UWB技术以非常短的持续时间的射频脉冲的发送为基础，典型地 为几皮秒到几纳秒的序列，并且他们的频率带宽非常宽，通常至少 500MHz或者甚至更宽。
UWB的应用是多样化的，显著地高或者低速率的数字数据无线本 地传输，还有雷达和医学图像系统或其他。
目前，为了获准UWB技术在内地的使用，正在改变规则。因此， 在美国，到2002年2月14日，FFC已经批准了在其文件FCC 02-48 中的该项使用。所述文件指定UWB设备是部分带宽大于0.25或者占 有至少1.5GHz的频谱。其指定部分带宽等于：2x(fH-fL)/(fH+fL)， 其中，fH为在-10dB处传输点的高频率，fL为在-10dB处传输点的低 频率。
并且，根据预期的申请，文件定义了将要观察的光谱传输掩模 (mask)。下面表1给出了对预期的应用定义的掩模(mask)总图：图 示出了相关频带的限制的平均传输功率，单位为dBm/MHz.
表1
频带(MHz) 成像， 低  于 960MHz 成像， 中频 成像， 高频 户内应 用 便携设 备包括 户外设 备 车辆雷 达 960-1610 -65.3 -53.3 -65.3 -75.3 -75.3 -75.3 1610-1990 -53.3 -51.3 -53.3 -53.3 -63.3 -61.3
 1990-3100 -51.3 -41.3 -51.3 -51.3 -61.3 -61.3  3100-10600 -51.3 -41.3 -41.3 -41.3 -41.3 -61.3  10600-22000 -51.3 -51.3 -51.3 -51.3 -61.3 -61.3  22000-9000 -51.3 -51.3 -51.3 -51.3 -61.3 -41.3  29000以上 -51.3 -51.3 -51.3 -51.3 -61.3 -51.3
特别对于室内设备，所谓的手持设备和高频率成像应用，批准的 带宽为从3.1GHz到10.6GHz，具有限制的平均传输功率-41.3 dBm/MHz。
ETSI发行了一技术报告，参考文件TR 101 994-1 v.1.1.1(2004-01)，其第一部分涉及用于通信的UWB应用。
UWB的优点是公知的，尤其，与标准窄带系统共存而不扰乱无线 射频通信系统。
然而，在发射器方面，应用UWB需要脉冲发生器，所述脉冲发生 器能够产生需要的超短脉冲，并且与强加的频率模板(imposed frequency template)一致。
传统的理论方法建议使用具有非常短持续时间的高斯脉冲类型 (Gaussian monocycle type)。该方法例如在US-A-5687169和 US-A-5677927中有所描述。
实际上，US-A-5586145公开了基于雪崩晶体管的脉冲发生器。在 名字为“Lesgénérateursd′impulsions”(脉冲发生器)，J.P.Vabre 的卷III中，脉冲发生器被提议采用带有隧道二极管的单稳态电路。在 “2003超宽带系统的国际研讨会(IWUWBS)”中，该会议在芬兰Oulu 大学从6月3日到5日举行，在“一种用于高斯脉冲产生的新的低成 本的超带宽微带脉冲形成网络”中，Buchegger和Gerald Oβberger 提出了一种基于SRD二极管的脉冲发生器。
然而，这种类型的脉冲发生器不是令人满意的。首先，频谱难以 被控制由于其依赖于部件的本质特性。而且，他们的能量效率不足， 并且需要昂贵的UWB放大器。而且，在产生脉冲之后，这些发生器用 于返回平衡和用于允许产生新脉冲的潜在时间是非常重要的，这限制 了脉冲重复频率。最后，这些技术不适用于连同信号处理电子装置的 低成本集成。
Thomas Buchegger和Gerald Oβberger在前述文件中还提出了 脉冲发生器，所述脉冲发生器采用阶梯信号发生器，其后跟随提供脉 冲的差分器，所述脉冲然后被应用于提供高斯脉冲的微带网络。但是， 阶梯信号发生器和差分器是复杂的、昂贵的并且不可聚合(non- integrable)的部件。

本发明的目的在于提供一种脉冲发生器，所述脉冲发生器可以显 著地被用于UWB传输并且至少部分地克服前述缺点。
更尤其，本发明提供一种UWB脉冲发生器，制造简单，成本低， 但是对于UWB仍然可靠和显著地可用。
对于此目的，本发明提出了一种脉冲发生器，包括提供一给定频 率的正弦信号的振荡器，和带阻滤波器，所述带阻滤波器的抑制频率 对应由振荡器提供的正弦信号频率，在所述振荡器中，所述正弦信号 被应用到带阻滤波器的输入。
根据优选的实施例，脉冲发生器包括下面特征中的一个或多个：
带阻滤波器是大于或者等于2阶的；
带阻滤波器是2阶的，并且具有大于或者等于0.1并且小于或等 于 的阻尼系数；
脉冲发生器还包括高通滤波器，由带阻滤波器提供的信号被应用 到高通滤波器的输入；
高通滤波器是2阶的，在这种情况下，带阻滤波器优选为2阶， 带阻滤波器的阻尼系数和高通滤波器的阻尼系数大于或者等于0.3， 并且小于或者等于 ，而且，高通滤波器的阻尼系数还可能有利地 等于带阻滤波器的阻尼系数。
脉冲发生器还包括带通滤波器，由带阻滤波器提供的信号被应用 到带通滤波器的输入端；
高通滤波器是四阶的；
滤波器具有谐振峰值，选择峰值的频率和幅度，以使最低频率处 的峰值和最高频率处的峰值小于或者等于15dB，或者甚至多于优选地 10dB；
脉冲发生器设计成用于提供UWB脉冲；
所述给定的频率大于或者等于900MHz并且优选3GHz；
脉冲发生器还包括用于调制所述正弦信号的开/关开关调制电 路，其中，调制的正弦信号被用于带阻滤波器的输入；
数字信号的前缘同步于由振荡器提供的正弦信号的过零点 (zero-crossing)；
调制电路包括介于振荡器和带阻滤波器之间的开关，所述开关由 要发射的数字信号控制；
调制电路包括执行正弦信号和要被发射的数字信号之积的混频 器，结果信号应用于带阻滤波器的输入。
根据另一个方面，本发明还提出了一种包含本发明的脉冲发生器 的射频发射器。
本发明还提出了一种包含多个本发明的脉冲发生器的射频发射 器，每个发生器提供各自频带内的脉冲。
最后，本发明公开了提供给定频率的正弦信号的振荡器，和带阻 滤波器的使用，所述带阻滤波器的抑制频率对应所提供的正弦信号的 频率以产生UWB脉冲。
附图说明
结合附图阅读说明书，本发明的其他特征和优点将变得更清楚， 所述说明书后跟随作为例子给出的本发明的优选实施例。
图1示出了本发明的脉冲发生器的框图，并且
图2是图1的带阻滤波器的实施例；
图3a和3b示出了图2的带阻滤波器的波特图；
图4a-4c示出了在本发明的实施例的发生器的不同点的时间信 号，图4d示出了对应的频谱曲线；
图5示出了2阶高通滤波器的实施例；
图6a和6b示出了2阶带阻滤波器的阻尼系数在频谱上的影响，以 及对时间响应的影响。
图7a-7f示出了本发明的采用2阶带阻滤波器和四阶高通滤波器 的实施例。
图7g-7j示出了本发明的采用2阶带阻滤波器和四阶高通滤波器 的另一个实施例。
图8示出了本发明的UWB射频发射器的框图，以及图9示出了在发 射器的不同点处获得的时间图；
图10示出了图8的可选的框图，和图11是对应的时间图；
图12-14示出了图7的三种可能的应用的框图；
图15示出了与产生的UWB脉冲有关的时间图，所述UWB脉冲与发 送的数字信号有关。

本发明的脉冲发生器以指数衰减正弦信号的产生为基础。信号的 频率和其衰减被选择以占有至少需要的频谱宽度。对于此，采用提供 应用到带阻滤波器输入端的正弦信号的振荡器是极有可能的，所述带 阻滤波器的抑制频率(rejection frequency)对应正弦信号的频率。
如果必要的话，指数衰减的正弦信号可以被处理，例如高通或者 带通滤波以使其频谱适应期望的频谱模板(spectrum template)。
通过以适当的方式，定义带阻滤波器，和如果必要，其后的滤波 器，可以提供期望的超带宽脉冲。尤其，本发明产生适合表1的掩模 (mask)的脉冲是可能的。
在本发明的范围内，在时间域内脉冲不是必须对应信号的单峰， 但是其可以对应交错序列，所述交错序列通过衰减结束。而且，在本 发明的范围内，通过超带宽脉冲是指：
任一个脉冲，其部分带宽大于0.1，优选0.2并且更有利地为 0.25。
或者在-10dB处占用至少100MHz宽度的频谱带宽的脉冲，或者 甚至优选在-10dB处占用至少500MHz宽度的频谱带宽的脉冲。
图1示出了电路的框图，通过所述电路，由振荡器1和带阻滤波 器2的方式，提供指数衰减正弦信号。振荡器1有利地为本地振荡器。 振荡器1提供正弦信号，所述正弦信号被应用到带阻滤波器2的输入。 滤波器2的抑制频率选择等于由振荡器1提供的正弦信号的频率。因 此，滤波器2在输出端提供指数衰减的正弦信号。
当然，振荡器1提供了时间信号，所述时间信号表达为：E(t) ＝A.sinω0t，其中，ω0＝2π.f0，并且f0是由振荡器1提供的正弦信 号的频率，并且拉普拉斯变换是：A.ω0/(ω0 2+p2)
而且，指数衰减正弦信号的时间方程可以表达为：
$S\left(t\right)=K\frac{{\omega }_0}{\sqrt{1-m^2}}{e}^{-m{\omega }_{t}t}·\sin \left({\omega }_0\sqrt{1-m^2}t\right)$
其拉普拉斯变换是 $\frac{K}{1+\frac{2m}{{\omega }_0}p+{\left(\frac{p}{{\omega }_0}\right)}^2}$
通过省略K/A因子，从E(t)到S(t)的透射比(transmittance) 因此可以表达为：
$T\left(p\right)=\frac{S\left(p\right)}{E\left(p\right)}=\frac{\frac{p^2}{{\omega }_0}+{\omega }_0}{1+\frac{2m}{{\omega }_0}p+{\left(\frac{p}{{\omega }_0}\right)}^2}=\left[{\omega }_0\right]\times \left[{\frac{1+\left(\frac{p}{{\omega }_0}\right)}{1+\frac{2m}{{\omega }_0}p+{\left(\frac{p}{{\omega }_0}\right)}^2}}^2\right]$
对于最后的形式，2阶带阻滤波器的拉普拉斯变换在增益系数内 是公知的。
对于参数K、m和ω0，衰减正弦信号可进行如下控制：
K：静态增益，并且能够调整放大等级；
m：是衰减系数，并且能够调整振荡的消振率(extinction rate)； 和
ω0：是特征角频率并且使得频谱锁定在期望的频带上。
对于脉冲发生器，为了提供具有期望带宽的脉冲，通过考虑下面 的事项，设置f0和m。频率f0对应在带阻滤波器2的输出端获得的频 谱的上限频率，超过上限频率，频谱减少。随着阻尼系数的变化，获 得的频谱的形状的宽度可以变化：后面我们将涉及阻尼系数的影响。
在一个实施例中，带阻滤波器2是2阶的。所述带阻滤波器可以 显著地为图2所示的RLC无源类型。在这种情况下，带阻滤波器2包 括电阻器4、电感5和电容6。振荡器1在带阻滤波器的输入端提供 正弦波电压Vs。
通常，具有如下关系：
${\omega }_0=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}}$ $m=\frac{\mathrm{RC}}{2}{\omega }_0=\frac{\mathrm{RC}}{2\sqrt{\mathrm{LC}}}$ $Q=\frac{1}{2m\sqrt{1-m^2}}$
因此，选择L和C以获得期望的频率f0，与R一起，可以有利地 调整阻尼系数m(和品质因数Q)到期望的值而不影响滤波器的抑制 频率。
表2通过设置每种情况下的电容的电容值C到1pF和阻尼系数m 到0.39，示出了对于不同频率f0的不同部件值。    
表2
 f0〔GHz〕 3  4  5  6  7  8  9  10  ω0〔Grad/s〕 18.85  25.13  31.42  37.7  43.98  50.57  56.55  62.83  R〔Ω〕 42  31.5  25  21  18  16  14  12.6  L〔pH〕 2814  1583  1013  704  517  396  312.7  253  C〔pF〕 1  1  1  1  1  1  1  1  m 0.39  0.39  0.39  0.39  0.39  0.39  0.39  0.39  Q 1.37  1.37  1.37  1.37  1.37  1.37  1.37  1.37  T0/2〔ps〕 167  125  100  83.3  71.4  62.5  55.5  50
表的最后一行给出了对应频率f0的半个周期T0/2持续时间。在 这种情况下，产生的脉冲具有持续时间T0，同时忽略信号的剩余，所 述信号很强地衰减。
图3a和3b分别示出了带阻滤波器2的幅度和相位的波特图，所 述带阻滤波器具有抑制频率10GHz。
图4a和4b示出了当f0等于10GHz时，时间域内的曲线。图4a 示出了由振荡器1提供的正弦信号Ve，而图4b示出了在带阻滤波器 2的输出端获得的信号Vs。对于这两幅图，x轴代表时间，以10-10 秒变化。在图4a中，y轴以伏特变化，而在图4b中，以十分之一伏 特变化。可以清楚看到，由振荡器1提供的峰值电压为1伏特。
图4d的曲线8示出了在带阻滤波器2的输出端的信号频谱。可 以清楚看到，频谱是超带宽类型由于其从0延伸到10GHz，然后减少。
当期望频谱不延伸到非零频率限(non-zero frequency limit) 以下时，通过把带阻滤波器2的输出应用到高通滤波器3的输入，获 得的信号可以进行简单校正-比较图1-所述高通滤波器3的截至频 率高于或者等于所述下限。
在高通滤波器3的截至频率为3GHz时，在输出端获得信号，所 述信号在图4c中以时间域示出，轴以与图4b相同的方式变化。分离 的高通滤波器3的特性曲线以附图标记8a在图4d中示出。在高通滤 波器3的输出端的发生器的结果频谱(resulting spectrum)在图4d 中以附图标记8示出。
在这种情况下使用的高通滤波器为图5中示出的2阶的RLC无源 类型。
该高通滤波器的透射比(transmittance)的拉普拉斯变换可以 写为：
$T\left(p\right)=\frac{S\left(p\right)}{E\left(p\right)}=\frac{\frac{P^2}{{{\omega }_{0\mathrm{ph}}}^2}}{1+\frac{{2m}_{\mathrm{ph}}}{{\omega }_{0\mathrm{ph}}}p+{\left(\frac{p}{{\omega }_{0\mathrm{ph}}}\right)}^2}$
其中： ${\omega }_{0\mathrm{ph}}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}}$ $m_{\mathrm{ph}}=\frac{\mathrm{RC}}{2}{\omega }_{0\mathrm{ph}}=\frac{\mathrm{RC}}{2\sqrt{\mathrm{LC}}}$
R、L、C为电阻器20、电容器21和电感器22的各自的值。
在这种情况下，示出的曲线对应当高通滤波器3由42欧的电阻 器20、1pF的电容器21和2.184nH的电感器22构成时，所述高通滤 波器具有0.39的阻尼系数Mph。
如已经涉及的，随着带阻滤波器2的阻尼系数m的变化，在输出 端获得的频谱的宽度和形状可以变化。图6a和6b分别示出了在具有 不同阻尼系数m的带阻滤波器2的输出端获得的频谱和时间响应。因 此，m越大，正弦信号衰减越快。当m小于/2，也就是0.707时， 频谱具有靠近抑制频率的谐振峰(resonance peak)。当m大于/2时， 频谱不再具有任何谐振，但是频谱随着频率逐渐减少，因为m比较大， 这种减少很快。优选m小于或者等于/2，因为获得基本平坦的频率 同时避免带阻滤波器2的输出端的信号等级的太大的衰减。类似，优 选地，m应该大于或者等于0.3以获得基本平坦的频谱因为在较低值 时，频谱具有相对于(relatively to)较低邻近频率的非常高的谐 振峰值。
当使用2阶的高通滤波器时，由于相同的原因也优选在这些限制 内，具有带阻滤波器2的阻尼系数m，但是另外，调整高通滤波器3 的阻尼系数mph到基本相等的值。因此，高通滤波器和带阻滤波器中 的每个分别由具有相同值的RLC部件构成。在这种情况下，高通滤波 器3的频谱具有相同幅度的谐振(resonance)但是接近滤波器3的 截至频率。通过叠加带阻滤波器2和高通滤波器3，则在期望的频率 带内，频谱可以为对称的并且平坦的。在图4d中示出了这种情况， 带阻滤波器2和高通滤波器3的阻尼系数都等于0.39，高通滤波器具 有3GHz的截至频率。如已示出的，曲线8是在带阻滤波器2的输出 端获得的频谱，振荡器1的10GHz的正弦信号被应用到所述带阻滤波 器2。曲线8a是分离地高通滤波器3的频谱响应曲线。曲线9是在高 通滤波器3输出端的结果信号，所述高通滤波器3与由振荡器1提供 输入的带阻滤波器2叠加。优选保持带阻滤波器2和带阻滤波器3的 阻尼系数大于或者等于0.3，因为，低于此值，结果频谱具有两个谐 振峰值，所述谐振峰值形成其间的井，而不是在期望的频率带内基本 平坦。
至于带阻滤波器2，采用小于0.3的阻尼系数m是可能的。在这 种情况下，优选采用高通滤波器3，通过高通滤波器3，脉冲的频谱 可以等于期望频带内的一定范围。这样可以显著地通过4阶高通滤波 器3实现，例如，在稍后将要描述的实施例中，参考图7g-7j。但是 甚至在该情况下，优选地保持阻尼系数m大于或者等于0.1，以提供 有关频带内的充分相等。
通常，优选地，带阻滤波器2的谐振频率和高通滤波器3的谐振 频率，或者甚至该情况下的带通滤波器的谐振频率应该在频带范围 内，在所述频率范围内将执行该应用。在这种情况下，带阻滤波器2 的谐振频率和高通滤波器3的谐振频率，或者甚至这种情况下带通滤 波器的谐振频率，和对应峰值的幅度可以被选择以提供频带范围内的 脉冲频谱的平衡，所述频带从第一峰值(具有最低频率的峰值)到最 后一个峰值(具有最高频率的峰值)。他们有利地被选择以使得在频 带范围内的频谱的变化小于或者等于15dB，或者甚至更优选为10dB。
在这种情况下，当期望具有在高频率一边(side)获得的脉冲频 谱的快速减少时，可以采用大于2阶的带阻滤波器2。类似地在低频 率一边(side)，可以采用大于2阶的高通滤波器。当使用带通滤波 器而不是高通滤波器3时，这些事项也是可应用的。
还可能作用在振荡器1的频率和/或高通滤波器3的截至频率， 以使得获得的频谱在期望的频谱模板(spectrum template)内。更 尤其，振荡器1的频率可以被选为小于要观察的频谱模板的上限，以 使得获得的频谱保持在高频率一边的模板内，振荡器1的频率等于带 阻滤波器2的截至频率。类似，高通滤波器3的截至频率选择高于要 观察的频谱模板的下限，以使得获得的频谱被保持在的低频率边的模 板内。
尤其，如果希望应用本申请的脉冲发生器到室内应用、手持设备 和高频率图像应用的FCC掩模，优选至少高通滤波器3或者甚至带阻 滤波器2应该为4阶。
图7a-7f示出了本发明的实施例，其提供脉冲、所述脉冲的频谱 在3和10GHz之间延伸。振荡器1提供5GHz的正弦信号。带阻滤波 器2的抑制频率因此为5GHz。带阻滤波器2为2阶的RLC滤波器，所 述滤波器具有等于0.318的阻尼系数m和1.66的品质因数。参考图2， 通过18欧的电阻器4、1nH的电感器和1pF的电容器获得带阻滤波器。 高通滤波器3是具有5.6GHz截至频率的4阶滤波器。在例子中，高 通滤波器通过如图7a所示的叠加的两个2阶的RLC单元获得。这样 的高通滤波器的透射比的拉普拉斯变换可以写成：
$T_{\mathrm{PH}\_4}\left(p\right)=\frac{\alpha ·p^4}{\alpha ·p^4+\beta ·p^3+\chi ·p^2+\delta ·p+1}$
其中，
α＝L2·L3·C2·C3
β＝C2·C3·(L2·R2+R3)+L3·R2)
χ＝C2·(C3·R2·R3 +L2)+C3·(L2+L3)
d＝R2·C2+R3·C3
在这种情况下，R2＝R3＝18欧，L2＝L3＝0.8nH，和C2＝C3＝1pF。
图7b、7c和7d分别示出了在振荡器1、带阻滤波器2和高通滤 波器3的输出端的时间域内获得的信号，x轴以10-10秒变化，图7b 中y轴以伏特变化，并且图7c和图7d中以十分之一伏特变化。
图7e示出了单独的带阻滤波器2的频谱响应曲线和单独的高通 滤波器3的频谱响应曲线。图7f示出了对应在发生器的高通滤波器3 的输出端提供的脉冲的结果频谱。
图7g-7j示出了另一个实施例，其中振荡器1还提供5GHz的正 弦信号。带阻滤波器2的截至频率因此也是5GHz。但是带阻滤波器2 的阻尼系数m等于0.11。参考图2，带阻滤波器由7欧的电阻器4、 1nH的电感器5和1pF的电容器获得。高通滤波器3是具有截至频率 5GHz的4阶滤波器。在该例子中，获得了如图7a所示的叠加的2阶 的两个RLC单元。在这种情况下，R2＝1欧，R3＝14欧，L2＝L3＝1nH， 和C2＝C3＝1DF。
图7g、7h和7i分别示出了在振荡器、带阻滤波器2和高通滤波 器3的输出端的时间域内获得的信号，x轴以10-10秒变化并且y轴以 伏特变化。
图7j示出了在发生器的高通滤波器3的输出端提供的脉冲频谱。 频谱有利地位于大于或者等于0dB处，在从3到10GHz范围的整个带 宽范围内，所述带宽范围在5GHz处具有13dB。在这种情况下，通过 将带阻滤波器2的谐振峰值设置到高通滤波器3的两个谐振峰值之间 来获得。而且，在该实施例中，带阻滤波器2和高通滤波器3可以完 全以分离的部件获得。
通常，尽管未在不同的图中示出，振荡器1和带阻滤波器2之间 的阻抗匹配，还有带阻滤波器2和高通滤波器3之间阻抗匹配以标准 形式提供，如果必要的话。
通过本发明的几个脉冲发生器的方式，还可能获得由FCC批准的 UWB频域内的多频带的应用。例如，有关带宽具有从500到800MHz 的宽度。对于每个带，使用特定的脉冲发生器。因此该脉冲发生器的 不同部件的参数被设置，所述参数前面已经讨论过。在带阻滤波器2 和高通滤波器3为2阶的情况下，选择较小的对应阻尼系数的值是有 利的，小于0.3，以把信号的能量集中在有关带内。可选地，各对振 荡器1和阻带滤波器2被用于每个频带内，各对振荡器1和阻带滤波 器2对于每个频带都是相同的，并且提供覆盖整个频带的频谱。在频 带上校准的带通滤波器被添加到每个振荡器/带阻滤波器对，而不是 高通滤波器3。
阻带滤波器2可以不仅仅为所描述的2阶的无源RLC类型，而是 还可以为其他类型，例如，双T无源单元、一系列低通滤波器和高通 滤波器或者有源滤波器。然而采用2阶的RLC结构是有利的，因为其 简单并且成本低。高通滤波器3还可以为任意公知的适合的类型，而 不是2阶或者四阶的RLC结构，但是在此，因为其简单并且成本低， RLC基础结构(based structure)是有利的。
如表2的结果，带阻滤波器2可以与分离的部件一起显著地应用 到CMS技术中至少达到5GHz的频率。在此基础上，对于高通滤波器3 或者带通滤波器也是这样的。带阻滤波器2、高通滤波器3或者带通 滤波器还可以制成尤其适用于非常高频率的传输线或者微带。滤波器 显著地需要小于1pF的电容或者小于1nH的电感。
如所示出的，带阻滤波器2的抑制频率等于振荡器1的频率。在 此该等式不能严格地被观察到，在带阻滤波器2的输出端获得永久正 弦信号，由于误差是基本的所述正弦信号具有比较大的振幅，并且如 果出现该种情况，除了期望的脉冲，在高通滤波器3的输出端获得永 久正弦信号。在实际中，这些误差在下述范围内是可以接受的，在滤 波器2的输出端的结果永久正弦信号的振幅充分低而不危害UWB应用 的正确操作。可接受的误差范围取决于带阻滤波器2的技术。对于2 阶的RLC类型的带阻滤波器2，优选地，振荡器1的频率等于抑制频 率，允许有±2％的波动。但是，带阻滤波器2可以设计成不会具有 简单的抑制峰值(rejection peak)如对于标准RLC滤波器的情形， 比较图3a，但是，具有振荡器1的频率的抑制范围包括在该范围内。
在带阻滤波器2为RLC类型时，通过选择R值相对于寄生电阻充 分地大，来考虑电感器L和电容器C具有的寄生电阻，以避免在抑制 滤波器2的输出端产生永久正弦信号或者将其保持在充分低的振幅而 不会危害UWB应用的正确操作。
在各种UWB应用中，由脉冲发生器产生的脉冲由适当的电路在期 望的时间被触发，这些时间可以由控制信号确定。参考结合图1描述 的图8的脉冲发生器，我们将说明UWB数字无线传输应用的电路。在 这种情况下，实际上脉冲控制信号对应要传送的数字信号。
如早期所看到的，当振荡器1的正弦信号被应用到带阻滤波器2 的输入端时，脉冲发生器产生脉冲。因此，为了产生脉冲序列，当期 望脉冲产生时，充分地把正弦信号应用到带阻滤波器2的输入端。对 于此，一个方案：在带阻滤波器2的输入端输入所述数字信号11之 前，所谓的开/关开关(OOK)通过要发送的数字信号11调制由振荡 器1提供的正弦信号，如图8所示。调制器引用附图标记10。在高通 滤波器3的输出端提供的脉冲序列，或者在带阻滤波器2的输出端默 认的脉冲序列，被应用到UWB发射天线，如果需要的话，可以通过宽 带放大器，此处为了便利而未示出。
图9示出了在电路不同点处获得的时间图：
-在振荡器1的输出端获得的时间图(a)；
-时间图(b)为将要传送的数字信号；
-时间图(c)是在用将要发送的数字信号调制振荡器1的正弦 信号后获得的；
-在带阻滤波器2的输出端获得的时间图(d)；和
-在高通滤波器3的输出端获得的时间图(e)。
如在时间图上清楚示出的，脉冲出现在数字信号的每个阶跃上， 在下降沿和上升沿上。如果期望仅仅在一个边沿而不是两个边沿传送 信号，通过压缩边缘来改变要传送的数字信号就行了，对于所述边缘 而言避免触发脉冲是所期望的。如图10所示，这可以通过应用要发 送的数字信号到电路的输入端或者D触发器的输入端来实现，所述电 路以2划分频率，所述D触发器的输出调制由振荡器1提供的正弦信 号。驱动电路或者D触发器为附图标记13。图11示出了在电路的不 同点的时间图，除了定义(b1)为要发送的数字信号和(b2)为在压 缩信号(b1)的下降沿后获得的数字信号，所使用的字母定义图8和 图9中的相同的点。显而易见，脉冲仅仅在要发送的数字信号(b1) 的上升沿触发。
图12示出了由振荡器1提供的信号的OOK调制的优选应用，所 述振荡器1在如前面所描述的沿中的一个的可能压缩后，采用要发送 的数字信号。OOK调制器10在此被应用为开/关开关或者开关10a， 所述开关10a由要发送的数字信号b2控制。
因此，当数字信号b2处于高位(high state)时，开关10a是关 闭的，当数字信号b2处于低位时，开关10a是开的。当开关10a改变 到关闭状态时，由振荡器1提供的正弦信号被应用到带阻滤波器2的 输入端，所述带阻滤波器引起脉冲的产生。由于脉冲的产生对应由带 阻滤波器2产生的瞬间状态，只要开关保持关闭，没有其他脉冲产生， 在永久状态的带阻滤波器在输出端不提供任何信号。然后，当开关10a 改变到开状态时，产生新的脉冲。
开关10a为任意恰当的类型，例如，MOSFET、FET或者两极类型 的晶体管，或者PIN二极管。优选地，与要传送的数字信号b2的周期 相比，开关10a选择具有高的转换率。开关10a的转换的事实是瞬间 的，引起振荡器1的正弦信号的封装(envelope)，所述正弦信号被 应用到带阻滤波器2的输入端。这样引起了在带阻滤波器2的输出端 获得的脉冲频谱的低频率边的收缩(shrinking)，该收缩取决于开关 10a的转换率的斜率。该效果对于不被FCC批准的低频率范围不是损 害。而且，在设计电路时，考虑开关10a的寄生电容。
可选地，低通滤波器可以连接到振荡器1的输出端和调制器10 的输入端-在开关10a的情况下-用于压缩振荡器1的谐波 (harmonics)以获得输出端的纯正弦信号。
与结合图12描述的应用比较，图13示出了OOK调制的可选的应 用。OOK调制器10在此被应用作混频器或者乘法器电路10b。由振荡 器1提供的正弦信号和将要传送的数字信号b2被应用到混频器10b的 输入端，所述混频器10b在输出端提供两输入信号的乘积。
与结合图12描述的应用进行比较，图14示出了OOK调制的可选 应用。OOK调制器10在此被通过转换器(transformer)T应用到转 换器的初级电路，振荡器1提供的正弦信号被通过电阻器R应用。开 关，例如MOS类型的晶体管Tr被插入到初级电路中并且通过要传送的 数字信号控制。转换器T的次级电路连接到带阻滤波器2的输入端。 仅仅当将要发送的数字信号b2处于高位时，振荡器1的正弦信号因此 被应用到转换器T的初级电路，并且转换器的次级电路提供期望的调 制信号。
与图13和图14所示比较，由于简单、低成本并且集成到电子芯 片内的可能性，基于开/关开关或者结合图12描述的开关的应用是优 选的。
在数据无线传输应用中，要传送的数字信号由数字编码数据产 生。尤其，描述的UWB发射器可以有利地应用PPM类型编码，也就是， 通过脉冲位置调制(脉冲位置调制)用于发送数字信号。当然，本发 明的发射器具有在潜伏期的时间准确性以产生与要发送的数字信号 的触发沿有关的UWB脉冲，比基于晶体管的雪崩效果或者隧道二极管 的现有技术的发射器电路好。
通常，优选地，要发送的数字信号的两连续边沿应该通过持续时 间分离，所述持续时间比由脉冲发生器产生的脉冲长以确保每次产生 的脉冲具有期望的频谱。脉冲的持续时间可以被通常设定，例如，通 过考虑脉冲结束在持续时间T0的n个周期后，具有由振荡器1传送的 信号的周期T0，由脉冲发生器提供的信号的随后间隔的振幅小于 1/50，或者甚至信号达到的最大振幅的1/100。
图15提供了在脉冲发生器在表2的f0栏等于10GHz的情况下的 图示。在高通滤波器3的输出端的由脉冲发生器产生的脉冲的持续时 间例如可以为5.T0，当信号的剩余(reminder)强烈地衰减时，并且 不再提供期望地频谱。因此，在上升沿和数字信号b2的后续的下降沿 之间的持续时间TH优选大于5.T0。类似地，下降沿和要发送的数字信 号b2的后续的上升沿之间的持续时间TB优选地大于5.T0。
最后，优选地，同步OOK调制与由振荡器1提供的过零点的信号， 以确定产生的脉冲都具有相同的频谱和时间形状。例如，在图1 2中， 开关10a的关闭和打开同步于振荡器1的过零点。同步可以用公知的 方式获得。
本发明的UWB发射器可以用于单频带应用。在多频带应用的情况 下，充分的使用特定的UWB发射器到每个带。
当然，本发明不限于描述和示出的例子和实施例，但是许多选择 对于本领域技术人员是可使用的。尤其，本发明的脉冲发生器和发射 器可以用于本申请中而不是无线通信中，例如图像或者雷达应用中。 而且，在被应用到带阻滤波器2的输入之前，由振荡器1提供的正弦 信号在其封装(envelope)上可以变化，例如为了优化在滤波器2的 输出端获得的频谱。最后，描述的实施例涉及微波频域和FCC的频谱 传输掩模(mask)，但是本发明可应用到任意其他范围的波，其显著 地为电磁波或者声波。还应该注意，本发明还应用与大于10GHz的振 荡器频率。