特别适用于高频接收和发送系统的单边带谐波变频器

本发明涉及一种单边带谐波变频器，这种变频器特别适用于高频接收和发送系统。

在发送和接收系统中，使用单边带变频器有利于省去滤波元件，但不利于灵活使用工作频率范围，还使系统成本明显增加和结构更笨重。

上述单边带变频器基本上由一个抑制镜象边带混频器组成，该混频器与一个频率为Fe＝Fs±Fi的本地振荡器配合工作，其中Fs为指定的信号频率，Fi是该接收或发送设备的中频频率。

人们知道，单边带变频器的一个严重问题是随着频率的提高，制造一个低成本而稳定的、能够为混频器理想工作提供所需功率的本地振荡器是十分困难的。

人们还知道，通过利用谐波混频器这一问题能够得到部分的解决。上述谐波混频器可以与半频本地振荡器-频率等于 1/2 （FS±Fi）的本地振荡器-配合工作。

这样就需要采用一些滤波器，其损耗性能优于常规的本地振荡器所使用的滤波器。

在这种情况下，本发明的目的就是要提供一种单边带变频器，它特别适用于高频（例如在10-18千兆赫（GHz）频率范围）接收和发送系统。这种单边带变频器可以兼备抑制镜象边带混频器和谐波混频器的优点，并去除二者的缺点。

按照本发明，在接收和发送系统中使用一种这样的单边带谐波变频器，上述目的就能实现，这种单边带谐波变频器的特征在于：它包括两个并联安排的谐波混频器;至少有一个射频混合电路将每个谐波混频器连接到第一信号频率端口和第二本振频率端口;一个中频混合电路以正交方式将每个谐波混频器连接到第三中频端口和接有一个终端负载的第四端口。下面将要详细解释，所要说明的两个谐波混频器分别与两个或多个射频和中频混合电路的结合能使本发明的变频器与一个半频本振频率、低成本、结构笨重的本地振荡器高效率工作在单边带（即抑制镜象边带）状态下。

试验结果表明，这种变频器所呈现的各种特性（诸如，变频损耗、本地振荡器激励电平、镜象边带抑制度以及本地振荡器与射频振荡器之间的隔离）与常规的抑制镜象边带变频器相比只是稍有下降。

综上所述，通过本发明的变频器与常规的抑制镜象边带变频器和无抑制镜象边带的谐波变频器的相比较，十分清楚，倾向于选择本发明的变频器。

由下面给出的，结合附图作为非限制性例子来说明的一些实施例的描述，本发明的各种特性将会十分清楚。

图1表示本发明的变频器的第一个例子示意图，

图2较详细地示出图1中的变频器，

图3-7示出图1和图2的变频器的结构细节，

图8-10示出通过试验从图1和图2的本发明的变频器得出的曲线图，

图11示出本发明的变频器的第二个例子。

图1示出一个包括两个相同的谐波混频器M1和M2并联的单边带谐波变频器。混频器M1的第一端口1和混频器M2的相应端口2 通过第一个3分贝正交混合射频电路HYB1连接到两个端口A和B。混频器M1的第二端口3和混频器M2的相应端口4通过第二个3分贝正交混合中频电路HYB2分别连接到另外两个端口C和D。

图1的变频器可以在接收和发送两种系统中工作。

在第一种系统中工作时，端口A施加一个信号频率电压Vs＝VsCosωst，端口B由一个本地振荡器施加本振频率电压Ve＝VeCosω3t。

本振频率可满足以下两等式之一：

a）ωe＝ 1/2 （ωs+ωi）

b）ωe＝ 1/2 （ωs-ωi）

由于正交混合电路HYB1的作用（HYB1以工作在Fs频段附近或者Fe频段附近的方式来选择），等式a）以公知的方式，在混频器M1的端口1产生一个由下式表示的电压V1：

V1＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cosωet+ $\frac{\mathrm{Vs}}{\sqrt{2}}$Cos（ωst-90°）

由电压V1可在上述混频器M1的端口3上得到一个由下式表示的电流i3

i3＝ (F)/2 Cos〔2ωet-（2ωet-ωit-90°）〕

＝ (F)/2 Cos（ωit+90°）

式中F是一个取决于混频器M1的系数。

在混频器M2的端口2可产生一个由下式表示的电压V2：

V2＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cos（ωet-90°）+ $\frac{\mathrm{Vs}}{\sqrt{2}}$Cos（ωst）

由电压V2可在上述混频器M2的端口4上得到一个由下式表示的电流i4：

i4＝ (F)/2 〔Cos（2ωt-180°-（2ωet-ωit））〕

＝ (F)/2 Cos（ωit-180°）＝- (F)/2 Cosωit

由于正交混合电路HYB2的作用，在输出端C、D上必然存在以下电流：

ic＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$〔Cos（ωit+90°-90°）+（-Cosωit）〕＝0

id＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$〔Cos（ωit+90°）+Cos（ωit-180°-90°）〕

＝ $\frac{F}{\sqrt{2}}$Cos（ωit+90°）

换句话说，在输出端C上没有中频信号，因此可以将输出端C连接到一个终端负载，而在输出端D存在中频信号。这就意味着中频信号的两个边带只有一个边带呈现在变频器的输出端，而另一个边带被抑制掉了。

由等式b）还能导出下列表达式：

V1＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cosωet+ $\frac{\mathrm{Vs}}{\sqrt{2}}$Cos（ωst-90°）

i3＝ (F)/2 Cos〔2ωet-（2ωet+ωit-90°）〕

＝ (F)/2 Cos（-ωit+90°）＝ (F)/2 Cos（ωit-90°）

V2＝VeCos（ωet-90°）+Vseos（ωit）

i4＝ (F)/2 Cos〔2ωet-180°-（2ωet+ωit）〕

＝ (F)/2 Cos（-ωit-180°）＝ (F)/2 Cos（ωit+180°）

＝- (F)/2 Cosωit

ic＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$｛Cos（ωit-90°-90°）+〔-Cos（ωit）〕｝

＝- $\frac{F}{\sqrt{2}}$Cosωit

id＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$｛Cos（ωit-90°）+〔-Cos（ωit-90°）〕｝＝0

此时，情况正好相反，也就是在输出端C上存在ωi频率的信号，而在输出端D上没有ωi频率的信号。

在发送系统中工作时，端口B仍然施加一个本振频率电压Ve＝Vecoset，但必须区别两种假设情况，即把中频电压Vi＝Vicosωit加在端口C还是加在端口D（相应的另一端口接到一个合适的终端负载）。

在第一种情况下，即将电压Vi施加到端口C的情况，在端口1、2、3、4将产生以下几种状态：

V3＝ $\frac{V_i}{\sqrt{2}}$cos（ωit-90°）

i1＝KCos〔2ωet-（ωit-90°）〕+KCos〔2ωet+（ωit-90°）〕

＝KCos（2ωet-ωet+90°）+KCos〔（2ωet+ωit-90°）〕

V4＝ Cosωit

i2＝KCos〔2ωet-180°-ωit〕+KCos〔2ωet-180°+

ωit〕

因此，在输出端A和B存在以下电流：

ia＝ $\frac{K}{\sqrt{2}}$〔Cos（2ωet-ωit+90°-90°）+Cos（2ωet+ωit

-90°-90°）+Cos（2ωet-180°-ωit）+Cos

（2ωet-180°+ωit）〕

＝ $\sqrt{2}$kCos（2ωet+ωit-180°）

ib＝ $\frac{K}{\sqrt{2}}$〔Cos（2ωet-ωit+90°）+Cos（2ωet+ωit-90°）

+Cos（2ωet-ωit-180°-90°）+Cos（2ωet+ωit

-180°-90°）〕＝ $\sqrt{2}$KCos（2ωet-ωit+90°）

换句话说，在输出端A可以得到高差相信号Vs＝VsCosωst＝VsCos（2ωet+ωit），同时在输出端B可以得到低差相信号Vs＝VsCosωst＝VsCos（2ωet-ωit）

在第二种情况下，即将电压Vi施加到端口D的情况，各个输出信号相互调换，表示如下：

ia＝ $\sqrt{2}$KCos（2ωet-ωit+90°）

ib＝ $\sqrt{2}$KCos（2ωet+ωit-180°）

当在端口A拾取可用信号时，很明显只传送一个单边带信号，而另外一个边带信号则被抑制了。

如图2所示，两个谐波混频器M1和M2每个都是用一种公知的 将两个肖特基（Schottky）二极管D1和D2进行反向并联方式构成的，并且具有各自用于频率fs和fe的匹配系统R1、R2，上述匹配系统具有能拾取中频频率fi的射频频率的低端。

这种变频器存在的一个问题是在射频端口A和本振频率端口B之间的隔离。这种隔离的好坏取决于混频器的二极管的适合程度，如果隔离不够理想，则可能损害镜象边带的抑制度。

为了解决这个问题，端口A和端口B分别都设有滤波器FA和FB，能够分别允许信号频率和本振频率通过，同时分别阻塞本振频率和信号频率。

图3给出了滤波器FB的电路结构图，滤波器FB由使低频Fe通过的低通滤波器F1和连接于高频Fs与地之间的高通滤波器F2和电阻性传输线段LR1所组成。结果是，本振频率Fe能够自由通过端口B到达混合电路HYB1，而对于频率Fs，无论在接收和发送情况下都不能到达端口B，这是因为由滤波器F1阻塞并由滤波器F2短路到地的缘故。

在图4中更详细地示出滤波器FB的构成，即由两段传输线段L1和L2组成的低通滤波器F1和由一个传输线段L3组成的高通滤波器F2与电阻性传输线段LR1相串联而构成的。上述的电阻性传输线LR1具有消耗功率的作用，以防止频率Fs的反射。

滤波器FA如图5所示的方式构成，即在频率Fe和地之间，由一传输线段L3形成的低通滤波器F3加上电阻性传输线段LR2以及由两个传输线段L4与L5形成的对于频率Fs的高通滤波器所构成。

为了使该变频率正常地工作，使3分贝正交混合电路工作在两个频率Fs和Fe是相当重要的。这时，必须使用一种能够复盖二个频 带的一个倍频程距离的混合电路，因为这是这两个频率（分别约为11GHz和5.5GHz）之间的标称距离。为达此目的，提出一种如图6所示的兰额（Lang）叉指式耦合器，图中，11表示输入端，12表示耦合输出端，13表示直接输出端，14表示隔离输出端。各耦合带S1-S5的宽度W、间距S和长度L以及连接电线15的直径和导电层的厚度是以这样的方式来选择的，即确保在频带两端（一个信频程的距离）上适当的平衡，显然，牺牲了频带中心部分，因为对这段的应用无利可图。

图7示出一种合适的匹配系统R1、R2，它是由具有适当长度和特性阻抗的三个传输线段LA1、LA2、LA3组成的，并且分别将它们插入到一个开路点与一个连接到混合电路HYB1的公共节点N之间，上述公共节点N与混频器M1、M2之间以及上述公共节点N与地（通过一个电容C）之间。中频频率存在于传输线段LA3和电容C之间。

为了说明本发明的抑制镜象的谐波变频器的工作原理是正确的，制造了两个未加滤波器FA和FB的试验性样品，这两个样品分别工作在10-12GH2和17.2-18.2GHz。

第一个样品是制做在氧化铝基片上，图8和图9的曲线表示该样品作为接收变频器使用时的测量结果。图8和图9的曲线是以两种不同的本地振荡器功率，Pe＝2.8dBm（用虚线表示），Pe＝4.5dBm（用实线表示），分别表示出镜象抑制SI和变频损耗Lc随频率Fs的变化曲线。十分清楚，测量结果是可信的。

当该样品作为发送变频器使用时，测量结果也是可信的。

第二个样品是制做在石英基片上的，当样品用于接收时，考虑到Pe＝odBm，给出如图10所示的SI和LC两条曲线。其结果 再次证明是令人满意的。

图11示出本发明的变频器的第二种应用，此变频器包括两个谐波混频器M1和M2，并且通过信号频率3分贝正交混合电路HYB1′连接到信号频率Fs的端口A和A′;通过一个单独的本振频率的3分贝混合电路HYB1″（同相，正交的或反相的）连接到本振频率Fe的端口B和B′，另一个中频3分贝正交混合电路HYB2将上述混频器M1和M2连接到端口C和D。

这种解决办法，从利用分别以确定的频率和单独频率为中心的两个混合电路HYB1、HYB1″来看是有优越性的。但从另一方面看，需要另外一个混合电路，将会增加成本和使系统复杂。

当作为接收使用时，存在如下两种情况：

a）ωe＝ 1/2 （ωs+ωi）

b）ωe＝ 1/2 （ωs-ωi）

在第一种情况下，假设使用同相的混合电路HYB1″，则在变频器的各个端口上得出以下表达式：

V1＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cosωet+-Cos（ωet-90°）

i5＝ (F)/2 Cos〔2ωet-（2ωet-ωit-90°）〕

＝ (F)/2 Cos（ωit+90°）

V2＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cos（ωet）+-Cosωst

i6＝ (F)/2 〔Cos（2ωet-（2ωet-ωit））〕＝-Cosωit

ic＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$〔Cos（ωit+90°-90°）+Cosωit〕

＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$Cosωit

id＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$〔Cos（ωit+90°）+Cos（ωit-90°）〕＝0

在第二种情况下，仍然利用同相位混合电路HYB1″，可以得到以下表达式：

V1＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cosωet+ $\frac{}{\sqrt{2}}$Cos（ωst-90°）

i5＝ (F)/2 Cos〔2ωet-（2ωet+ωit-90°）〕

＝ (F)/2 Cos（-ωit+90°）＝ (F)/2 Cos（ωit-90°）

V2＝ $\frac{\mathrm{Ve}}{\sqrt{2}}$Cosωet+ $\frac{\mathrm{Vs}}{\sqrt{2}}$Cosωet

i6＝ (F)/2 Cos〔2ωet-（2ωet+ωit）〕

＝ (F)/2 Cos（-ωit）＝-Cosωit

ic＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$〔Cos（ωit-90°-90°）+Cosωit〕＝0

id＝ $\frac{F}{2\sqrt{2}}$〔Cos（ωit-90°）+Cos（ωit-90°）〕

＝ $\frac{F}{\sqrt{2}}$Cos（ωit-90°）

从与电流ic和id相关的表达式中可以注意到，在中频输出端C和D上，有可能拾取到位于一个边带上的信号，而另一个边带（即它的镜象）则被抑制了。

如果混合电路HYB1″是反相的，其结果可能是不变的。但是如果混合电路HYB1″是正交的，则将得到一组前面所述的图1实施例的表达式。当工作在发送时，用正交混合电路HYB1”时，得出与图1实施例已导出的完全一样的表达式。

另一方面，利用同相或者反相的混合电路HYB1″，如果不是输出信号+90°相位旋转，则能得到形式上相同的结果。

因此，图11的变频器可以得到图1所示的变频器的全部试验结果。

补正    86108884

文件名称    页    行    补正前    补正后

说明书    3    7    WE（打字不清楚）    We

4    4    2Wt-180°    2Wet-180°

5    倒1    We    Wi

6    12    差相    差拍

7    倒2    变频率    变频器

8    3    Lang    Lange

9 倒3 - (F)/2

10 4

摘要    3    本频率    本振频率