驱动VCO的调谐端，致使VCO输出信 号具有近似等于相位基准输入信号121相位的相位，从而提供了 VCO输出信号的调相。为了进行频率变换，鉴相器的输出驱动VCO 的调谐端，致使VCO输出信号具有等于本机振荡器输入信号频率加 上相位基准信号频率的频率。

AM控制环在具有输出幅度控制端的功率放大器(PA)107上 被构成一体。AM控制环115包括PA107、输出功率耦合器109、包 络检波器111和差分放大器113。PA输出信号的分量通过耦合器 109反馈到包络检波器111。根据包络检波器111输出与幅度基准 输入信号125的电压之差，差分放大器113产生误差信号。差分放 大器113驱动PA输出幅度控制端，致使PA输出的幅度响应幅度 基准输入信号125的电压，从而实现功率放大器输出信号的调幅。

当进入PA控制端的AM控制信号引起PA输出信号的相移 时，就会产生问题，称为AM至PM的变换效应。这种AM至PM 的变换效应是PA非线性的结果，该非线性是PA的特性，PA使用 了用于将偏置电流最小化和将功率效率最大化的设计技术，当通过 变化偏置电流控制输出功率时就会产生上述特性。

在过去已经采用了若干种方案去消除上述的AM至PM变换 效应。首先是通过采用更为线性的PA组件，减少AM至PM的变 换效应。然而，线性的PA效率较低，消耗功率较大，因此并不希望用 于便携式无线电话机。第二种方案是调整基准信号的相位，致使PA 输入信号的相位被预失真，从而抵消PA中产生的相位失真。然而， 所需的预失真度取决于输出信号电平、电源电压和温度，结果形成 非常复杂的开环控制方案。第三种方案是将PA嵌套在对PA输入 信号移相的预失真环中，致使通过预失真环的总相移被自动地限制 为0。

图2是嵌套在预失真环中的PA的简化方框图。在该电路中，输 入信号在进入PA205之前先通过输入耦合器201和移相器203。 PA输出信号通过输出耦合器207。输入耦合器201和输出耦合器 207将输入信号和PA输出信号的分量馈送到鉴相器209。根据输 入信号与PA输出信号相位之差，鉴相器产生误差信号。鉴相器209 的输出驱动移相器203的控制端，致使PA的输入被自动地预失 真，PA的输出信号具有近似等于输入信号的相位。因此，预失真环 消除了PA中的相位失真。然而，该预失真环电路增加了不希望有的 成本知复杂性。此外，当PA的相移超过移相器的有限范围时会产生 问题。

因此，期望研制一种AM/PM发射机，能够进行调频、频率变 换和调幅，其中对于PA中产生的相位失真没有限制，不取决于输 出信号电平、电源电压或温度。

图1是现有技术发射机的详图。

图2是现有技术功率放大器的详图。

图3是以方框图形式表示的根据本发明的无线电话系统图。

图4是以方框图形式表示的根据本发明的发射机详图。

图5是以方框图形式表示的根据本发明的发射机详图。

图6是以方框图形式表示的根据本发明发射机另一种实现方 案的详图。

图3举例示出了习用无线通信收发信机300(下称“收发信机”) 的方框图。收发信机300使移动或便携的用户装置能够与基站(未 示出)通信，例如通过无线通信系统(未示出)中的射频(RF)信道。基 站然后再提供与陆线电话系统(未示出)和其他用户装置的通信。具 有收发信机300的用户装置的例子是蜂窝式无线电话机。

图3的收发信机300一般包括天线301、双工器302、接收机 303、发射机305、基准频率信号源307、锁相环(PLL)频率合成器 308、处理器310、信息源306和信息接收器304。

下面说明收发信机300各方框之间的互连及其工作。天线301 从基站接收RF信号320，以便由双工器302滤波。双工器302提供 频率选择性，以便将RF接收信号分离在线311上，将RF发射信 号分离在线313上。在另一种方案中，双工器可以提供临时的选择 性，通过开关将RF接收信号分离在线311上，将RF发射信号分离 在线313上。接收机303被耦接，用于在线311上接收RF接收信 号，并且工作，以便在线312上产生接收基带信号，提供给信息接收 器304。基准频率信号源307在线315上提供基准频率信号。PLL频 率合成器308被耦接，用于接收在线315上的基准频率信号和在数 据总线318上的信息，并且工作，以便在线316上产生收发信机调谐 信号，用于将接收机303和发射机305调谐到特定的RF信道。处理 器310通过数据总线318控制PLL频率合成器3o8、接收机303和 发射机305的工作。信息源306在线314上产生基带调幅信号，在线 321上产生基带调相信号。发射机305被耦接，用于接收基带调幅信 号314和基带调相信号321，并且工作，以便在线313上产生RF发 射信号。双工器302耦接线313上的RF发射信号，用于作为RF信 号320通过天线301发射。

在蜂窝式无线电话系统中的RF信道例如包括声音和信令信 道，用于发射和接收(下称“收发”)基站与用户装置之间的信息。声 音信道被分配用于收发声音信息。信令信道，也称为控制信道被分 配用于收发数据和信令信息。正是通过这些信令信道，用户装置得 以接入蜂窝式无线电话系统，并且被指定声音信道，以便进一步与陆 线电话系统通信。在能够在信令信道上收发宽带数据的蜂窝式无线 电话系统中，信令信道的频率间隔可以是多个声音信道频率间隔。

在某些蜂窝式无线电话系统中，收发信机300与基站在信令信 道上间歇地收发之间的信息。在这种系统中，例如采用了时分多 址(TDMA)信令方法，以便同步间歇的信息。在这种类型的系统中， 保持收发信机300在整个时间全部通电，使收发信机300调谐到信 令信道，在未接收信息的那些时间期间将不必要地消耗收发信机的 电池。因此，当收发信机不收发信息时，可以将收发信机300的某些 部分断电，以便延长电池的寿命。另外，当信号质量足够好，以致无需 相同信息的进一步重复时，可以将收发信机300的某些部分断电， 以便延长电池寿命。在收发信机300接收工作期间，间歇地使收发信 机通电和断电，即起动和关断，被称为工作的断续接收(DRX)方式。 在工作的DRX方式下，快速地起动和关断收发信机300的某些部 分导致极大地节省了电池的寿命。

图4以方框图形式示出了图3的发射机305。在图3所示的实 施例中，调相信号321提供基带同相(I)调制信号和正交(Q)调制信 号。调相器408根据基带同相调相信号和基带正交调相信号工作，产 生调制载波信号421，该信号作为相位基准信号输入到PM环417。 PM环417包括混频器401、鉴相器403、压控振荡器(VCO)405、 PA407、耦合器409、开关419和限幅器420。当PA407初始被接通 时，开关419将VCO405的输出信号连接到限幅器420。在AM控 制环415达到锁定状态之后，开关419将耦合器的输出信号连接到 限幅器420。开关操作向混频器401提供信号，无论PA407是接通 或是关断，都有足够的功率电平使PM控制环417达到锁定。在另 一种方案中，如果当PA407关断时，PA输出信号足以使PM控制 环417达到锁定，或者PA407永不关断，就能够省去开关419和限 幅器420。

混频器401产生中频信号427，该信号的频率等于频率基准输 入信号316的频率与从限幅器420反馈的信号的频率之差。根据中 频信号427与相位基准输入信号421的相位之差，鉴相器403产生 误差信号。鉴相器的输出驱动VCO405的调谐端，致使限幅器420输 出信号的相位近似等于相位基准输入信号421的相位。因为限幅 420、开关419和耦合器411都只有较低的相位失真，所以PA输出 的相位也近似等于相位基准输入信号421的相位。因此，PM控制环 417实现了PA407输出信号的调相。

此外，PM控制环417实现了在VCO输出信号上的必要预失 真，致使PA中的相位失真被自动地消除了。预失真的实现无需复杂 的专用预失真环电路。完成预失真是通过调谐VCO405，而不是如 本发明背景技术中所述的通过移相器。使用VCO405，相位校正量 基本上量没有限制的。因此解决了超过可能的相移范围的问题。

鉴相器的输出述驱动，VCO的调谐端，致使VCO输出信号的频 率等于频率基准信号316的频率加上或减去相位基准信号421的 频率。因此，PM环417实现了频率变换。

AM控制环415在PA407上与之形成一体。AM控制环115包 括PA407、输出功率耦合器409、包络检波111和差分放大器413。 PA输出信号的分量通过耦合器409反馈到包络检波器411。根据包 络检波器输出与来自信息源306的幅度基准输入信号314的电压 差，差分放大器413产生误差信号。在另一种方案中，能够从调相输 出信号421的幅度导出幅度基准信号314。差分放大器413驱动PA 输出幅度控制端，致使PA输出的幅度响应幅度基准输入信号314 的电压，从而实现功率放大器输出信号的调幅。

图5以方框图形式示出了图3的发射机305。PM环517包括 鉴相器503、低通滤波器502、压控振荡器(VCO)505、PA507、耦合器 509、开关519、限幅器520和分数(fractional)。N分频器501。分数 N分频器501包括多累加器分数N锁相环，例如序号为5166642、 名称为“用串联复合的多累加器分数N合成”的美国专利，该专利 的发明人为Hietala，并且转让给本发明的受让人、当PA507被初始 接通时，开关519将VCO505的输出信号连接到限幅器520。在PM 控制环517达到锁定状态之后，开关将耦合器509的输出信号连接 到限幅器520。因此，当PA507处于关断状态时，开关519和限幅器 520向分数N分频器501提供信号，使其具有足够的功率电平让环 路达到锁定。在另一种方案中，如果PA输出信号的电平在关断状态 足以使环路达到锁定，就可以省去开关519和限幅器520。根据分数 N分频器输出信号527与基准输入信号521的相位差，鉴相器产生 误差信号。鉴相器的输出驱动VCO的调谐端，致使限幅器520输出 信号的相位近似等于基准输入信号乘以分数N分频比的相位。因为 限幅器520、开关519和耦合器509都只有较低的相位失真，所以 PA输出的相位也近拟等于基准输入信号521乘以在调相信号321 上产生的分数N分频比的相位。因此，PM环517实现了VCO505 输出信号的调相。另外，PP环实现了在VCO输出信号上的必要预 失真，致使PA中的相位失真被自动地消除了。预失真的实现无需 复杂的专用预失真环电路。因为完成预失真是通过调谐VCO，而不 是移相器，所以PA相位校正量基本上是没有限制的。因此解决了 超过可能相移范围的问题。鉴相器的输出还驱动VCO的调谐端， 致使VCO输出信号的频率等于所需的发射机输出频率。

图6以方框图的方式示出了根据本发明的另一种发射机。在该 图中，相位信息信号321提供表示所需频率的数字整数输入到被N 分频的601，和模拟调相信号输入到图6的加法器604。在另一种方 案中，数字整数可以提供调相的分量。这种发射机示出了将调相用于 分数N锁相环的另一种方法。这里，模拟调制波形加到鉴相器603 的输出。因为采用分数N合成器而能具有较宽带宽，与非分数锁相 环相比，该端上的模拟信号可以包含较大的频谱分量。在所有其他方 面，发射机的工作都与图5中所示相同。AM控制环515和AM控 制环615在拓扑学上和功能上都与图4的AM控制环415相似。