调制增益校准的方法及其系统

本发明的领域

本发明主要用于使用锁相环路和压控振荡器的通信设备中的宽带调制。更 确切的说，本发明主要用于依比例放大输送到压控振荡器的电压信号的宽带调 制求和网络以及控制调制信号依比例放大的校准增益电路。

本发明的背景

锁相环路用于多种应用，例如时钟恢复、频相调制、以及频率合成器。压 控振荡器是锁相环路的中心设计部件，压控振荡器产生与它的输入电压成正比 的输出频率。压控振荡器的典型缺陷是由于集成电路处理的变化，向应用的输 入电压输出的频率是不稳定性的。这导致如果需要宽输出频率范围那么就需要 具有大增益的压控振荡器。响应于在应用的输入电压中的的任何噪音，大压控 振荡器增益也受到影响，在输出频率中也产生大的变化，也称为相位噪音。由 于该压控振荡器输出的相位噪音限制输出信号的准确度，因此是不合需要的。

如上所述，压控振荡器一般应用在无线通信系统中。无线通信系统一般在 接收路径电路和发送发送路径电路中都需要频率合成。例如，美国和欧洲的蜂 窝电话标准定义具有其通信集中在大约900MHz和1800MHz两个频段的蜂窝电 话系统。

双频蜂窝电话能在900MHz频带和1800MHz频带中操作。在频带中，蜂 窝电话标准定义其中基站单元和移动单元通过多个信道通信的系统，例如30kHz (IS-54)或200kHz(GSM)宽信道。例如，使用IS-54标准，使用大约800个 信道用于从基站向移动单元发送信息，而另外大约800个信道用于从移动单元 向基站发送信息。分别为这些信道保留869MHz到894MHz的频段和824MHz 到849MHz的频段。

因为移动单元必须能够在可用于其正在操作的标准内的任何一个信道上进 行发送和接收，因此必须提供频率合成器，以便在特别信道宽度的增量中创建 准确的频率信号，例如在900MHz地区的30kHz增量的例子中。

经常在移动单元应用中使用包括压控振荡器的锁相环路以便产生期望的输 出频率。图1和2中举例说明了移动应用中锁相环路电路的示例。

图1是现有技术无线通信设备，例如在蜂窝电话系统中的移动单元，的接 收路径电路150的框图示例。输入信号由天线108接收、由带通滤波器110过 滤，并由低噪放大器112放大。该接收的信号一般是无线电频率信号，例如 900MHz或1800MHz信号。该无线电频率信号在混合到基带前经常混合到期望 的中间频率中。频率合成器100使用来自晶体振荡器105的基准频率(fREF)106 向混合器114提供RF混合信号RFOUT102。混合器114将该RFOUT信号102与 经过滤并放大的信号113合并以便产生具有两个频率组件的信号115。带通滤波 器116过滤该信号以提供IF信号117。然后，在混合器122和124混合该IF信 号117至基带之前，可变增益放大器118放大该IF信号117。

一般在使用同相(I)和正交(Q)信号在基带上执行移动电话中的信号处 理。Q信号是I信号90度相位差的偏移。为了提供这两种信号，可以使用IF混 合信号104和以2双分和正交移动框120。频率合成器100生成IFOUT信号104； 例如，大约500MHz；也就是在块120中用2相除以提供混合信号119和121。 对于到混合器124的信号119，块120将到混合器122的信号121延迟90度。

使用以操作信号104的相反边缘来工作的两个触发电路来实现块120，例 如触发电路的输出是信号104频率的一半，并且互相是90度的偏移。产生的输 出信号123和125具有两个频率组件。

假设基带频率集中在DC，使用低通滤波器126和128过滤该信号。产生 的基带信号123是Q信号，并且产生的基带信号125是I信号。处理块130会 在基带进一步处理这些信号123和125，并作为I和Q信号131和132提供给移 动电话电路的其他部分。

图2是现有技术锁相环路电路200的框图，用于合成频率合成器100所需 的一种频率。实施第二锁相环路电路以提供第二频率。

以R除计数器204接收基准频率106，并且以N除计数器214接收输出频 率102。相位检测器206接收产生的分配信号216和218。相位检测器206确定 分配信号216的相位和分配信号218的相位之间的相位差。相位检测器206使 用该相位差驱动电荷泵208。电荷泵208提供环路滤波器210过滤的电压输出以 提供电压控制信号220。电压控制信号220控制压控振荡器212的输出频率102。

对于典型的移动电话应用，频率104将维持恒定，而频率102会根据输入 信号的信道而改变。因此，可以使用第一锁相环路提供频率104，并将其N和R 值编程并然后留下。可以使用第二锁相环路提供频率102，并选择性地将其N 和R值以提供所需信号102。如果需要，可以对该第二锁相环路的R值编程一 次并然后留下，而使用N值选择所需信号102。

用于无线通信设备的普通发送路径电路(未示出)，诸如蜂窝电话系统中的 移动单元，可以包括用于将输出的信号从基带移动到RF发送频率的电路。用于 蜂窝电话系统的发送频率带一般包括与接收频带内所包括的信道数目一样的信 道数。然而，将发送信道从接收信道转变固定频率量。

如上所述，锁相环路电路一般使用相位检测器来监视分配基准频率和分配 输出频率之间的相位差以便驱动电荷泵。电荷泵将与相位差成正比的电荷包到 传递到环路滤波器。

环路滤波器输出与压控振荡器连接的电压以控制其输出频率。该反馈环路 的作用试图将相位差驱动到零以提供稳定和可编程的输出频率。可以根据移动 单元操作的标准来选择基准频率的值和除法器电路。

然而，通信系统的性能主要依靠合成高频输出信号的纯度。对于信号接收， 不纯的频率源导致不期望的信道混合进期望的信道信号中。对于信号发送，不 纯的频率源在相邻信道中产生干扰。

因此，频率合成器必须符合频谱纯度的非常严格的要求。在蜂窝电话应用 中需要的频谱纯度级别使锁相环路合成器解决方案的设计以及，特别是，在锁 相环路合成器解决方案内的压控振荡器的设计都是高要求的。

在用于频率合成的锁相环路实施中使用的压控振荡器电路中一般会发生三 种类型的频谱杂质：与输出频率相关的谐波失真项，接近输出频率的干扰音调， 以及集中于输出频率的相位噪音。

一般而言，谐波失真项不是太麻烦，因为谐波失真项的发生远离期望的基 音，并且能从频率合成器外面的蜂窝电话电路中去除谐波失真项的影响。

然而，干扰音调经常非常接近基音。蜂窝电话应用所需要的包括基准音调 的干扰音调，大约小于-70dBc，而只需要的谐波失真项大约小于-20dBc。注意 “c”表示相对“载波”频率的能量测量的量，是输出频率。

相位噪音是在输出频率附近连续散布的不期望的能量，在距输出频率的基 音较近的频率上总是占有较高的能量密度。在三者之中相位噪音经常是对输出 频率的频谱纯度损害最大的。因为相位噪音在系统性能上的影响，普通的蜂窝 电话应用可以需要频率合成器以距离输出频率100kHz处产生具有大约小于 -110dBc/Hz的相位噪音的输出频率。

而且，因为在蜂窝电话应用中相位噪音规定是严格的，在蜂窝电话锁相环 路合成器解决方案中使用的压控振荡器一般基于某些谐振结构。陶瓷晶体谐振 器和LC谐振回路电路是常见的例子。虽然在LC谐振回路振荡器中的实施细节 不同，但是普通的谐振结构都是包括并行连接固定电容和可变电容的感应器。

因为在任何真实的振荡器中都消耗能量，因而应用负传导源形式的能量以 维持振荡，诸如放大器。虽然通常存在其他损失，感应器的串联电阻经常是LC 谐振回路振荡器的主要损失机构。

从成本的角度，非常希望集成压控振荡器和锁相环路的其他部件到单一集 成电路上去。与片外组件、组件引脚、集成电路测试、板级测试和降低的实施 可靠性相关的成本都有利于集成的解决方案。因为压控振荡器和锁相环路滤波 器完全包含在没有外部连接的集成电路小的容积中，集成的压控振荡器和锁相 环路滤波器对电磁干扰和无线电频率干扰也具有较低的敏感性。

与常规片外实施方式(100nf)相比，集成锁相环路滤波器需要使用相对小 的电容(100nf)。更小的电容导致更大的锁相环路开环增益，这必须通过使电 荷泵电流更小和/或使压控振荡器的敏感性更小来加以补偿。电荷泵电流的减小 增加了电荷泵的相对噪音并降低了锁相环路的旋转速率。

相反，降低压控振荡器的敏感性使它对调谐端口的噪音不太敏感并倾向于 提高噪音性能。然而，压控振荡器的动态范围变的狭窄，这需要调整压控振荡 器中心频率用于处理变化、温度、和所需的信道。

集成的另一障碍是在锁相环路的LC谐振回路中使用的感应器值和电容值 缺乏精确。该容差问题一般引起大多数锁相环路合成器实现在生产过程中例如， 通过激光微调，调整感应器或电容值。更复杂的集成困难在于集成具有低串联 电阻的感应器和具有相当高值以及低损耗和低寄生特性的电容。

在集成电容值过程中，主要问题在于普通环路滤波器电容组件的高值，通 常在500pf至5000pf的级别。另一主要问题是缺少拥有高度可变压控电容的可 变电容组件，该电容并不也是引起相位噪音的高损耗组件。为了提供该可变电 容组件，一般使用高精度反向偏置二极管或变容二极管。然而，这种高性能变 容二极管需要特殊处理，并因此，还没有与锁相环路电路的其它部分集成。

简而言之，虽然对于商业蜂窝电话应用而言希望集成锁相环路实现的单个 集成电路以便合成高频率信号，集成还没有令人满意的实现。

因此，希望将锁相环路和提供精确的低能量发送器/接收器的压控振荡器集 成。而且，希望提供集成的锁相环路和压控振荡器，这使得能实现片上微调。 最后，希望提供具有高质量调制和低能量消耗的集成的锁相环路和压控振荡器。

本发明概述

本发明的第一方面是宽带阻抗衰减器。该宽带阻抗衰减器包括锁相环路滤 波器，在发送时连接到锁相环路滤波器的压控振荡器，以及可操作地连接到锁 相环路滤波器和压控振荡器的阻抗电路。

本发明的第二方面是宽带阻抗衰减器。该宽带阻抗衰减器包括第一阻抗， 在发送时可操作地连接到第一阻抗的压控振荡器，以及可操作地连接到第一阻 抗和压控振荡器的第二阻抗。第二阻抗电路是第一阻抗的放大版。

本发明的第三方面是从高斯频移键控调制信号生成输出频率的方法。该方 法使用具有阻抗N*Z(s)的阻抗电路和具有阻抗Z(s)的锁相环路滤波器通过因子 1/(N+1)衰减高斯频移键控信号并使用压控振荡器生成输出频率。输出频率相 应于衰减的高斯频移键控调制信号。

本发明的第四方面是调制器增益校准电路。该调制器增益校准电路包括可 编程增益放大器，用于接收来自于调制器地信号或校准信号，比较器，用于将 从可编程增益放大器输出的电压与在压控振荡器中产生预先确定的频移所需要 的电压相比较以产生增益信号，以及增益控制器，响应比较器产生的增益信号， 以控制可编程增益放大器的增益。

本发明的另一方面是校准调制器增益的方法。该方法将压控振荡器锁定在 频段的中心频率；测量锁定压控振荡器的电压；转变压控振荡器以产生预先确 定的频率；测量转变压控振荡器的电压；确定在锁定压控振荡器的测量电压和 转变压控振荡器的测量电压之间的差别；并根据确定的差别改变调制器的增益。

本发明的另一方面是调制电路。该调制电路包括高斯频移键控产生器；调 制器；可编程增益放大器用于接收来自调制器的信号或校准信号；比较器，用 于将可编程增益放大器输出的电压与在压控振荡器中产生预先确定的频移所需 要的电压相比较以产生增益信号；以及增益控制器，响应比较器产生的增益信 号，以控制可编程增益放大器的增益。

本发明的第七方面是锁相环路滤波器电路。该锁相环路滤波器电路包括锁 相环路滤波器；比较器；充电电路，用于预充电容到锁相环路滤波器的电压； 以及切换器，切换将电容切换到锁相环路滤波器电路中，以作用于锁相环路宽 带。

附图的简要描述

本发明可以采用各种组件和组件排列，以及各种步骤和步骤排列的形式。 附图只用于举例说明优选实施例，并非构建用于限制本发明，其中：

附图1举例说明用于无线通信设备的现有技术接收路径；

附图2举例说明用于合成频率合成器所需一种频率的现有技术锁相环路；

根据本发明原理，附图3举例说明调制器一个实施例的框图；

根据本发明原理，附图4举例说明调制器阻抗衰减器的一个实施例；

根据本发明原理，附图5举例说明调制器阻抗衰减器的另一个实施例；

根据本发明原理，附图6举例说明用于调制器的环路滤波器；

根据本发明原理，附图7举例说明用于调制器的可编程增益放大器的一个

实施例；以及

根据本发明原理，附图8举例说明用于调制器的调制增益校准测量电路的 一个实施例。

本发明的详细描述

如上所述，通过实现带有压控振荡器的锁相环路频率合成器，本发明构思 用于合成高频信号的方法和设备。根据本发明原理，通过实施带有压控振荡器 的锁相环路频率合成器，图3举例说明用于合成高频信号的设备的一个示例。

如图3所述，σ-δ调制器和数字模拟转换电路300接收高斯频移键控信 号。σ-δ调制器和数字模拟转换电路300调制并转换信号为模拟信号。模拟 信号一旦离开σ-δ调制器和数字模拟转换电路300，低通滤波器302过滤该滤 波信号。可编程增益放大器304依比例放大该过滤的信号，然后在输送给求和 电路312之前，调制衰减电路306衰减该过滤的信号。

将参考图7更详细的讨论可编程增益放大器304。而且，将参考图4和5 更详细的讨论调制衰减电路306。求和电路312可以是任何普通求和电路。

图3进一步举例说明锁相环路。锁相环路包括影响相位减法328，相频检 测器330和电荷泵332的相频检测器和充电电路334。相频检测器330产生与频 率源326和来自整数N除法器318的信号之间的相位差成正比的输出。根据来 自相频检测器330的输出，控制电荷泵以向环路滤波器310输出预先确定的电 流。在优选实施例中，电荷泵332可编程为5层级别中的一层。

将来自环路滤波器310的信号输入到求和电路312和调制增益校准电路 308。将参考图8更详细的讨论调制增益校准电路308。将来自求和电路312的 求和信号输入到根据接收的电压产生输出频率的压控振荡器314。

经由预定标器316，通过锁相环路来反馈输出频率。将依比例放大的信号 输入到整数N除法器318。整数N除法器318计算接收的依比例放大信号和来 自σ-δ调制电路320的信号之和。将σ-δ调制电路连接到求和电路322，该 求和电路322计算信道信号和来自调制依比例放大电路324的信号之和。调制 依比例放大电路324依比例放大高斯频移键控信号。

在操作中，图3的设备在发送过程中，由高斯频移键控数据调制压控振荡 器314，该高斯频移键控数据是通过将适当的信号加入到压控振荡器314控制电 压输入中以及加入到σ-δ调制器输入中得到的。锁相环路在锁相环路宽带内 响应调制并尝试取消调制。使用如图3举例说明的2点调制减轻该影响。

使用σ-δ调制器/数字模拟转换电路(300)、低通滤波器(302)、可编程增益 放大器(304)、调制衰减网络(306)、和求和器312路径，将该调制应用到压控振 荡器304。如上所述，σ-δ调制器/数字模拟转换电路300输出被低通滤波、 被依比例放大以补偿在压控振荡器KV中的改变、衰减，然后应用到压控振荡器 314。在通过调制依比例放大电路324、求和电路322、和σ-δ调制电路320 路径将输入数字信号适当依比例放大后也将其求和到锁相环路σ-δ调制器。

图4举例说明本发明的衰减原理。正如图4所举例说明的，调制衰减网络 306接收来自可编程增益放大器306的信号，其具有阻抗N*Z(s)，并输入到求 和电路312。求和网络312还接收来自环路滤波器310的信号，其具有阻抗Z(s)。 将求和的信号输入到压控振荡器314。

如图4所举例说明的，通过调制衰减网络306应用高斯频移键控调制。在 发送过程中，将锁相环路滤波器310向左连接到压控振荡器314。调制衰减网络 306的阻抗，N*Z(s)是锁相环路滤波器310的阻抗(Z(s))的放大版。调制衰减网 络306和锁相环路滤波器310的结合将调制电压减弱了1/(N+1)。

在本发明优选实施例中，N＝10导致1/11的衰减。该1/11的衰减能在衰减 器接收的输入峰压是54mV到107mV时，使得压控振荡器314产生的峰压在 4.9mV和9.7mV之间。

图5更详细的举例说明了图4的衰减电路的实施例。如图5所举例说明的， 具有阻抗N*Z(s)的调制衰减网络306包括多个电阻(R3b、R4b、R2b、R21b和 R22b)和多个电容(C1b、C2b、C3b、C4b、C21b和C22b)，其中连接电阻R4b 和电容C4b连接到来自可编程增益放大器304的输入。锁相环路滤波器310包 括多个电阻(R3、R4、R2、R21和R22)和多个电容(C1、C2、C3、C4、C21 和C22)，其中连接电阻R2和R3以及电容C1到来自电荷泵322的输入。求和 电路312接收来自锁相环路滤波器310的信号以及来自调制衰减网络306的信 号。将总和信号输入到压控振荡器314。

图6举例说明本发明使用的锁相环路滤波器的另一实施例。如图6所示， 锁相环路滤波器310包括多个电阻(R3、R4、R2、R21和R22)，多个电容(C1、 C2、C3、C4、C10、C13、C14、C21和C22)，以及缓冲放大器A1，其中电容 C1、C3、C4、C10、C13和C14是可切换的。

在本发明的优选实施例中，如图6所示，锁相环路使用可编程电荷泵332 以设置锁相环路宽带在20kHz和500kHz之间。锁相环路滤波器310通过电容 C2集成电荷泵输出并通过电阻R2和电容C1向锁相环路提供相位超前滞后频率 补偿。通过电阻R3和R4以及电容C3和C4，增加其他滤波器电极以衰减对锁 相环路切断的响应。通过增加其他集成电阻/电容R21、C21、R22和C22将锁 相环路滤波器310响应扩展到更广泛的范围。

在优选实施例中，在最低宽带设置，将其他电容(C10、C13和C14)切换 到锁相环路电路中以提供在预先确定的删除的充分排斥。当将电容(C10、C13 和C14)切换到环路时，缓冲放大器A1预充电容器(C10、C13和C14)到锁 相环路滤波器310DC电压以将对锁相环路的干扰最小化。

图7举例说明可编程增益放大器304的实施例。可编程增益放大器304包 括具有切换器的放大器340，其在低通滤波器302和基准校准信号之间切换，以 及连接到放大器的一个输入、另一输入连接到基准信号的可编程反馈电阻排 342。放大器340的输出连接到另一切换器，该切换器在放大器340的输出或正 应用于调制衰弱电路306的基准信号和可编程反馈电阻排342之间切换。

放大器340的输出也连接到比较器344，其将放大器340的输出与来自调 制增益校准电路308的信号进行比较。将比较器344的比较结果输入到计数器 346的上/下控制输入。计数器346相应的产生计数值，其中使用计数值来控制 可编程反馈电阻排342。

在优选实施例中，当发送时，可编程增益放大器304输入全比例比例范围 在0.5Vbg和1.5Vbg之间。当输入电压在两个极端时，压控振荡器需要偏差 +/-80kHz。如图7和8所示，通过在每个发送时隙前的校准，本发明的校准电路 /处理调整可编程增益放大器304电压增益以完成正确的依比例放大。

为了校准，将可编程增益放大器304输入切换到0.5Vbg，导致可编程增益 放大器304输出电压为Vbg+0.5Vbg*GPGA，其中GPGA是可编程增益放大器304 的增益。将输出电压与Vbg相比较加上在可编程增益放大器304输出端所需电 压以在压控振荡器中产生80kHz切换。比较器344输出端连接上/下计数器346。 调整可编程增益放大器304的增益，以便对可编程增益放大器304的全比例输 入将导致压控振荡器在压控振荡器调制网络上80kHz的偏差。

图8举例说明在本发明优选实施例中用于测量校准电压的电路。如图8所 示，缓冲放大器350接收来自锁相环路滤波器310的输出。此后，使用多个双 联开关(P1、P2和P3)和电容(21C、11C、C和C0)用于捕获校准电压。使 用另一缓冲放大器352，以及加法器354，用于产生输入到附图7的比较器344 的输出信号。

在优选的校准操作中，附图8的电路最初设置锁相环路在80kHz偏移量并 允许锁相环路稳定。通过关闭双联开关P1，电容21C上测量压控振荡器电压。 然后，重新编程锁相环路到信道中心并再次允许稳定。通过关闭双联开关P2， 在电容11C上对压控振荡器电压采样。然后将这两个电压相减，并以N+1放大 以补偿调制器衰减。

总体而言，本发明包括锁相环路滤波器和可操作地连接到锁相环路滤波器 的阻抗电路以及压控振荡器以提供调制信号的适当的衰减。阻抗电路是锁相环 路滤波器的放大版，其中锁相环路滤波器具有阻抗Z(s)并且阻抗电路具有阻抗 N*Z(s)以提供1/(N+1)的衰减。

而且，通过将压控振荡器锁定在频段的中心频率并测量锁定的压控振荡器 的电压，本发明校准调制器的增益。本发明还切换压控振荡器以产生预先确定 的频率，并测量切换的压控振荡器的电压。确定在锁定的压控振荡器的测量电 压和切换的压控振荡器的测量电压之间的差别，并根据确定的差别改变调制器 的增益。

最后，本发明包括高斯频移键控生成器，调制器，接收来自调制器的信号 或校准信号的可编程增益放大器，比较器，用于将从所述可编程增益放大器输 出的电压与在压控振荡器产生预先确定的频移所需的电压相比较以产生增益信 号，以及增益控制器，响应于比较器产生的增益信号，来控制可编程增益放大 器的增益。

虽然已经表示和描述了本发明的各种示例和实施例，熟知本领域的人士应 理解，本发明的精神和范围并不是限制在这里的特定描述和附图，而是扩展于 如以下权利要求中提及的各种修改和改变。

优先权信息

本发明要求于2003年8月29日提交的序列号为10/230,763的美国专利 申请的优先权，其全文在此合并以供参考。